JPH09117152A - 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 - Google Patents
電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置Info
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- JPH09117152A JPH09117152A JP7293611A JP29361195A JPH09117152A JP H09117152 A JPH09117152 A JP H09117152A JP 7293611 A JP7293611 A JP 7293611A JP 29361195 A JP29361195 A JP 29361195A JP H09117152 A JPH09117152 A JP H09117152A
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- current
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータの運転中に搬送波信号の周波数を
インバータの運転条件によって変化させた場合でも、電
流制御を搬送波信号に容易に同期させ、安定かつ高精度
な電流制御を達成するに好適な電圧型ＰＷＭインバータ
の電流制御装置を提供することにある。 【解決手段】 所定の電流制御周期毎にＰＷＭインバー
タの出力電流を検出し、その検出値から演算して得られ
る瞬時電圧指令値と搬送波信号とを比較してＰＷＭ信号
を出力する電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置にお
いて、電流制御周期を計測する計測手段９と、電流制御
周期の必要最小値を設定する手段１４と、前記計測手段
のカウント値が前記必要最小値を超えた時点後の搬送波
信号の最大振幅時点にて信号を出力する手段１２、１
０、１５を設け、前記信号に同期して電流検出および電
流制御処理を実行することを特徴とする。
インバータの運転条件によって変化させた場合でも、電
流制御を搬送波信号に容易に同期させ、安定かつ高精度
な電流制御を達成するに好適な電圧型ＰＷＭインバータ
の電流制御装置を提供することにある。 【解決手段】 所定の電流制御周期毎にＰＷＭインバー
タの出力電流を検出し、その検出値から演算して得られ
る瞬時電圧指令値と搬送波信号とを比較してＰＷＭ信号
を出力する電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置にお
いて、電流制御周期を計測する計測手段９と、電流制御
周期の必要最小値を設定する手段１４と、前記計測手段
のカウント値が前記必要最小値を超えた時点後の搬送波
信号の最大振幅時点にて信号を出力する手段１２、１
０、１５を設け、前記信号に同期して電流検出および電
流制御処理を実行することを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は、ＰＷＭ信号によって制
御される電圧型ＰＷＭインバータの制御装置に関する。
御される電圧型ＰＷＭインバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】変調波信号と搬送波信号に基づいて得ら
れるパルス幅変調信号（ＰＷＭ）によってＰＷＭ制御さ
れる電圧型ＰＷＭインバータの出力電流は、パワー素子
のスイッチングに対応して基本波成分に脈動成分が重畳
した電流波形となる。マイコンを用いてこのような出力
電流からできるだけ基本波成分を検出する方法として、
例えば、特公平４−４７５５４号公報に記載されている
技術が知られている。この方法は、搬送波信号の最大振
幅時点において電流検出を行う方法、すなわち、搬送波
信号に同期して出力電流を検出し、制御する方法であ
り、これによりインバータの出力電流の基本波成分を検
出することができる。ここで、搬送波信号の周波数は、
パワー素子のＩＧＢＴ化などにより、１０数ｋＨｚ程度
まで高くして動作できるようになってきている。搬送波
信号の周波数を高くすることにより、パワー素子のスイ
ッチングによる電流リプルを低減でき、電流リプルによ
る電磁騒音も小さくできる。一方、搬送波信号の高周波
数化により、スイッチング損失の増大やスイッチング時
のノイズ増加などの問題点がある。そこで、インバータ
運転条件によって搬送波信号の周波数を変化させ、低損
失が必要な条件では搬送波信号の周波数を低くして運転
することなどが求められている。
れるパルス幅変調信号（ＰＷＭ）によってＰＷＭ制御さ
れる電圧型ＰＷＭインバータの出力電流は、パワー素子
のスイッチングに対応して基本波成分に脈動成分が重畳
した電流波形となる。マイコンを用いてこのような出力
電流からできるだけ基本波成分を検出する方法として、
例えば、特公平４−４７５５４号公報に記載されている
技術が知られている。この方法は、搬送波信号の最大振
幅時点において電流検出を行う方法、すなわち、搬送波
信号に同期して出力電流を検出し、制御する方法であ
り、これによりインバータの出力電流の基本波成分を検
出することができる。ここで、搬送波信号の周波数は、
パワー素子のＩＧＢＴ化などにより、１０数ｋＨｚ程度
まで高くして動作できるようになってきている。搬送波
信号の周波数を高くすることにより、パワー素子のスイ
ッチングによる電流リプルを低減でき、電流リプルによ
る電磁騒音も小さくできる。一方、搬送波信号の高周波
数化により、スイッチング損失の増大やスイッチング時
のノイズ増加などの問題点がある。そこで、インバータ
運転条件によって搬送波信号の周波数を変化させ、低損
失が必要な条件では搬送波信号の周波数を低くして運転
することなどが求められている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術のよう
に、搬送波信号に同期して出力電流を検出し、制御する
方法では、搬送波信号の周波数の変化に伴い、電流制御
周期が変化する。特に、搬送波信号の周波数が高くなる
と、電流制御周期を短くする必要があり、そのために
は、さらに高速のマイコンやＡ／Ｄ変換器が必要とな
る。その上、電流制御周期は、必要とされる電流制御応
答から決定されるものであり、必要以上に短くしても制
