JPH09117150A

JPH09117150A - 電源装置

Info

Publication number: JPH09117150A
Application number: JP7266009A
Authority: JP
Inventors: Masanao Okawa; 将直大川; Tsutomu Shiomi; 務塩見; Hiroshi Niihori; 博市新堀
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-10-13
Filing date: 1995-10-13
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷への出力線の地絡時にも負荷電流を検出し
て電源装置の破壊を防ぐとともに、耐圧のより低いトラ
ンスを使用可能とする。【解決手段】直流電源Ｅと、直流電源Ｅに接続されて直
流電圧を変換する直流コンバータ回路１と、直流コンバ
ータ回路１の出力に接続されたインバータ回路２からな
り、インバータ回路２の出力端に接続された負荷Ｌｐへ
矩形波電圧を供給する電源装置において、直流電源Ｅの
負端と直流コンバータ回路１の直流出力の正端を接続し
て負荷Ｌｐに直流電源Ｅの負端より低い電位の矩形波電
圧を供給し、インバータ回路２の出力端から直流コンバ
ータ回路１の直流出力の負端を経て、直流コンバータ回
路１の直流出力の正端に至る経路中に電流検出手段（抵
抗Ｒｄ₁ ，Ｒｄ₂ ）を直列に挿入して負荷電流を検出す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直流電源を低周波矩
形波電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関するも
のであり、特に負荷が放電灯の場合の点灯装置に適する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図８は従来の電源装置の一例を示す回路
図である。この装置は、直流電源Ｅと、スイッチング素
子Ｑ₁ 、トランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ で１次側閉回路を
構成しており、また、トランスＴｆの２次側では、トラ
ンスＴｆの２次巻線Ｎ₂ と、ダイオードＤ及びコンデン
サＣで２次側閉回路を構成している。コンデンサＣに
は、ブリッジ構成されたスイッチング素子Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、
Ｑ₄ 、Ｑ₅ よりなるインバータ回路が接続されている。
このインバータ回路の出力には、起動用の高電圧を発生
するための高圧パルストランスＰＴを介して最終負荷で
ある放電灯Ｌｐが接続されると共に、イグナイタ回路Ｉ
Ｇが並列に接続されている。イグナイタ回路ＩＧは、放
電灯Ｌｐが非点灯である場合に高圧パルストランスＰＴ
の１次側にパルス電圧を印加し、２次側に高電圧のパル
スを発生させて、放電灯Ｌｐに印加することで放電灯Ｌ
ｐを放電開始させるものであり、放電灯Ｌｐが点灯して
しまえば、働かなくなるものである。

【０００３】図８の電源装置の高周波的な動作を図９に
示す。スイッチング素子Ｑ₁ が周期Ｔ₁ に対して時間ｔ
₁ だけオン、即ちデューティ比ｄ＝ｔ₁ ／Ｔ₁ でオンす
ると、直流電源ＥからトランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ に１
次電流Ｉ₁ が流れて、トランスＴｆの鉄芯に磁気エネル
ギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ₁ がオ
フすると、トランスＴｆの巻線は図示のような極性で巻
かれているので、トランスＴｆの鉄芯に蓄えられた磁気
エネルギーは、ダイオードＤを介して２次電流Ｉ₂ とし
て放出され、コンデンサＣに充電される。ここで、コン
デンサＣは２次電流Ｉ₂ を平滑する作用があるため、コ
ンデンサＣの両端電圧Ｖｃはリップルを含んだ直流電圧
となり、ブリッジ回路以降に流れる電流も実際には２次
電流Ｉ₂とは異なり、リップルを含んだ直流電流にな
る。

【０００４】図８の電源装置の低周波的な動作を図１０
に示す。インバータ回路の入力電圧は、コンデンサＣの
両端電圧Ｖｃであり、リップルを含んだ直流電圧となっ
ている。スイッチング素子Ｑ₂ 〜Ｑ₅ は、低周波駆動回
路１２により周期Ｔ₂ の低周波で駆動され、スイッチン
グ素子Ｑ₂ とＱ₅ がオン、スイッチング素子Ｑ₃ とＱ ₄
がオフとなる第１ステージと、スイッチング素子Ｑ₂ と
Ｑ₅ がオフ、スイッチング素子Ｑ₃ とＱ₄ がオンとなる
第２ステージが交互に低周波的に切り替わる動作を繰り
返す。これにより、インバータ回路の出力電圧として、
低周波の矩形波電圧が発生し、放電灯Ｌｐに印加され
る。なお、周期Ｔ₁ とＴ₂ の関係は、Ｔ₁≪Ｔ₂ となっ
ている。

