JPH09121560A - フィルタコンデンサを有しないブートストラップライン電力供給レギュレータ - Google Patents

フィルタコンデンサを有しないブートストラップライン電力供給レギュレータ

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JPH09121560A
JPH09121560A JP8169350A JP16935096A JPH09121560A JP H09121560 A JPH09121560 A JP H09121560A JP 8169350 A JP8169350 A JP 8169350A JP 16935096 A JP16935096 A JP 16935096A JP H09121560 A JPH09121560 A JP H09121560A
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bootstrap
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JP8169350A
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Marco Masini
マルコ・マシーニ
Sandro Storti
サンドロ・ストルティ
Stefania Boiocchi
ステファーニャ・ボイオッチ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
STMicroelectronics lnc USA
Original Assignee
SGS Thomson Microelectronics SRL
SGS Thomson Microelectronics Inc
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Publication date
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    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
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    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 フィルタコンデンサを用いることなく、いか
なる状態においても正確に作動する電力供給レギュレー
タを提供する。 【解決手段】 電力供給レギュレータ（３０）は、バッ
ファアンプ（３１）が接続される調整電圧源（２３）
と、バッファ（３１）の出力に接続されるダイオード
（２４）とを有している。ブートストラップコンデンサ
（２５）は、パワーステージ（１）のダイオード（２
４）と出力ノード（６）との間に位置し、出力（６）は
デジタル信号（ＩＮ）によりロウ・ハイの値間で切り換
えられ、デジタル信号（ＩＮ）はバッファ（３１）の入
力へも供給されるため、調整電圧（ＶREG）に等しい第
１の値とそれより低い第２の値間で変化するスイッチさ
れた調整出力電圧（Ｖ36）が生成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフィルタコンデンサ
を有しないブートストラップラインの電力供給レギュレ
ータに関する。特に、本発明はパワーＭＯＳトランジス
タと、供給電圧よりも高い電位でトップパワーのトラン
ジスタをバイアスするためのブートストラップコンデン
サに特徴を有するタイプのスイッチ型パワーステージに
用いる電力供給レギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】公知のように、上記タイプのパワーステ
ージは低い電圧の矩形波信号が供給され、矩形波のパワ
ー出力電圧を供給し、典型的には図１に示されるような
構造を有しており、以下に記述するような本発明の基礎
となった問題点に関する主題を明瞭に提示している。
【０００３】全体的に符号１により示された図１のパワ
ーステージは、一対のＮチャンネル型パワーＭＯＳトラ
ンジスタ２，３を有し、これらは供給線４とアース線
（電位線参照）５との間に接続されている。トランジス
タ２（高圧側のパワートランジスタを構成する）は、電
位ＶCCの供給線４に接続されたドレイン端子と、出力ノ
ード６に接続された電源端子とを有し、トランジスタ３
（低圧側パワートランジスタを構成する）は、出力ノー
ド６に接続されたドレイン端子と、アース線５に接続さ
れた電源端子とを有する。パワーステージ１は駆動ステ
ージ８により制御され、駆動ステージ８は低圧の矩形波
入力信号ＩＮが供給される入力端子９と、それぞれバッ
ファアンプ１２，１３によってそれぞれのトランジスタ
２，３のゲート端子に接続された一対の出力端子１０，
１１とを有している。駆動ステージ８は公知のタイプで