御精度の劣化を招くだけで制御性能を向上できない。ま
た、制御処理をタイマによる一定周期ごとの信号によっ
て実行する場合、搬送波信号と制御周期とを同期させる
ためには、搬送波信号の周波数が変化すると、それに応
じてタイマの出力する信号の周期をマイコンが変更する
必要がある。これはマイコンにとって大きな負担とな
る。
に、搬送波信号に同期して出力電流を検出し、制御する
方法では、搬送波信号の周波数の変化に伴い、電流制御
周期が変化する。特に、搬送波信号の周波数が高くなる
と、電流制御周期を短くする必要があり、そのために
は、さらに高速のマイコンやＡ／Ｄ変換器が必要とな
る。その上、電流制御周期は、必要とされる電流制御応
答から決定されるものであり、必要以上に短くしても制
御精度の劣化を招くだけで制御性能を向上できない。ま
た、制御処理をタイマによる一定周期ごとの信号によっ
て実行する場合、搬送波信号と制御周期とを同期させる
ためには、搬送波信号の周波数が変化すると、それに応
じてタイマの出力する信号の周期をマイコンが変更する
必要がある。これはマイコンにとって大きな負担とな
る。
【０００４】本発明の課題は、インバータの運転中に搬
送波信号の周波数をインバータの運転条件によって変化
させた場合に、電流制御を搬送波信号に容易に同期さ
せ、安定かつ高精度な電流制御を達成するに好適な電圧
型ＰＷＭインバータの電流制御装置を提供することにあ
る。
送波信号の周波数をインバータの運転条件によって変化
させた場合に、電流制御を搬送波信号に容易に同期さ
せ、安定かつ高精度な電流制御を達成するに好適な電圧
型ＰＷＭインバータの電流制御装置を提供することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の課題は、電流制
御周期を計測する計測手段と、電流制御周期の必要最小
値を設定する手段と、搬送波信号の最大振幅時点を検出
する手段と、フラグを立てる手段を設け、搬送波信号の
最大振幅時点にて電流検出および電流制御処理を実行す
ると同時に、前記計測手段はカウントを開始し、次いで
このカウント値が前記必要最小値に等しくなると、フラ
グを立て、続いて前記計測手段は引き続きカウントを行
い、前記フラグが立った後の搬送波信号の最初の最大振
幅時点にて次の電流検出および電流制御処理を開始する
ことによって、達成される。ここで、前記搬送波信号の
最初の最大振幅時点にて前記計測手段のカウント値を読
み出した後、カウント値の初期化を行い、前記フラグを
クリアする。また、電流制御周期を実測する手段を設
け、前記フラグが立った時点における電流制御周期を計
測する計測手段のカウント値を読み出し、前回の電流制
御周期の演算を行い、今回の制御で用いられる時定数等
の制御系の定数を修正することによって、達成される。
御周期を計測する計測手段と、電流制御周期の必要最小
値を設定する手段と、搬送波信号の最大振幅時点を検出
する手段と、フラグを立てる手段を設け、搬送波信号の
最大振幅時点にて電流検出および電流制御処理を実行す
ると同時に、前記計測手段はカウントを開始し、次いで
このカウント値が前記必要最小値に等しくなると、フラ
グを立て、続いて前記計測手段は引き続きカウントを行
い、前記フラグが立った後の搬送波信号の最初の最大振
幅時点にて次の電流検出および電流制御処理を開始する
ことによって、達成される。ここで、前記搬送波信号の
最初の最大振幅時点にて前記計測手段のカウント値を読
み出した後、カウント値の初期化を行い、前記フラグを
クリアする。また、電流制御周期を実測する手段を設
け、前記フラグが立った時点における電流制御周期を計
測する計測手段のカウント値を読み出し、前回の電流制
御周期の演算を行い、今回の制御で用いられる時定数等
の制御系の定数を修正することによって、達成される。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す電
圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置とそれを用いた電
力変換装置である。図１において、電力変換装置は、Ｐ
ＷＭインバータ１、順変換器３、コンデンサ４からな
り、交流電源２の交流電圧を順変換器３で直流に変換
し、コンデンサ４で平滑した直流電圧をＰＷＭインバー
タ１に入力し、ＰＷＭインバータ１では直流電圧をパル
ス幅変調して３相の交流電圧に変換し、誘導電動機５に
加える。また、電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置
は、電流検出器６、Ａ／Ｄ変換器７、マイコン８、カウ
ンタ９、フリップフロップ１０、速度指令回路１１、搬
送波信号発生回路１２、比較器１３、最小値判別回路１
４、アンド回路１５、ラッチ回路１６からなる。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す電
圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置とそれを用いた電
力変換装置である。図１において、電力変換装置は、Ｐ
ＷＭインバータ１、順変換器３、コンデンサ４からな
り、交流電源２の交流電圧を順変換器３で直流に変換
し、コンデンサ４で平滑した直流電圧をＰＷＭインバー
タ１に入力し、ＰＷＭインバータ１では直流電圧をパル
ス幅変調して３相の交流電圧に変換し、誘導電動機５に
加える。また、電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置
は、電流検出器６、Ａ／Ｄ変換器７、マイコン８、カウ
ンタ９、フリップフロップ１０、速度指令回路１１、搬
送波信号発生回路１２、比較器１３、最小値判別回路１
４、アンド回路１５、ラッチ回路１６からなる。
【０００７】この電流制御装置の動作を図２に示すタイ
ムスケジュールを用いて説明する。図２において、
（１）は周波数１０ｋＨｚの搬送波信号、（２）は
（１）の搬送波信号が最大振幅地点の時に搬送波信号発
生回路１２から出力される信号ｆ、（３）はカウンタ９
の動作、（４）は最小値判別回路１４の出力信号ｅ、
（５）はフリップフロップ１０の出力、（６）はアンド
回路１５の出力信号ｇ、そして（７）は電流制御の実行
状況を示す。いま、ＰＷＭインバータ１から誘導電動機
５に３相電流が流れ、この３相の電流のうち２相分を電