【０００５】以下、放電灯Ｌｐに印加される管電圧をＶ
ｐ、管電流をＩｐ、管電力をＷｐとして、制御回路５の
動作を説明する。この制御回路５は放電灯Ｌｐに所望の
管電力Ｗｐを供給するように制御する部分である。その
ために、管電圧Ｖｐと管電流Ｉｐを検出する必要がある
が、直接、放電灯Ｌｐの両端から検出しなくても、コン
デンサＣの電圧Ｖｃを疑似的に管電圧Ｖｐとして、検出
抵抗Ｒｄに流れる電流Ｉｄを擬似的に管電流Ｉｐとして
検出すれば良い。これは、管電圧Ｖｐ、管電流Ｉｐがコ
ンデンサＣの電圧Ｖｃ、電流Ｉｄをブリッジ回路で単に
低周波的に極性反転しただけのものであり、コンデンサ
Ｃと放電灯Ｌｐの間のインピーダンス要素は十分に小さ
いと考えて良いからである。このように、管電圧Ｖｐを
疑似的にコンデンサＣの電圧Ｖｃから電圧検出回路４に
より電圧信号ＶＤとして、管電流Ｉｐを擬似的に電流Ｉ
ｄから抵抗Ｒｄ及び電流検出回路３により電流信号ＩＤ
として検出している。制御回路５はこれらの検出信号等
に基づいて、必要な管電力Ｗｐで放電灯Ｌｐが点灯する
ように、制御信号ＶＨを高周波駆動回路１１に対して出
力する。

【０００６】高周波駆動回路１１は制御信号ＶＨをスイ
ッチング素子Ｑ₁ のスイッチング動作に必要な信号に変
換する部分であり、例えば、一般に良く知られているス
イッチング電源用のＰＷＭ回路のように、制御信号ＶＨ
と基準発振信号を比較し、デューティｄを決定するとい
うごときものである。なお、ここでは制御信号ＶＨを直
流のレベル信号としており、高周波駆動回路１１では、
制御信号ＶＨのレベルが高いほどデューティｄを狭く
し、制御信号ＶＨのレベルが低いほどデューティｄを広
くしている。

【０００７】スイッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ はブリッジ回
路の基準電位と駆動回路の基準電位が共に負端で接続さ
れているので、駆動回路からの直接の出力によって低周
波的に駆動することができる。一方、スイッチング素子
Ｑ₂ 、Ｑ₃ はそれぞれの素子の基準電位が制御回路の基
準電位に対して一定ではないので、直接駆動することが
できない。スイッチング素子Ｑ₂ 〜Ｑ₅ がＮチャンネル
ＭＯＳ−ＦＥＴであるものとして説明すると、スイッチ
ング素子Ｑ₄ ，Ｑ₅ のソース電位は変動しないが、スイ
ッチング素子Ｑ₂ ，Ｑ₃ はソース電位が変動することに
なる。このような基準電位が変動するハイサイド素子を
駆動する方法としては、各種の方法が提案されている。

【０００８】図１１はその一例である。直流電源Ｅは例
えば自動車用のバッテリーであるとして、高周波駆動回
路１１や低周波駆動回路１２等の制御回路の電源Ｖｃｃ
に直接用いることのできる電圧範囲であるとする。制御
回路から、スイッチング素子Ｑ₄ を直接オンさせると、
直流電源ＥからダイオードＤｃを介してコンデンサＣｃ
に電圧が充電される。コンデンサＣｃの電圧は直流電源
Ｅと略等しくなり、ドライバＤＲＶを動作させることが
できるものである。制御回路はフォトカプラＰＣの発光
ダイオードを点灯させることにより、フォトカプラＰＣ
の受光素子側に信号を伝達し、ドライバＤＲＶによっ
て、スイッチング素子Ｑ₂ を動作させる。スイッチング
素子Ｑ₃ 、Ｑ₅ の関係も同等である。このような所謂チ
ャージポンプ手段を用いて、ハイサイド側のスイッチン
グ素子の駆動電源を生成し、駆動信号を低電位側の制御
回路からフォトカプラＰＣによって伝達するので、低周
波的な動作を容易に実現できる。しかしながら、フォト
カプラＰＣのような素子は、構造上、耐湿性能に劣る等
の欠点を有するものであり、例えば自動車用の装置には
信頼性の面から好ましくない方法である。