あり、たとえば、１つの具体例によれば、信号ＩＮが供
給されるゲート端子を有するＮチャンネル型ＭＯＳトラ
ンジスタを有し、この電源端子はアースされ、ドレイン
端子はレジスタを介して供給線に接続されている。トラ
ンジスタのドレイン端子は出力端子１０を構成し、出力
端子１１は直接入力端子９に接続されている。
【０００４】バッファアンプ１２はそれぞれノード１
７，６に接続された第１と第２のバイアス入力端子１
５，１６を有し、バッファアンプ１３はそれぞれ調整電
圧入力ノード２２とアース線５とに接続された第１と第
２のバイアス入力端子１８，１９を有している。
【０００５】パワーステージ１には調整電圧供給部２１
が設けられ、これは調整電圧ノード２２とアースとの間
に接続されて調整電圧ＶREG を発生する電圧源２３と、
アノード端子がノード２２に接続されるとともにカソー
ド端子がノード１７に接続されたダイオード２４とを有
している。図１はノード１７とノード６との間に接続さ
れて高圧側のパワートランジスタ２をチャージするため
のブートストラップコンデンサ２５を示す。
【０００６】図１はまた電圧源２３に並列に接続された
フィルタコンデンサ２６と、ダイオード２４に並列に付
随して接続された寄生コンデンサ２７と、パワーＭＯＳ
トランジスタに対して公知の方法で設けられた保護ダイ
オード（番号は付されていない）とを示している。
【０００７】フィルタコンデンサ２６と寄生コンデンサ
２７を無視すると、図１に示す回路は次のように作動す
る。入力端子９に入力信号ＩＮがバイアスされると、駆
動ステージ８はバッファアンプ１２，１３を駆動するた
めの２つの補足的な矩形波信号を出力端子１０，１１に
発生させる。つまり、バイアス入力端子１６，１９に対
して対応した電圧のゲート電圧を発生させ、トランジス
タ２，３を交互にオンさせるようにし、そしてトランジ
スタ２，３の良好なる飽和電位を達成するための必要な
電源ゲート電圧降下を確実にする。
【０００８】特に、信号ＩＮがハイ（high）であり、駆
動ステージの出力１０がハイであり、出力１１がロウ
（low ）であり、逆に信号ＩＮがロウであり、出力１１
がハイであるときを仮定すると、バッファアンプ１３の
出力はハイとなり（アース電位に対しておよそ１０〜１
５Ｖ）、トランジスタ３は飽和されて出力ノード６に接
地され（ＯＵＴ出力はロウ）、逆に、バッファアンプ１
２の出力はロウとなり、トランジスタ２はオフとなり、
ノード２２はノード６よりも高い電位となり、そして、
ダイオード２４はブートストラップコンデンサ２５を調
整電圧ＶREG （ダイオード２４を通過する電圧降下より
も小さい）に充電させるように直接バイアスされる。
【０００９】信号ＩＮがハイに切り換わると、駆動ステ
ージ８の出力端子１１はロウ電圧に切り換わる。バッフ
ァアンプ１３の出力は接地電位であるため、トランジス
タ３はオフされる。反対に、出力１０はハイに切り換わ
り、トランジスタ２をオンさせ、その結果、出力ノード
６の電圧が上昇する。ノード６におけるＯＵＴ電圧が上
昇するや否や、ノード１７における電圧もまたブートス
トラップコンデンサ２５によって上昇し、ダイオード２
４がオフとなる。換言すれば、出力ノード６における電
圧上昇は、ノード１７における対応する電圧上昇を相伴
うものであり、そのため、バッファアンプ１２によって
供給されると共に、ノード６、すなわちトランジスタ２
のソース端子と関連する出力電圧は、トランジスタ２を
十分に飽和させ、それによりノード６をハイ電圧（ＯＵ
Ｔ出力＝ＶCC）にする程のものである。
【００１０】実際、出力信号ＯＵＴがロウ（接地）から
ハイ（ＶCC）に切り換わるので、ブートストラップコン
デンサ２５は、バッファアンプ１２を介して、ハイ側の
トランジスタ２のゲート端子に必要な電荷を供給し、Ｏ
ＵＴ出力がロウのとき自身を再チャージする。最初の段
階では、電流は、調整電圧源２３からダイオード２４を
通ってブートストラップコンデンサ２５に流れる。第２
段階では、電流は、ブートストラップコンデンサ２５か
らノード１７、バッファアンプ１２の入力１５、トラン
ジスタ２のゲート端子、ノード６を流れて、ブートスト
ラップコンデンサ２５に戻る。そして、ダイオード２４
は、そこを通る電流がない状態で反転バイアスされる。
【００１１】ブートストラップコンデンサ２５が十分に
チャージされる前に出力電圧ＯＵＴがハイに切り換わっ
た場合には、図１の回路は次のような問題に直面する。
すなわち、この場合、ダイオード２４にはコンデンサ２
５のチャージ電流Ｉがなおも供給されており、そのた
め、ダイオード２４は少電荷Ｑ＝Ｉτ（τは少数キャリ
アの伝達時間）を蓄積する。従って、図１において２７
で示される寄生コンデンサを考慮しなければならず、拡
散容量Ｃｄ＝Ｑ／Ｖｔ（Ｖｔはサーマル電圧）を示すこ
とになる。それゆえ、これはブートストラップコンデン
サ２５と寄生コンデンサ（拡散容量）２７を有する容量