流検出器６により検出し、また、Ａ／Ｄ変換器７がマイ
コン８から電流検出信号ａを受けると、Ａ／Ｄ変換器７
は電流検出器６により検出された電流値をからデジタル
量に変換し、マイコン８に入力する。マイコン８は、Ｐ
ＷＭインバータ１の電流を検出した後、この誘導電動機
５に流れる電流値を後述するようにして得られる電流指
令値に応答するように制御処理を行う（図２（７））。
この制御処理は、ＰＷＭインバータ１への電圧指令値を
演算し、この電圧指令値に応じて正弦波形の３相分の瞬
時電圧信号（変調波信号）ｃを出力する。ＰＷＭインバ
ータ１を制御するためのＰＷＭ信号は、この変調波信号
ｃと搬送波信号発生回路１２から出力される三角波状の
搬送波信号ｄ（図２（１））とを比較器１３で比較して
得る。このＰＷＭ信号をＰＷＭインバータ１に印加し、
誘導電動機５を速度指令回路１１から与えられる速度指
令値に制御する。このような制御系において、搬送波信
号発生回路１２は、自ら発生する搬送波信号ｄ（図２
（１））の最大振幅地点の信号ｆ（図２（２））をアン
ド回路１５に入力する。一方、上述した電流検出と制御
処理の実行中、カウンタ９はアップカウントを継続す
る。最小値判別回路１４には電流制御に必要な時間に相
当するカウント値を予め設定しておく。例えば、Ａ／Ｄ
変換器７が検出する必要がある電流値（２相分の電流
値）を全てデジタル量に変換してマイコン８にその変換
値を出力するのに３０μｓかかり、その後に実行される
制御処理に１７０μｓかかるとすると、電流検出から制
御処理が終了するまで少なくとも２００μｓ必要とな
る。そこで、余裕をみて、電流制御周期の必要最小時間
を２６０μｓとする。ここで、電流制御に必要な時間を
余裕をみて多めに見積るのは、マイコン８が制御処理以
外に速度指令回路１１から入力された速度指令値の処理
を一定の周期毎に、本実施形態では例えば５ｍｓ毎に行
うので、そのための時間が必要となるからである。カウ
ンタ９が例えば１μｓ毎にアップカウントする場合、最
小値判別回路１４には２６０μｓ分のカウント値２６０
を設定する。制御処理終了後、カウンタ９のカウント値
が最小値判別回路１４の設定値２６０と等しくなると
（電流検出開始から２６０μｓ後）、最小値判別回路１
４はコンペアマッチ信号ｅをフリップフロップ１０に出
力する（図２（４））。フリップフロップ１０はコンペ
アマッチ信号ｅが入力されると、アンド回路１５への出
力を「０」レベルから「１」レベルにする（フラグを立
てる）（図２（５））。カウンタ９は引き続きアップカ
ウントを続ける。搬送波信号発生回路１２は搬送波信号
ｄが最大振幅地点の時に信号ｆをアンド回路１５に出力
しているが（図２（２））、このとき、アンド回路１５
にフリップフロップ１０からの出力「１」が入力されて
いると、アンド回路１５はマイコン８に電流制御開始信
号ｇを出力する（図２（６） 本実施形態では３００μ
ｓ後）。マイコン８は、電流制御開始信号ｇを受け取る
と、Ａ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力し、Ａ／Ｄ
変換が終了すると、その値を電流検出値として取り込
み、次の電流制御を開始する（図２（７））。また、マ
イコン８は、Ａ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力す
ると同時に、カウンタ９とフリップフロップ１０にリセ
ット信号ｂを出力し、カウンタ９のカウント値を初期化
し、フリップフロップ１０の出力を「０」レベルにす
る。カウンタ９は、リセット信号ｂ入力後、アップカウ
ントを行う（図２（３））。また、アンド回路１５の出
力の電流制御開始信号ｇはラッチ回路１６にも出力され
る。ラッチ回路１６は、電流制御開始信号ｇが入力され
ると、そのときのカウンタ９のカウント値（３００μ
ｓ）を検出し、保持する。以上が１回の電流制御周期内
に実行される動作である。このときの制御周期は搬送波
信号の３周期分（３００μｓ）となる。
ムスケジュールを用いて説明する。図２において、
（１）は周波数１０ｋＨｚの搬送波信号、（２）は
（１）の搬送波信号が最大振幅地点の時に搬送波信号発
生回路１２から出力される信号ｆ、（３）はカウンタ９
の動作、（４）は最小値判別回路１４の出力信号ｅ、
（５）はフリップフロップ１０の出力、（６）はアンド
回路１５の出力信号ｇ、そして（７）は電流制御の実行
状況を示す。いま、ＰＷＭインバータ１から誘導電動機
５に３相電流が流れ、この３相の電流のうち２相分を電
流検出器６により検出し、また、Ａ／Ｄ変換器７がマイ
コン８から電流検出信号ａを受けると、Ａ／Ｄ変換器７
は電流検出器６により検出された電流値をからデジタル
量に変換し、マイコン８に入力する。マイコン８は、Ｐ
ＷＭインバータ１の電流を検出した後、この誘導電動機
５に流れる電流値を後述するようにして得られる電流指
令値に応答するように制御処理を行う（図２（７））。
この制御処理は、ＰＷＭインバータ１への電圧指令値を
演算し、この電圧指令値に応じて正弦波形の３相分の瞬
時電圧信号（変調波信号）ｃを出力する。ＰＷＭインバ
ータ１を制御するためのＰＷＭ信号は、この変調波信号
ｃと搬送波信号発生回路１２から出力される三角波状の
搬送波信号ｄ（図２（１））とを比較器１３で比較して
得る。このＰＷＭ信号をＰＷＭインバータ１に印加し、
誘導電動機５を速度指令回路１１から与えられる速度指
令値に制御する。このような制御系において、搬送波信
号発生回路１２は、自ら発生する搬送波信号ｄ（図２
（１））の最大振幅地点の信号ｆ（図２（２））をアン
ド回路１５に入力する。一方、上述した電流検出と制御
処理の実行中、カウンタ９はアップカウントを継続す
る。最小値判別回路１４には電流制御に必要な時間に相
当するカウント値を予め設定しておく。例えば、Ａ／Ｄ
変換器７が検出する必要がある電流値（２相分の電流
値）を全てデジタル量に変換してマイコン８にその変換
値を出力するのに３０μｓかかり、その後に実行される
制御処理に１７０μｓかかるとすると、電流検出から制
御処理が終了するまで少なくとも２００μｓ必要とな
る。そこで、余裕をみて、電流制御周期の必要最小時間
を２６０μｓとする。ここで、電流制御に必要な時間を
余裕をみて多めに見積るのは、マイコン８が制御処理以
外に速度指令回路１１から入力された速度指令値の処理