【０００９】図１２は別の例である。これは、駆動用の
トランスＴｄによって絶縁し、制御信号ＬＦによりトラ
ンジスタＴｒ₁ がオン、トランジスタＴｒ₂ がオフする
と、トランスＴｄを介して２次側に駆動電圧Ｖｇを発生
させ、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ₂ （あるいは
Ｑ₃ 等）のＦＥＴをオンさせる。また、制御信号ＬＦに
より、トランジスタＴｒ₁ がオフ、トランジスタＴｒ₂
がオンすると、駆動電圧Ｖｇに負の電圧を発生させ、ス
イッチング素子Ｑ₂ （あるいはＱ₃ 等）をオフさせる方
式である。この方式は、高周波的な動作には適している
が、低周波的な動作をさせるには、駆動用のトランスＴ
ｄが大きくなる欠点が有り、図８のような低周波出力の
回路に用いるべき方式ではない。

【００１０】更に、近年の半導体技術の向上にともな
い、高耐圧のＩＣを製造することができるようになって
きた。これにより、上記のような動作をさせる「ハイサ
イド・ドライバＩＣ」が市販されるようになってきた
（例えば、ＩＲ社製ＩＲ２１１７等）。このような素子
を用いれば、前述のチャージポンプ手段等と組み合わせ
ることにより、図８の回路の低周波的なブリッジ動作が
容易に実現できる。

【００１１】一方、放電灯を用いた車載用前照灯点灯装
置として、特開平６−２０３９８４号公報に記載された
方式がある。この例は負荷である放電灯中のＮａの損失
現象を抑制するために、放電灯の平均点灯電位を負にす
るものであり、図１３の回路に示すように、ブリッジ回
路の正端と直流電源Ｅの負端が接続されている。すなわ
ち、この回路方式では、制御回路からブリッジ回路の各
スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅ を直接駆動できないし、更
に上述の「ハイサイド・ドライバＩＣ」も使用できな
い。この放電灯点灯装置のように、ブリッジ回路の基準
電位と制御回路の基準電位が異なる場合には、ブリッジ
回路を低周波的に駆動することは更に困難になる。この
ような基準電位が異なるスイッチング素子の駆動に適し
た回路構成については、この出願の中で後述するが、こ
こでは、放電灯の平均点灯電位を負にした点灯装置にお
けるトランスの耐圧の問題や、負荷への出力線の地絡時
における負荷電流の検出の問題について以下に考察す
る。

【００１２】図６は放電灯の平均点灯電位を負にした点
灯装置の一例を示す回路図である。直流電源Ｅには、ト
ランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ とスイッチング素子Ｑ₁ の直
列回路が接続されている。トランスＴｆの２次巻線Ｎ₂
には、ダイオードＤとコンデンサＣの直列回路が接続さ
れている。コンデンサＣとダイオードＤのカソードの接
続点は、直流電源Ｅの負極に接続されると共に、グラン
ドレベルに接地されている。トランスＴｆとスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、ダイオードＤ及びコンデンサＣは、直流コ
ンバータ回路１を構成している。その動作について説明
すると、まず、スイッチング素子Ｑ₁ がオンすることに
より、トランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ にエネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｑ₁ がオフされると、トランス
Ｔｆに蓄えられたエネルギーがダイオードＤを通してコ
ンデンサＣに供給され、これを繰返し行うことで、コン
デンサＣの両端電圧が上昇し、直流コンバータ回路１の
出力端には直流電源Ｅの負端より低い電位の電圧が出力
される。コンデンサＣの電圧は、抵抗Ｒｄを介してイン
バータ回路２に供給されている。インバータ回路２は、
スイッチング素子Ｑ₂ 〜Ｑ₅ のフルブリッジ回路よりな
り、直流入力電圧を低周波の矩形波電圧に変換して放電
灯Ｌｐに供給する。すなわち、スイッチング素子Ｑ₂ ，
Ｑ₅ がオン、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ がオフのとき
には、放電灯ＬｐにコンデンサＣの電圧が供給され、ス
イッチング素子Ｑ₂ ，Ｑ₅ がオフ、スイッチング素子Ｑ
₃ ，Ｑ₄ がオンのときには、放電灯ＬｐにコンデンサＣ
の電圧が逆方向に供給される。抵抗Ｒｄの両端電圧は電
流検出回路３により検出されて制御回路に入力され、制
御回路によりスイッチング素子Ｑ₁ のオン時間幅が制御
される。