性ネットワークを生じさせることになり、出力における
変化を電源ＶREG に伝送しがちであり、それは、電圧源
２３において電流スパイクＩSPを発生させる。
【００１２】電流ＩSPの値を概算するため、ダイオード
２４は、時間Δｔ内における少電荷Ｑを無くさなければ
ならない。この場合、Δｔは、ダイオード２４を直結か
ら反転バイアスに切り換えるのに必要とされる出力電圧
ＯＵＴの変化時間の一部分であり、その結果ＩSP＝Ｑ／
Δｔとなる。
【００１３】約１００ｎｓの出力電圧ＯＵＴのスイッチ
ング時間に対し、変化Δｔはおおよそ１０ｎｓかそれ以
下となると考えられる。例えば、仮にＩ＝２００ｍＡ、
τ＝２０ｎｓとすると、電源２３に入り込む電流スパイ
クＩSPは、おおよそ４００ｍＡかそれ以上となる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】電力供給レギュレータ
の出力インピーダンスの誘導特性が与えられると、電流
スパイクは、ノード２２における調整電圧に、受容でき
ずかつ制御されない増加をもたらす。
【００１５】その問題を解決すべく、調整電圧源２３と
並列に接続されたフィルタコンデンサ（図１にて２６で
示されている）を用いることが提案されている。このフ
ィルタコンデンサは、約１ナノファラッドの電気容量を
示し、その端子において（従って調整電圧ノード２２で
も）、電圧上昇を伴わずに電流スパイクを吸収する。
【００１６】この解決手段の不都合なところは、さらな
る外部構成要素となるフィルタコンデンサ２６の集積
を、上記電気容量が妨げるところにある。
【００１７】本発明の目的は、フィルタコンデンサを有
することなく、いかなる状態においても正確に作動する
上記タイプの電力供給レギュレータを提供することにあ
る。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、請求項
１に記載されたようなブートストラップラインの電力供
給レギュレータが提供される。
【００１９】実際には、本発明の１つの観点によれば、
ブースタトラップコンデンサと調整電圧源との間に設け
られたダイオードは、電源ステージの出力に接続された
コンデンサのロウ端子の電圧がロウからハイに切り換わ
る前にオフとなる。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明は実施の形態に限定される
ものではないが、その好適な実施形態は、添付された図
面に一例として示されている。
【００２１】図２に示すように、電力供給レギュレータ
は符号３０により示されており、この電力供給レギュレ
ータ３０は図１において詳細に示され、この図を参照し
て詳細に説明されたパワーステージ１に適用される。図
１に示された構成部材と共通する構成部材は、図２にお
いて同一の符号が付されており、重複した説明は省略さ
れている。
【００２２】調整電圧源２３に加えて、図２の電力供給
レギュレータ３０はまた反転用のバッファアンプ３１を
有しており、つまり駆動ステージ８の入力端子９に接続
されて同様の信号ＩＮが入力される信号入力端子３２
と、２つのバイアス入力端子３３，３４とを有し、バイ
アス入力端子３３は調整電圧ＶREG にセットされる調整
電圧ノード２２に接続されており、バイアス入力端子３
４はアースに接続されている。反転用のバッファアンプ
３１の出力端子は、ダイオード２４のアノードに接続さ
れたノード３６（スイッチされた調整電圧Ｖ36にセット
される）を構成しており、ダイオード２４のカソード
は、図１に示されるように、ブートストラップコンデン
サ２５を充電するノード１７に接続されている。
【００２３】本発明の回路の動作は、以下の事実に基づ
くものであり、すなわち、下流側の電源ステージ１に関
しては、この電源ステージの出力端子６がロウ、つまり
ブートストラップコンデンサ２５が充電されたときには
調整電圧ＶREG の値は重要であるが、これに対して出力
端子６がハイになったときには、ブートストラップコン
デンサ２５により供給された状態のバッファアンプ１２
の働きにより、もはやいかなる重要性もないないという
事実に基づき、さらに、電流のスパイクが調整電圧源２
３に伝達されないようにして、パワーステージ１の出力
ノード６がハイに切り換わる前にダイオード２４は簡単
にオフされる必要があるという事実に基づくものであ
る。
【００２４】したがって、図２に示す回路は以下のよう
に作動する。入力信号がロウ（０Ｖ）のときには、駆動
ステージ８の出力およびバッファアンプ１３の出力はハ
イとなり、その結果トランジスタ３はオンとなり、逆
に、バッファアンプ１２の出力はロウとなり、トランジ
スタ２はオフとなる。これらは、図１に関して既に説明
した通りである。このように、反転用のバッファ３１の
出力はハイとなり、かつノード２２における調整電圧Ｖ
REG と等しくなり、このようにしてブートストラップコ
ンデンサ２５が図１に示された回路のように、調整電圧
ＶREG に充電されることになる。