を一定の周期毎に、本実施形態では例えば５ｍｓ毎に行
うので、そのための時間が必要となるからである。カウ
ンタ９が例えば１μｓ毎にアップカウントする場合、最
小値判別回路１４には２６０μｓ分のカウント値２６０
を設定する。制御処理終了後、カウンタ９のカウント値
が最小値判別回路１４の設定値２６０と等しくなると
（電流検出開始から２６０μｓ後）、最小値判別回路１
４はコンペアマッチ信号ｅをフリップフロップ１０に出
力する（図２（４））。フリップフロップ１０はコンペ
アマッチ信号ｅが入力されると、アンド回路１５への出
力を「０」レベルから「１」レベルにする（フラグを立
てる）（図２（５））。カウンタ９は引き続きアップカ
ウントを続ける。搬送波信号発生回路１２は搬送波信号
ｄが最大振幅地点の時に信号ｆをアンド回路１５に出力
しているが（図２（２））、このとき、アンド回路１５
にフリップフロップ１０からの出力「１」が入力されて
いると、アンド回路１５はマイコン８に電流制御開始信
号ｇを出力する（図２（６） 本実施形態では３００μ
ｓ後）。マイコン８は、電流制御開始信号ｇを受け取る
と、Ａ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力し、Ａ／Ｄ
変換が終了すると、その値を電流検出値として取り込
み、次の電流制御を開始する（図２（７））。また、マ
イコン８は、Ａ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力す
ると同時に、カウンタ９とフリップフロップ１０にリセ
ット信号ｂを出力し、カウンタ９のカウント値を初期化
し、フリップフロップ１０の出力を「０」レベルにす
る。カウンタ９は、リセット信号ｂ入力後、アップカウ
ントを行う（図２（３））。また、アンド回路１５の出
力の電流制御開始信号ｇはラッチ回路１６にも出力され
る。ラッチ回路１６は、電流制御開始信号ｇが入力され
ると、そのときのカウンタ９のカウント値（３００μ
ｓ）を検出し、保持する。以上が１回の電流制御周期内
に実行される動作である。このときの制御周期は搬送波
信号の３周期分（３００μｓ）となる。
【０００８】次に、前述した電流制御開始信号ｇにより
マイコン８がＡ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力し
た瞬間に、インバータの運転条件により搬送波信号の周
波数が例えば１０ｋＨｚから８ｋＨｚに変化したとす
る。このときの動作を図３に示すタイムスケジュールを
用いて説明する。図３において、（１）は搬送波信号、
（２）はカウンタ９の動作、（３）は電流制御の実行状
況を示す。搬送波信号の周波数が１０ｋＨｚのとき、制
御周期は搬送波信号の３周期分（３００μｓ）であり、
図２において説明したように、マイコン８は、カウンタ
９のカウンタ値と搬送波信号ｄの最大振幅地点の信号ｆ
とのアンド条件（回路１５）から電流制御開始信号ｇ
（３００μｓ後）を受け取ると、Ａ／Ｄ変換器７に電流
検出信号ａを出力し、次の電流制御を開始する。ここで
搬送波信号の周波数が８ｋＨｚに変化したとする。この
場合も図２と同様に、カウンタ９は、アップカウントを
行い、カウント値が最小値判別回路１４の設定値２６０
と等しくなると、最小値判別回路１４はコンペアマッチ
信号ｅをフリップフロップ１０に出力し、それによりフ
リップフロップ１０はアンド回路１５へ「１」を出力す
る。その後、搬送波信号発生回路１２から搬送波信号の
最大振幅地点を表す信号ｆがアンド回路１５に入力され
ると、アンド回路１５は電流制御開始信号ｇ（３１２．
５μｓ後）をマイコン８に出力し、マイコン８はさらに
次の電流制御を開始すると同時に、ラッチ回路１６はそ
の時のカウンタ９のカウント値を検出し、保持する。こ
のときの制御周期は搬送波信号の２．５周期分（３１
２．５μｓ）となる。これは、インバータの運転中に搬
送波信号の周波数を変化させても、電流制御は搬送波信
号に同期することを意味する。このように、本実施形態
は、インバータの運転中に搬送波信号の周波数をインバ
ータの運転条件によって変化させた場合に、特に、搬送
波信号の周波数を高周波数化し、かつ、インバータの運
転条件により低い周波数に変化させた場合でも、電流制
御を搬送波信号に同期させることを容易に行うことがで
きる。
マイコン８がＡ／Ｄ変換器７に電流検出信号ａを出力し
た瞬間に、インバータの運転条件により搬送波信号の周
波数が例えば１０ｋＨｚから８ｋＨｚに変化したとす
る。このときの動作を図３に示すタイムスケジュールを
用いて説明する。図３において、（１）は搬送波信号、
（２）はカウンタ９の動作、（３）は電流制御の実行状
況を示す。搬送波信号の周波数が１０ｋＨｚのとき、制
御周期は搬送波信号の３周期分（３００μｓ）であり、
図２において説明したように、マイコン８は、カウンタ
９のカウンタ値と搬送波信号ｄの最大振幅地点の信号ｆ
とのアンド条件（回路１５）から電流制御開始信号ｇ
（３００μｓ後）を受け取ると、Ａ／Ｄ変換器７に電流
検出信号ａを出力し、次の電流制御を開始する。ここで
搬送波信号の周波数が８ｋＨｚに変化したとする。この
場合も図２と同様に、カウンタ９は、アップカウントを
行い、カウント値が最小値判別回路１４の設定値２６０
と等しくなると、最小値判別回路１４はコンペアマッチ
信号ｅをフリップフロップ１０に出力し、それによりフ
リップフロップ１０はアンド回路１５へ「１」を出力す
る。その後、搬送波信号発生回路１２から搬送波信号の
最大振幅地点を表す信号ｆがアンド回路１５に入力され
ると、アンド回路１５は電流制御開始信号ｇ（３１２．
５μｓ後）をマイコン８に出力し、マイコン８はさらに
次の電流制御を開始すると同時に、ラッチ回路１６はそ
の時のカウンタ９のカウント値を検出し、保持する。こ
のときの制御周期は搬送波信号の２．５周期分（３１
２．５μｓ）となる。これは、インバータの運転中に搬
送波信号の周波数を変化させても、電流制御は搬送波信
号に同期することを意味する。このように、本実施形態
は、インバータの運転中に搬送波信号の周波数をインバ
ータの運転条件によって変化させた場合に、特に、搬送
波信号の周波数を高周波数化し、かつ、インバータの運
転条件により低い周波数に変化させた場合でも、電流制
御を搬送波信号に同期させることを容易に行うことがで
きる。
【０００９】次に、マイコン８は、Ａ／Ｄ変換器７に電