【００１３】この従来例の動作波形図を図７に示す。ト
ランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ の一端ｂ ₁ の電位は一定（直
流電源Ｅの電位）であるが、トランスＴｆの１次巻線Ｎ
₁ の他端ｃ₁ の電位は、スイッチング素子Ｑ₁ をオン・
オフさせることにより、直流電源Ｅの電位よりも高くな
る。このトランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ の電圧は、２次巻
線Ｎ₂ に巻数比に応じた電圧として発生し、２次巻線Ｎ
₂ の両端ｂ₂ ，ｃ₂ の電位は１次側よりも昇圧された電
圧となる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】従来例においては、負
荷Ｌｐへの出力線（例えばａ₁ 点）が地絡した場合、抵
抗Ｒｄには電流が流れず、負荷Ｌｐへの出力電流を検出
することができない。そのため、回路に過大な電流が流
れて、装置の破壊を招くという問題があった。また、無
負荷時において、負荷Ｌｐへの出力電圧をＶｃ〔Ｖ〕、
直流電源の電圧をＥ〔Ｖ〕、トランスの巻数比を１：ｎ
とすると、１次巻線Ｎ₁ の両端ｂ₁ ，ｃ₁、並びに、２
次巻線Ｎ₂ の両端ｂ₂ ，ｃ₂ の電位は、スイッチング素
子Ｑ₁ のオン・オフに対して、図７に示すものとなる。
従って、トランスＴｆの耐圧としては、Ｖｃ＋Ｅ×（ｎ
＋１）〔Ｖ〕が必要となる。

【００１５】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、負荷への出力線
の地絡時にも負荷電流を検出して装置の破壊を防ぐとと
もに、耐圧のより低いトランスによって回路を構成でき
るようにすることにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置によれ
ば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電源Ｅと、直流電源Ｅに接続されて直流電圧を変換
する直流コンバータ回路１と、直流コンバータ回路１の
出力に接続されたインバータ回路２からなり、インバー
タ回路２の出力端に接続された負荷Ｌｐへ矩形波電圧を
供給する電源装置において、直流電源Ｅの負端と直流コ
ンバータ回路１の直流出力の正端を接続して負荷Ｌｐに
直流電源Ｅの負端より低い電位の矩形波電圧を供給し、
インバータ回路２の出力端から直流コンバータ回路１の
直流出力の負端を経て、直流コンバータ回路１の直流出
力の正端に至る経路中に電流検出手段（抵抗Ｒｄ₁ ，Ｒ
ｄ ₂ ）を直列に挿入して負荷電流を検出することを特徴
とするものである。

【００１７】

【発明の実施の形態】本発明の好ましい実施の形態を図
１に示す。この回路では、抵抗Ｒｄ₁ 又はＲｄ₂ に電流
が流れて生じる電圧Ｖｄ₁ ，Ｖｄ₂ のうち、大きい方の
電圧を利用して負荷Ｌｐに流れる電流を検出するもので
ある。すなわち、抵抗Ｒｄ₁ に電流が流れるときは抵抗
Ｒｄ₂ には電流が流れず、抵抗Ｒｄ₂ に電流が流れると
きは抵抗Ｒｄ₁ には電流が流れないので、抵抗Ｒｄ₁ 又
はＲｄ₂ に電流が流れて生じる電圧のうち、大きい方の
電圧を検出すれば、負荷Ｌｐに流れる電流を検出するこ
とができる。そのために、抵抗Ｒｄ₁ ，Ｒｄ₂ に流れる
電流を電流検出回路３１，３２により検出し、その検出
出力Ｖｄ₁ ，Ｖｄ₂ を比較回路３０により比較し、大き
い方の電圧Ｖｄを検出している。電流検出回路３１，３
２は、たとえば、インピーダンス変換用のオペアンプで
構成できる。また、比較回路３０は、たとえば、ダイオ
ード２個を用いたワイヤード・オア回路で構成できる。

【００１８】図１の回路において、負荷Ｌｐのａ₁ 点が
地絡した場合について、抵抗Ｒｄ₁，Ｒｄ₂ の両端に生
じる電圧、すなわち、電流検出回路３１，３２の出力電
圧Ｖｄ₁ ，Ｖｄ₂ 、並びに比較回路３０の出力電圧Ｖｄ
を図２に示す。負荷Ｌｐのａ ₁ 点が地絡しても、スイッ
チング素子Ｑ₂ 、Ｑ₅ がオン、スイッチング素子Ｑ₃、
Ｑ₄ がオフのときには、抵抗Ｒｄ₂ に負荷電流が流れ、
抵抗Ｒｄ₂ の両端電圧として電流検出回路３２で検出さ
れる。また、抵抗Ｒｄ₁ には電流が流れないので、抵抗
Ｒｄ₁ の両端電圧は零である。次に、スイッチング素子
Ｑ₂ 、Ｑ₅ がオフ、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ がオン
のときには、負荷短絡時と同じ状態となり、負荷短絡電
流が抵抗Ｒｄ₁ を流れ、抵抗Ｒｄ₁ の両端電圧として電
流検出回路３１で検出される。このとき、抵抗Ｒｄ₂ に
は電流が流れないので、抵抗Ｒｄ ₂ の両端電圧は零であ
る。これら電流検出回路３１，３２の両者の出力電圧を
比較回路３０によって比較することにより、負荷電流を
検出できる。地絡時には、インバータ回路２の反転周期
で、検出電流値が変化するので、負荷に異常が生じたこ
とも検出できる。また、電流検出回路３１と３２の検出
電圧から出力線のどちら側（ａ₁ 点かａ₂ 点）が地絡し
たかを判別できる。

【００１９】

【実施例】図１の回路で示したように、抵抗Ｒｄ₁ に電
流が流れているときは抵抗Ｒｄ₂には電流が流れず、抵
抗Ｒｄ₂ に電流が流れているときには抵抗Ｒｄ₁ に電流
が流れないので、図３に示すように、抵抗Ｒｄに流れる
電流を負荷電流としてよい。この場合、図１の基本回路
において、抵抗Ｒｄ₁ に流れる電流と抵抗Ｒｄ₂ に流れ
る電流の和が抵抗Ｒｄに流れることになる。抵抗Ｒｄの
両端電圧を検出することにより、ａ₁ 点（或いはａ₂
点）が地絡した場合にも、負荷電流を検出できる。

【００２０】また、図４に示すように、電流検出用の抵
抗Ｒｄとインバータ回路２の接続点を接地しても良い。
図４の抵抗Ｒｄには、図３の抵抗Ｒｄと同様の電流が流
れる。図３の場合と同様に、抵抗Ｒｄの両端電圧を検出
することにより、負荷Ｌｐのａ₁ 点（又はａ₂ 点）が地
絡した場合においても、負荷電流を検出することができ
る。また、抵抗Ｒｄの一端を接地しているので、接地し
ていない側の電位を検出することで、抵抗Ｒｄの両端電
圧を検出できる。すなわち、図１又は図３の場合とは異
なり、抵抗Ｒｄの両端電圧を差分検出する必要が無い。
また、図４のように、ダイオードＤをトランスＴｆの２
次巻線Ｎ₂ の端部ｃ₂ とコンデンサＣの非接地端ｅの間
に配置することにより、無負荷時のトランスＴｆの１次
巻線Ｎ₁の両端ｂ₁ 、ｃ₁ の電位、並びに２次巻線Ｎ₂
の両端ｂ₂ 、ｃ₂ の電位は図５に示すようになる。従っ
て、トランスＴｆの耐圧は、Ｖｃ＜ｎ（Ｎ＋１）Ｅの場
合、（１＋１／ｎ）Ｖｃ〔ｖ〕となり、従来のものより
低くてよい。

【００２１】次に、本発明のように、低周波的に動作す
るインバータ回路を備える電源装置において、制御回路
と基準電位の異なるスイッチング素子を確実で安価に駆
動する手段を以下に提案する。

【００２２】まず、図１４はハイサイド素子の駆動回路
の一例を示している。この例では、ハイサイドのスイッ
チング素子Ｑ₂ に図示のように、ブリッジ出力端電位Ｖ
₂₄とＶ₃₅間の電位差を抵抗Ｒ₁ と抵抗Ｒ₂ によって検出
した電圧ＶｉをコンパレータＣＰの負入力に印加し、抵
抗Ｒ₃ とツェナーダイオードＺＤで発生させた基準電圧
ＶｎをコンパレータＣＰの正入力に印加する。図示して
いないが、スイッチング素子Ｑ₂ に付加した回路と同等
の回路がスイッチング素子Ｑ₃ にも設けられている。ス
イッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ は制御回路の出力により直接
オン／オフされる。

【００２３】図１５は上記回路の動作波形図である。図
１４の回路において、スイッチング素子Ｑ₄ がオン、ス
イッチング素子Ｑ₅ がオフである場合、ブリッジ出力端
電位Ｖ₂₄とＶ₃₅は、基準電位（グランド）からみて、各
々略０と略Ｖｃである。すなわち、検出電圧Ｖｉは正の
電圧であり、このとき、Ｖｎ＜Ｖｉとなるようにツェナ
ーダイオードＺＤを設定しておけば、コンパレータＣＰ
の出力がＬｏｗレベルになり、スイッチング素子Ｑ₂ は
オフである。スイッチング素子Ｑ₄ がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ₅ がオンとなると、検出電圧Ｖｉは逆に負の電
圧になるが、ダイオードＤ₂ でクランプされ、検出電圧
Ｖｉは略０になるので、Ｖｎ＞Ｖｉとなり、コンパレー
タＣＰの出力がＨｉｇｈレベルになり、スイッチング素
子Ｑ₂ がオンする。スイッチング素子Ｑ₃ は同等な動作
によりスイッチング素子Ｑ₂ とは全く逆にオン／オフす
る。このように、制御回路と同じ電位側のスイッチング
素子Ｑ₄ ，Ｑ₅ をオン／オフすることにより、ハイサイ
ド側のスイッチング素子Ｑ ₂ ，Ｑ₃ はブリッジ回路の出
力端の電位関係を検出することにより自動的にオン／オ
フすることができるので、従来のような絶縁手段あるい
はハイサイド・ドライバＩＣ等の手段を必要としない。