流検出信号ａを出力した後、ラッチ回路１６が保持して
いる値（３００μｓ）を読み出し、前回の電流制御周期
の演算を行い（３００×１μｓ＝３００μｓ）、その演
算結果より今回の制御処理に用いられる時定数等の制御
系の定数の修正を行う。制御処理は、予め制御周期が分
かっているとして行われるが、本実施形態では、搬送波
信号の周波数の変化に伴い、制御周期が変化するため、
予め制御周期を知ることができない。そのため、前回の
制御周期をもとに時定数などの制御系の定数の修正を行
い、制御処理を実行する。この例の場合、今回の制御周
期は３１２．５μｓであるが、この値は今回の制御処理
の実行時には知ることができない。そこで、前回の制御
周期である３００μｓをもとに時定数などの制御系の定
数の修正を行い、制御処理を実行する。このようにする
と、これらの定数には、今回と前回の制御周期の差であ
る１２．５μｓ分の誤差を含むことになるが、実際にＰ
ＷＭインバータを運転する際には、搬送波信号の周波数
をこの例のように急激に変化させることはない。したが
って、搬送波信号の周波数をインバータの運転条件によ
って変化させた場合でも、連続する電流制御の周期差は
小さく、制御系への影響はないと言える。
流検出信号ａを出力した後、ラッチ回路１６が保持して
いる値（３００μｓ）を読み出し、前回の電流制御周期
の演算を行い（３００×１μｓ＝３００μｓ）、その演
算結果より今回の制御処理に用いられる時定数等の制御
系の定数の修正を行う。制御処理は、予め制御周期が分
かっているとして行われるが、本実施形態では、搬送波
信号の周波数の変化に伴い、制御周期が変化するため、
予め制御周期を知ることができない。そのため、前回の
制御周期をもとに時定数などの制御系の定数の修正を行
い、制御処理を実行する。この例の場合、今回の制御周
期は３１２．５μｓであるが、この値は今回の制御処理
の実行時には知ることができない。そこで、前回の制御
周期である３００μｓをもとに時定数などの制御系の定
数の修正を行い、制御処理を実行する。このようにする
と、これらの定数には、今回と前回の制御周期の差であ
る１２．５μｓ分の誤差を含むことになるが、実際にＰ
ＷＭインバータを運転する際には、搬送波信号の周波数
をこの例のように急激に変化させることはない。したが
って、搬送波信号の周波数をインバータの運転条件によ
って変化させた場合でも、連続する電流制御の周期差は
小さく、制御系への影響はないと言える。
【００１０】図４は、搬送波信号発生回路１２の構成を
示す。クロックパルス発生器２４から出力されるクロッ
クパルスｈはアップダウンカウンタ２５でカウントされ
る。カウンタ２５のカウント値は、最大値判別回路２７
で設定最大値（搬送波信号の正の最大振幅値に相当す
る）と比較され、カウント値が設定最大値と等しくなる
とオーバフロー信号ｉを出力する。信号ｉはオア回路２
９を通ってフリップフロップ３０に加えられる。フリッ
プフロップ３０はその出力を「１」レベルから「０」レ
ベルにする。カウンタ２５はフリップフロップ３０の出
力状態に応じてアップカウントとダウンカウントとの切
替を行い、カウンタ２５のカウント値が最大値になる
と、ダウンカウントに切り替わる。同様に、カウント値
が最小値（搬送波信号の負の最大振幅値に相当する）に
等しくなると、最小値判別回路２８よりアンダーフロー
パルスｊが出力される。カウンタ２５はアンダーフロー
パルスｊが入力すると、ダウンカウントからアップカウ
ントに切り替わる。カウンタ２５は、このような動作を
繰返し行い、最大値と最小値の間を変化する三角波状の
カウント値を出力する。このカウント値をＤ／Ａ変換器
２６でアナログ量に変換し、搬送波信号ｄを得る。一
方、オア回路２９の出力信号ｆは搬送波信号の正負の最
大振幅値の時に発生し、図１のアンド回路２５に出力さ
れる。また、クロックパルス発生器２４の出力周波数を
変えると、カウンタ２５の計数速度が変わり、搬送波信
号ｄの周波数を変えることができる。
示す。クロックパルス発生器２４から出力されるクロッ
クパルスｈはアップダウンカウンタ２５でカウントされ
る。カウンタ２５のカウント値は、最大値判別回路２７
で設定最大値（搬送波信号の正の最大振幅値に相当す
る）と比較され、カウント値が設定最大値と等しくなる
とオーバフロー信号ｉを出力する。信号ｉはオア回路２
９を通ってフリップフロップ３０に加えられる。フリッ
プフロップ３０はその出力を「１」レベルから「０」レ
ベルにする。カウンタ２５はフリップフロップ３０の出
力状態に応じてアップカウントとダウンカウントとの切
替を行い、カウンタ２５のカウント値が最大値になる
と、ダウンカウントに切り替わる。同様に、カウント値
が最小値（搬送波信号の負の最大振幅値に相当する）に
等しくなると、最小値判別回路２８よりアンダーフロー
パルスｊが出力される。カウンタ２５はアンダーフロー
パルスｊが入力すると、ダウンカウントからアップカウ
ントに切り替わる。カウンタ２５は、このような動作を
繰返し行い、最大値と最小値の間を変化する三角波状の
カウント値を出力する。このカウント値をＤ／Ａ変換器
２６でアナログ量に変換し、搬送波信号ｄを得る。一
方、オア回路２９の出力信号ｆは搬送波信号の正負の最
大振幅値の時に発生し、図１のアンド回路２５に出力さ
れる。また、クロックパルス発生器２４の出力周波数を
変えると、カウンタ２５の計数速度が変わり、搬送波信
号ｄの周波数を変えることができる。
【００１１】次に、図５は、マイコン８の制御処理内容
を示す。図１の実施形態は、誘導電動機５に流れる電流
を誘導電動機５の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直行する成分（トルク電流成分）とに分解
し、各成分を独立に制御することにより、直流機なみの
高応答制御を実現するものである。図５の破線内がマイ
コン８が行う処理内容である。マイコン８は、前述した
ように搬送波信号ｄの最大振幅地点のタイミングで電流
検出を行なった後、制御処理を行う。以下、その処理に
ついて、図６のフローチャートを用いて説明する。ま
ず、変換処理７によってＡ／Ｄ変換器７のＡ／Ｄ変換を
開始し、電流成分分解処理３５によって検出した２相分
の電流値を誘導電動機５の回転磁束と平行である励磁電
流成分とそれに直行するトルク電流成分とに分解する。
分解後の２つの成分の電流値を励磁電流、トルク電流と