【００２４】図１６はハイサイド素子の駆動回路の他の
例を示している。この例では、コンデンサＣの電圧Ｖｃ
と、ブリッジ出力端電位Ｖ₂₄（スイッチング素子Ｑ₂ ，
Ｑ₄の接続点の電位）の間の差電圧を検出し、コンパレ
ータＣＰによりスイッチング素子Ｑ₂ をオン／オフさせ
ている。図示していないが、スイッチング素子Ｑ₂ に付
加した回路と同等の回路がスイッチング素子Ｑ₃ にも設
けられている。スイッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ は制御回路
の出力により直接オン／オフされる。

【００２５】図１７は上記回路の動作波形図である。図
１６の回路において、スイッチング素子Ｑ₂ がオン、ス
イッチング素子Ｑ₄ がオフ、スイッチング素子Ｑ₃ がオ
フ、スイッチング素子Ｑ₅ がオンとすると、ブリッジ出
力端電位Ｖ₂₄はコンデンサＣの電圧Ｖｃに略等しいか
ら、検出電圧Ｖｉは略０である。基準電圧Ｖｎは一定値
であり、Ｖｎ＞Ｖｉと設定すると、コンパレータＣＰの
出力がＨｉｇｈレベルになり、スイッチング素子Ｑ₂ が
オンしている。ここで、スイッチング素子Ｑ₄ がオフか
らオンに、スイッチング素子Ｑ₅ がオンからオフに変化
したとき、スイッチング素子Ｑ₂ がオンであると、ブリ
ッジ出力端電位Ｖ₂₄はコンデンサＣの電圧Ｖｃの略２分
の１に低下する。これを、検出電圧Ｖｉとしてコンパレ
ータＣＰに入力し、このときに、Ｖｎ＜Ｖｉとなるよう
に基準電圧Ｖｎが設定されていれば、コンパレータＣＰ
の出力はＬｏｗレベルになり、スイッチング素子Ｑ₂ は
オフする。スイッチング素子Ｑ₂ がオフすると、ブリッ
ジ出力端電位Ｖ₂₄は略０となるので、Ｖｎ＜Ｖｉを維持
できる。スイッチング素子Ｑ₄ がオンからオフに変化す
る場合、ブリッジ出力端電位Ｖ₂₄は不安定になるが、０
以上に持ち上がるので、スイッチング素子Ｑ₂ をオフか
らオンに変化させるようにコンパレータＣＰにヒステリ
シスを持たせると更に良い。

【００２６】図１８はハイサイド素子の駆動回路のさら
に他の一例を示している。この例では、スイッチング素
子Ｑ₂ 、Ｑ₃ には図１４の方式を付加し、スイッチング
素子Ｑ₅ にはブリッジ出力端電位Ｖ₂₄によりスイッチン
グ素子Ｑ₅ をオン／オフさせる回路を付加したものであ
る。スイッチング素子Ｑ₄ は制御回路の出力により直接
オン／オフされる。

【００２７】図１９は上記回路の動作波形図である。図
１８の回路において、スイッチング素子Ｑ₄ がオンする
と、ブリッジ出力端電位Ｖ₂₄＝０になるので、スイッチ
ング素子Ｑ₃ がオンし、スイッチング素子Ｑ₅ がオフす
る。スイッチング素子Ｑ₅ がオフするので、ブリッジ出
力端電位Ｖ₃₅＝Ｖｃになり、スイッチング素子Ｑ₂ がオ
ンする。また、スイッチング素子Ｑ₄ がオフすると、ス
イッチング素子Ｑ₅ がオンし、スイッチング素子Ｑ₃ が
オフする。これにより、スイッチング素子Ｑ₂がオンす
る。このように、スイッチング素子Ｑ₄ だけを制御回路
の出力により直接オン／オフ制御することにより、他の
スイッチング素子Ｑ₂ 、Ｑ₃ 及びＱ₅ のオン／オフが決
定され、低周波的にブリッジ回路を動作させることがで
きる。

【００２８】次に、放電灯の点灯電位が基準電位（グラ
ンド）に対して負になる回路方式におけるハイサイド素
子の駆動回路の一例を図２０に示す。スイッチング素子
Ｑ₄には、図１８と同等な回路を付加している。すなわ
ち、ブリッジ出力端電位Ｖ₃₅を検出することで、コンパ
レータＣＰによりスイッチング素子Ｑ₄ をオン／オフさ
せる。スイッチング素子Ｑ₅ についてもスイッチング素
子Ｑ₄ と同等の回路を付加している。ここで、コンパレ
ータＣＰ等の電源の一例として、直流コンバータ回路の
トランスＴｆから図示の極性に補助巻線Ｎ₃ を追加し、
ダイオードＤｃで整流し、コンデンサＣｃで平滑するこ
とにより、補助電源を実現している。

【００２９】次に、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₂ は、カ
レントミラー回路ＣＭ１及びＣＭ２により駆動されてい
る。以下、カレントミラー回路ＣＭ１について説明する
が、カレントミラー回路ＣＭ２についても同等である。
制御回路の信号によりトランジスタＴｒ₁ がオンする
と、トランジスタＴｒ₂ には直流電源Ｅと抵抗Ｒｍで決
定される電流が流れる。これをトランジスタＴｒ₂ とト
ランジスタＴｒ₃ で構成されるカレント・ミラー回路に
よって、ミラー電流Ｉｍに変換し、スイッチング素子Ｑ
₃ のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒｇで電圧に変
換し、スイッチング素子Ｑ₃ をオンさせる。なお、ミラ
ー電流Ｉｍはスイッチング素子Ｑ₃ のソース・ドレイン
間の寄生ダイオードを介して直流電源Ｅに戻るループを
形成する。この方式によれば、ハイサイド側のスイッチ
ング素子Ｑ₂ 、Ｑ₃ は制御回路の信号で制御されるカレ
ント・ミラー回路ＣＭ１、ＣＭ２でオン／オフし、スイ
ッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ は図１８と略等しい方式でオン
／オフを容易且つ確実に実現できる。

【００３０】ところで、負荷がＨＩＤ等の放電灯である
場合、ＨＩＤは点灯すると、放電灯の両端電圧は低い電
圧から定格電圧まで変化する。したがって、放電灯の両
端電圧が低いときを考慮して基準電圧の設定が困難であ
る場合がある。そこで、図２１の回路では、放電灯の両
端電圧に略等しい可変電圧Ｖｃの負端を基準として、ブ
リッジ出力端電位Ｖａ（＝Ｖ₃₅）と直流電源Ｅの正端電
位Ｖｂの差電圧Ｖｄを差分回路ＤＦで検出し、その差電
圧Ｖｄと基準電圧ＶｒｅｆによりコンパレータＣＰの出
力を決定させることによりスイッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅
の駆動回路の検出を可能としたものである。

【００３１】可変電圧Ｖｃの負端を基準としたときのブ
リッジ出力端電位Ｖａ（＝Ｖ₃₅）は、スイッチング素子
Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₃ がオフのときにはＶ
ａ＝０、スイッチング素子Ｑ₂ がオフ、スイッチング素
子Ｑ₃ がオンのときにはＶａ＝Ｖｃとなる。可変電圧Ｖ
ｃの負端を基準としたときの直流電源Ｅの正端の電圧Ｖ
ｂは、Ｖｂ＝Ｖｃ＋Ｅとなる。従って、Ａ＝Ｒ₂ ／（Ｒ
₁ ＋Ｒ₂ ）、Ｂ＝Ｒ₄／（Ｒ₃ ＋Ｒ₄ ）とすると、検出
電圧ＶｉはＶｉ＝Ａ×０又はＶｉ＝Ａ×Ｖｃとなり、基
準電圧ＶｎはＶｎ＝Ｂ×Ｖｃ＋Ｂ×Ｅとなる。故に、差
電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝Ｖｎ−Ｖｉ＝Ｂ×Ｖｃ＋Ｂ×Ｅ、又
はＶｄ＝（Ｂ−Ａ）×Ｖｃ＋Ｂ×Ｅとなる。したがっ
て、ＢとＡを近い値にすることにより、差電圧Ｖｄを大
きくすることができるので、基準値Ｖｋの設定が容易に
なる。

【００３２】なお、ここでは、直流電源Ｅを含んで検出
しているが、必ずしも直流電源Ｅを含む必要はない。し
かし、例えばスイッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ のオン／オフ
のタイミングによって直流電源Ｅを制御回路により何等
かの方法で変化させる手段を付加すると、差電圧Ｖｄの
うち、コンデンサＣの電圧Ｖｃの項だけでなく、直流電
源Ｅの項も変化するので、直流電源Ｅを含めた方が、よ
り正確なスイッチング素子Ｑ₄ 、Ｑ₅ の駆動を実現する
ことができる。（例えば、スイッチング素子Ｑ ₄ のオン
／オフに同期して、スイッチング素子Ｑ₄ をオンさせる
ときにＶｘ＜Ｅ、オフさせるときにＶｘ＝Ｅとなるよう
な電圧ＶｘをＶｃに加算して検出する。）