呼び、それぞれＩｄ、Ｉｑと表す。トルク電流Ｉｑから
速度演算処理３１によって速度検出値Ｗｒを計算する。
速度検出値Ｗｒと図１の速度指令設定回路１１から読み
出した速度指令値ｆ*との差を計算し、速度制御処理３
２を実行する。これによりトルク電流成分の電流指令値
Ｉｑ*が求まる。さらにトルク電流指令値Ｉｑ*とトルク
電流Ｉｑとの差を計算し、トルク電流制御処理３３を実
行し、誘導電動機５に印加する電圧の周波数ｆ1を求め
る。次に予め与えられている励磁電流指令値Ｉｄ*と励
磁電流Ｉｄの差を計算し、励磁電流制御処理３４を実行
し、励磁電流成分の電流指令値Ｉｄｃｏｍを求める。そ
して、励磁電流成分指令値Ｉｄｃｏｍ、トルク電流Ｉ
ｑ、周波数ｆ1と誘導電動機５の内部抵抗等の定数を用
い、電圧指令値演算処理３６により３相の電圧指令値を
求める。この電圧指令値に応じて正弦波形の３相分の瞬
時電圧信号（変調波信号）ｃを出力する。これで１回の
電流制御が終了し、制御処理の結果は、瞬時電圧信号
（変調波信号）ｃとして出力される。そして、次の電流
検出後に再び同様な処理を行う。
を示す。図１の実施形態は、誘導電動機５に流れる電流
を誘導電動機５の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直行する成分（トルク電流成分）とに分解
し、各成分を独立に制御することにより、直流機なみの
高応答制御を実現するものである。図５の破線内がマイ
コン８が行う処理内容である。マイコン８は、前述した
ように搬送波信号ｄの最大振幅地点のタイミングで電流
検出を行なった後、制御処理を行う。以下、その処理に
ついて、図６のフローチャートを用いて説明する。ま
ず、変換処理７によってＡ／Ｄ変換器７のＡ／Ｄ変換を
開始し、電流成分分解処理３５によって検出した２相分
の電流値を誘導電動機５の回転磁束と平行である励磁電
流成分とそれに直行するトルク電流成分とに分解する。
分解後の２つの成分の電流値を励磁電流、トルク電流と
呼び、それぞれＩｄ、Ｉｑと表す。トルク電流Ｉｑから
速度演算処理３１によって速度検出値Ｗｒを計算する。
速度検出値Ｗｒと図１の速度指令設定回路１１から読み
出した速度指令値ｆ*との差を計算し、速度制御処理３
２を実行する。これによりトルク電流成分の電流指令値
Ｉｑ*が求まる。さらにトルク電流指令値Ｉｑ*とトルク
電流Ｉｑとの差を計算し、トルク電流制御処理３３を実
行し、誘導電動機５に印加する電圧の周波数ｆ1を求め
る。次に予め与えられている励磁電流指令値Ｉｄ*と励
磁電流Ｉｄの差を計算し、励磁電流制御処理３４を実行
し、励磁電流成分の電流指令値Ｉｄｃｏｍを求める。そ
して、励磁電流成分指令値Ｉｄｃｏｍ、トルク電流Ｉ
ｑ、周波数ｆ1と誘導電動機５の内部抵抗等の定数を用
い、電圧指令値演算処理３６により３相の電圧指令値を
求める。この電圧指令値に応じて正弦波形の３相分の瞬
時電圧信号（変調波信号）ｃを出力する。これで１回の
電流制御が終了し、制御処理の結果は、瞬時電圧信号
（変調波信号）ｃとして出力される。そして、次の電流
検出後に再び同様な処理を行う。
【００１２】次に、実測した電流制御周期を用いて制御
処理に用いられる時定数等の制御系の定数を修正する例
について説明する。マイコン８の制御処理内容のうち図
６の励磁電流制御処理３４をブロック線図で表すと、図
７のようになる。予め与えられている励磁電流指令値Ｉ
ｄ*と検出した電流の励磁電流Ｉｄの差を計算し、ＰＩ
制御を行い、励磁電流成分指令値Ｉｄｃｏｍを出力す
る。このうち、Ｉ（積分）制御だけを取り出すと、図８
になる。これをサンプリング周期（電流制御周期）ｔで
ｚ変換を行うと、図９のように表される。これにより積
分定数ｙは、次式のようにして求められる。 ｙ＝ｔ×Ｋｉ この電流制御周期ｔは、マイコン８がラッチ回路１６が
保持している値を読み出すことにより得られる（以下、
同様である。）。フィルター処理は、図６の電流成分分
解処理３５などで検出した電流のノイズを除去するため
などに用いられ、時定数をＴとしたとき、図１０のブロ
ック線図で表される。これをサンプリング周期（電流制
御周期）ｔでｚ変換を行うと、図１１のように表され
る。これによりフィルター処理定数ｙは、次式のように
して求められる。 ｙ＝ｔ／（ｔ＋Ｔ） また、図６の電圧指令値演算処理３６は、正弦波形の瞬
時電圧信号ｃを出力するため、位相の演算を行う。この
とき用いられる位相演算定数をｙ、電流制御周期をｔ、
ＰＷＭインバータ１の出力周波数をｆとおくと、位相演
算定数ｙは、次式のようにして求められる。 ｙ＝２π×ｔ×ｆ このように、制御処理で用いられる制御系の様々な定数
のうち、積分定数、フィルター処理定数、位相演算定数
は電流制御周期ｔから求められるものである。本実施形
態では、前述したように毎回の電流制御周期ｔを測定す
るので、制御処理毎に測定した電流制御周期を上式にあ
てはめて、それぞれの定数を演算し、その結果を制御処
理に用いることで、インバータ運転中に搬送波信号の周
波数が変化し、電流制御周期が変化しても、制御精度を
劣化させることなく、高度な電流制御を実行する。
処理に用いられる時定数等の制御系の定数を修正する例
について説明する。マイコン８の制御処理内容のうち図
６の励磁電流制御処理３４をブロック線図で表すと、図
７のようになる。予め与えられている励磁電流指令値Ｉ
ｄ*と検出した電流の励磁電流Ｉｄの差を計算し、ＰＩ
制御を行い、励磁電流成分指令値Ｉｄｃｏｍを出力す
る。このうち、Ｉ（積分）制御だけを取り出すと、図８
になる。これをサンプリング周期（電流制御周期）ｔで
ｚ変換を行うと、図９のように表される。これにより積
分定数ｙは、次式のようにして求められる。 ｙ＝ｔ×Ｋｉ この電流制御周期ｔは、マイコン８がラッチ回路１６が
保持している値を読み出すことにより得られる（以下、
同様である。）。フィルター処理は、図６の電流成分分
解処理３５などで検出した電流のノイズを除去するため
などに用いられ、時定数をＴとしたとき、図１０のブロ
ック線図で表される。これをサンプリング周期（電流制
御周期）ｔでｚ変換を行うと、図１１のように表され
る。これによりフィルター処理定数ｙは、次式のように
して求められる。 ｙ＝ｔ／（ｔ＋Ｔ） また、図６の電圧指令値演算処理３６は、正弦波形の瞬
時電圧信号ｃを出力するため、位相の演算を行う。この
とき用いられる位相演算定数をｙ、電流制御周期をｔ、
ＰＷＭインバータ１の出力周波数をｆとおくと、位相演
算定数ｙは、次式のようにして求められる。 ｙ＝２π×ｔ×ｆ このように、制御処理で用いられる制御系の様々な定数
のうち、積分定数、フィルター処理定数、位相演算定数
は電流制御周期ｔから求められるものである。本実施形
態では、前述したように毎回の電流制御周期ｔを測定す
るので、制御処理毎に測定した電流制御周期を上式にあ
てはめて、それぞれの定数を演算し、その結果を制御処
理に用いることで、インバータ運転中に搬送波信号の周
波数が変化し、電流制御周期が変化しても、制御精度を
劣化させることなく、高度な電流制御を実行する。
【００１３】なお、以上の実施形態では、ＰＷＭ信号を
発生するための変調波信号と搬送波信号が非同期式の場
合について述べたが、本発明は、同期式に場合にも同じ
関係が成り立つので、適用できる。また、以上の実施形
態では、搬送波信号の最大振幅地点を搬送波信号の最大
値と最小値の両方としたが、最大値の時のみ、または、
最小値の時のみに搬送波信号の最大振幅地点の信号ｆを
アンド回路１５に出力することにより、電流制御を搬送
波信号の最大値に同期して、もしくは、最小値に同期し
て行うことができる。
発生するための変調波信号と搬送波信号が非同期式の場
合について述べたが、本発明は、同期式に場合にも同じ
関係が成り立つので、適用できる。また、以上の実施形
態では、搬送波信号の最大振幅地点を搬送波信号の最大
値と最小値の両方としたが、最大値の時のみ、または、
最小値の時のみに搬送波信号の最大振幅地点の信号ｆを
アンド回路１５に出力することにより、電流制御を搬送
波信号の最大値に同期して、もしくは、最小値に同期し
て行うことができる。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
インバータの運転中に搬送波信号の周波数をインバータ
の運転条件によって変化させた場合に、特に、搬送波信
号の周波数を高周波数化し、かつ、インバータの運転条
件により低い周波数に変化させた場合でも、電流制御を
搬送波信号に同期させることを容易に行うことができ、
高精度な電流制御が実現できる。また、本発明によれ
ば、毎回の電流制御周期を測定し、制御処理毎に測定し
た電流制御周期を用いて制御系のそれぞれの定数を演算
し、その結果を制御処理に利用できるので、インバータ
運転中に搬送波信号の周波数が変化し、電流制御周期が
変化しても、制御精度を劣化させることなく、高度な電
流制御を実行できる。
インバータの運転中に搬送波信号の周波数をインバータ
の運転条件によって変化させた場合に、特に、搬送波信
号の周波数を高周波数化し、かつ、インバータの運転条
件により低い周波数に変化させた場合でも、電流制御を
搬送波信号に同期させることを容易に行うことができ、
高精度な電流制御が実現できる。また、本発明によれ
ば、毎回の電流制御周期を測定し、制御処理毎に測定し
た電流制御周期を用いて制御系のそれぞれの定数を演算
し、その結果を制御処理に利用できるので、インバータ
運転中に搬送波信号の周波数が変化し、電流制御周期が
変化しても、制御精度を劣化させることなく、高度な電
流制御を実行できる。
【図１】本発明の一実施形態を示す電圧型ＰＷＭインバ
ータの電流制御装置とそれを用いた電力変換装置
ータの電流制御装置とそれを用いた電力変換装置
【図２】本発明の動作を示すタイムスケジュール
【図３】搬送波信号の周波数が異なる場合の本発明の動
作を示すタイムスケジュール
作を示すタイムスケジュール
【図４】搬送波信号発生回路の説明図
【図５】制御処理のブロック線図
【図６】制御処理のフローチャート
【図７】励磁電流制御処理をブロック線図
【図８】積分制御のブロック線図
【図９】積分制御のＺ変換
【図１０】フィルター処理のブロック線図
【図１１】フィルター処理のＺ変換
１ ＰＷＭインバータ ２ 電源 ３ 順変換器 ５ 誘導電動機 ６ 電流検出器 ７ Ａ／Ｄ変換器 ８ マイコン ９ カウンタ １０ フリップフロップ １１ 速度指令回路 １２ 搬送波信号発生回路 １３ 比較器 １４ 最小値判別回路 １５ アンド回路 １６ ラッチ回路
Claims (5)
- 【請求項１】 所定の電流制御周期毎にＰＷＭインバー
タの出力電流を検出し、その検出値から演算した瞬時電
圧指令値と搬送波信号とを比較して得られるＰＷＭ信号
により制御される電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装
置において、電流制御周期を計測する計測手段と、電流
制御周期の必要最小値を設定する手段と、前記計測手段
のカウント値が前記必要最小値を超えた時点後の搬送波
信号の最大振幅時点にて信号を出力する手段を設け、前
記信号に同期して電流検出および電流制御処理を実行す
ることを特徴とする電圧型ＰＷＭインバータの電流制御
装置。 - 【請求項２】 所定の電流制御周期毎にＰＷＭインバー
タの出力電流を検出し、その検出値から演算した瞬時電
圧指令値と搬送波信号とを比較してＰＷＭ信号により制
御される電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置におい
て、電流制御周期を計測する計測手段と、電流制御周期
の必要最小値を設定する手段と、搬送波信号の最大振幅
時点を検出する手段を設け、搬送波信号の最大振幅時点
にて電流検出および電流制御処理を実行すると同時に、
前記計測手段はカウントを開始し、次いでこのカウント
値が前記必要最小値に等しくなると、フラグを立て、続
いて前記計測手段は引き続きカウントを行い、前記フラ
グが立った後の搬送波信号の最初の最大振幅時点にて次
の電流検出および電流制御処理を開始することを特徴と
する電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置。 - 【請求項３】 請求項２において、搬送波信号の最大振
幅時点を検出する手段は、クロックパルス発生器と、ア
ップダウンカウンタと、最大値判別回路と、最小値判別
回路を備え、クロックパルスのアップまたはダウンのカ
ウント値と搬送波信号の正または負の最大振幅値に相当
する設定値を比較し、アップまたはダウンのカウント値
が正の設定値または負の設定値を超えたとき、搬送波信
号の最大振幅時点を検出することを特徴とする電圧型Ｐ