【００３３】以上のような各種の信号伝達手段を用いる
ことにより、大型化、複雑化することなく矩形波インバ
ータ回路のスイッチング素子を確実に駆動することがで
きる。ここでは、放電灯点灯装置を例にしたが、それ以
外の電源装置においても有効である。また、出力が矩形
波の場合を例示したが、その他の波形のものでも、ここ
に提案した信号伝達手段は利用可能である。

【００３４】

【発明の効果】本発明によれば、負荷に電源の負端より
低い電位の矩形波電圧を供給するインバータ回路の出力
端から、直流コンバータ回路の直流出力の負端を経て、
直流コンバータ回路の直流出力の正端に至る経路中に電
流検出手段を挿入することにより、負荷の一端が地絡し
た際にも負荷電流を検出することができ、過大な電流が
回路に流れて、装置が破壊されることを防ぐことができ
る。また、請求項４に記載のようにダイオードを配置す
ることにより、トランスの巻線間の電圧を下げられるの
で、より耐圧の低い、小型で安価なトランスを用いて回
路を設計できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好ましい実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】図１に示す回路の動作波形図である。

【図３】本発明の第１実施例の要部回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の回路図である。

【図５】図４に示す回路の動作波形図である。

【図６】従来の電源装置の回路図である。

【図７】図６に示す回路の動作波形図である。

【図８】従来の車両用前照灯点灯装置の回路図である。

【図９】図８に示す回路の高周波的な動作を示す動作波
形図である。

【図１０】図８に示す回路の低周波的な動作を示す動作
波形図である。

【図１１】従来の電源装置に用いる信号伝達手段を示す
回路図である。

【図１２】従来の電源装置に用いる他の信号伝達手段を
示す回路図である。

【図１３】従来の他の車両用前照灯点灯装置の回路図で
ある。

【図１４】本発明の電源装置に用い得る信号伝達手段の
一例を示す回路図である。

【図１５】図１４に示す回路の動作波形図である。

【図１６】本発明の電源装置に用い得る信号伝達手段の
他の例を示す回路図である。

【図１７】図１６に示す回路の動作波形図である。

【図１８】本発明の電源装置に用い得る信号伝達手段の
さらに他の例を示す回路図である。

【図１９】図１８に示す回路の動作波形図である。

【図２０】本発明の電源装置に用い得る信号伝達手段の
別の例を示す回路図である。

【図２１】本発明の電源装置に用い得る信号伝達手段の
さらに別の例を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｅ直流電源１直流コンバータ回路２インバータ回路３０比較回路３１電流検出回路３２電流検出回路Ｌｐ負荷（放電灯）Ｔｆトランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、直流電源に接続されて直
流電圧を変換する直流コンバータ回路と、直流コンバー
タ回路の出力に接続されたインバータ回路からなり、イ
ンバータ回路の出力端に接続された負荷へ矩形波電圧を
供給する電源装置において、直流電源の負端と直流コン
バータ回路の直流出力の正端を接続して負荷に直流電源
の負端より低い電位の矩形波電圧を供給し、インバータ
回路の出力端から直流コンバータ回路の直流出力の負端
を経て、直流コンバータ回路の直流出力の正端に至る経
路中に電流検出手段を直列に挿入して負荷電流を検出す
ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】電流検出手段を直流コンバータ回路の
直流出力の正端と直流電源の負端の間に挿入したことを
特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】電流検出手段として抵抗を用いたこと
を特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
【請求項４】電流電源と、直流電源に接続された直
流コンバータ回路と、直流コンバータ回路に接続された
インバータ回路からなり、インバータ回路の出力端に接
続された負荷へ矩形波電圧を供給する電源装置におい
て、直流コンバータ回路の入力端間に、トランスの１次
巻線とスイッチング素子で構成される１次側回路を接続
し、トランスの２次巻線の一端を直流コンバータ回路の
直流出力の正端とし、トランスの２次巻線の他端をダイ
オードの陰極に接続し、該ダイオードの陽極をコンデン
サの一端に接続して直流コンバータ回路の直流出力の負
端とし、コンデンサの他端を直流コンバータ回路の直流
出力の正端に接続し、直流コンバータ回路の直流出力の
正端と直流電源の負端を接続して負荷に直流電源の負端
に比べて低い電位の矩形波電圧を供給することを特徴と
する電源装置。
【請求項５】負荷が放電灯であることを特徴とする
請求項１乃至４のいずれかに記載の電源装置。