ＷＭインバータの電流制御装置。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、搬送波信号の最大振幅時点として、搬送波信号の最
大値と最小値の両時点、または、最大値の時点のみ、も
しくは、最小値の時点のみに設定することを特徴とする
電圧型ＰＷＭインバータの電流制御装置。 - 【請求項５】 請求項１から請求項４のいずれかにおい
て、電流制御周期を実測する手段を設け、実測した電流
制御周期を用いて電流制御処理に用いられる制御系の定
数を修正することを特徴とする電圧型ＰＷＭインバータ
の電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7293611A JPH09117152A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7293611A JPH09117152A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09117152A true JPH09117152A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=17796962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7293611A Pending JPH09117152A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09117152A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000184729A (ja) * | 1998-12-17 | 2000-06-30 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの変調方法 |
| JP2002260835A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-13 | Toshiba Corp | 誘導加熱調理器 |
| JP2007295688A (ja) * | 2006-04-24 | 2007-11-08 | Nissan Motor Co Ltd | インバータ制御装置及びインバータ制御方法 |
| JP2008289251A (ja) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Jtekt Corp | ブラシレスモータの制御装置 |
| JP2009077513A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Meidensha Corp | 電圧型ｐｗｍインバータ装置の出力電流検出方法 |
| JP2010207023A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Asmo Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2010263776A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-11-18 | Denso Corp | 車載モータの駆動制御方法 |
| JP2013251983A (ja) * | 2012-05-31 | 2013-12-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2016103899A (ja) * | 2014-11-28 | 2016-06-02 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ制御装置、インバータ装置、およびインバータ制御方法 |
-
1995
- 1995-10-16 JP JP7293611A patent/JPH09117152A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000184729A (ja) * | 1998-12-17 | 2000-06-30 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの変調方法 |
| JP2002260835A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-13 | Toshiba Corp | 誘導加熱調理器 |
| JP2007295688A (ja) * | 2006-04-24 | 2007-11-08 | Nissan Motor Co Ltd | インバータ制御装置及びインバータ制御方法 |
| JP2008289251A (ja) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Jtekt Corp | ブラシレスモータの制御装置 |
| JP2009077513A (ja) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Meidensha Corp | 電圧型ｐｗｍインバータ装置の出力電流検出方法 |
| JP2010207023A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Asmo Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2010263776A (ja) * | 2009-04-10 | 2010-11-18 | Denso Corp | 車載モータの駆動制御方法 |
| JP2013251983A (ja) * | 2012-05-31 | 2013-12-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2016103899A (ja) * | 2014-11-28 | 2016-06-02 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ制御装置、インバータ装置、およびインバータ制御方法 |
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