【００２５】入力信号ＩＮがハイ（たとえば１２Ｖ）に
切り換わると、反転用のバッファアンプ３１の出力は直
ちにアース電位（０Ｖ）に切り換わり、ダイオード２４
を逆に作動させてこれはオフとなる。駆動ステージ８の
切り換えに起因した遅れに続いて、駆動ステージの出力
端子１０，１１そしてバッファアンプ１２，１３の出力
もまた図１に関して説明したように、切り換わり、その
結果、トランジスタ３はオフとなり、ダイオード２４が
既に確実にオフとなっているときには、トランジスタ２
はオンとなって出力ノード６に供給電圧ＶCCを接続す
る。これにより、出力ノード６が切り換わるときには、
ブートストラップコンデンサ２５が充分に充電されてい
なくとも、電流はダイオード２４を通って調整電圧源２
３に流れることが防止される。
【００２６】入力信号ＩＮが再度、ロウに切り換わった
ときには、ダイオード２４のアノードにおける調整電圧
は、ＯＵＴ出力がロウに切り換わる前に再度復帰し、ブ
ートストラップコンデンサ２５の充電を確実にする。
【００２７】入力信号ＩＮと、出力電圧ＯＵＴと、ノー
ド３６（ダイオード２４のアノード）でのスイッチされ
た調整電圧Ｖ36とのスイッチングの間における時間の関
係は、図３に示されるように、これら３つの値のタイム
チャートに明瞭に示されている。特に、時間ｔ0 におけ
る入力信号ＩＮのロウからハイへの切り換えに引き続い
て、調整電圧Ｖ36は時間ｔ1 （逆に作動するダイオード
２４がオフして）のときロウに切り換わり、出力電圧Ｏ
ＵＴは時間ｔ2 （ｔ2 ＞ｔ1 ）でハイに切り換わる。
【００２８】スイッチされた調整電圧Ｖ36は出力電圧Ｏ
ＵＴよりも速く切り換わり、入力９からノード３６への
信号ＩＮの伝達は、少ない部品点数（つまり反転用のバ
ッファアンプ３１のみ）でタイムチャートに示されるよ
うな作動が得られることになり、これに対して、入力端
子９から出力ノード６への信号ＩＮの伝達は、駆動ステ
ージ８（これはそれ自体ゼロ以外の伝達遅れを示す）
と、バッファアンプ１２，１３およびパワートランジス
タ２，３を必要とする。さらに、この回路は、いかなる
状態においても、出力が常に調整電圧Ｖ36より後に切り
換わるように設計しても良い。図示するタイプの回路で
は、入力端子９と出力ノード６のと間の遅れは、典型的
には約１００ｎｓであり、入力端子９とノード３６との
間の遅れは常に５０ｎｓよりも小さくすることが可能で
ある。
【００２９】図２の回路の具体例が図４に示されてお
り、図４は調整電圧源２３と反転用のバッファアンプ３
１の詳細を示す。
【００３０】特に、調整電圧源２３はＶCCの供給線４
と、ダイオード接続のＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
４１（コレクタとベースとが短絡された）のコレクタと
の間に接続された電源４０を有している。トランジスタ
４１のエミッタはダイオード接続のＰＮＰ型トランジス
タ４２のエミッタに接続され、そのコレクタは相互に直
列に接続された２つのツェナーダイオード４３，４４を
介してアースに接続されている。トランジスタ４２のベ
ース端子はＰＮＰ型トランジスタ４５のベース端子に接
続されており、このコレクタはアースされ、さらに、こ
れのエミッタは調整電圧ＶREG で調整電圧ノード２２を
構成している。調整電圧ノード２２はまたＮＰＮ型トラ
ンジスタ４６のエミッタに接続されており、これのベー
ス端子はトランジスタ４１のベース端子に接続されてお
り、さらに、これのコレクタ端子は供給線４に接続され
ている。
【００３１】調整電圧ノード２２はまたＮＰＮ型トラン
ジスタ４９のベース端子に接続され、これのコレクタ端
子は供給線４に接続され、さらにそのエミッタ端子はバ
ッファアンプ１３のバイアス入力端子１８と、トランジ
スタ４９およびアースの間に接続された電源５０とに接
続されている。
【００３２】調整電圧ノード２２はまたＰチャンネル型
ＭＯＳトランジスタ５１のドレイン端子に接続されてお
り、これのゲート端子はバッファアンプ５３の出力によ
って形成されるノード５２に接続されており、これの入
力は駆動ステージ８の入力端子９に接続され、信号ＩＮ
が供給される。ノード５２は２つのＮチャンネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ５４，５５のゲート端子に接続されてい
る。特に、ＭＯＳトランジスタ５４の電源端子はアース
され、そのドレイン端子はＭＯＳトランジスタ５１のド
レイン端子に接続され、さらにＭＯＳトランジスタ５５
の電源端子は同様にアースされており、ドレイン端子は
ノード３６（ダイオード２４のアノード）に接続されて
いる。最終的に、ノード３６はＮＰＮ型バイポーラトラ
ンジスタ５８のエミッタに接続されており、これのベー
ス端子はノード５２に接続され、これのコレクタ端子は
供給線４に接続されている。
【００３３】図４においても、パワーＭＯＳトランジス
タ２，３，５４，５５がそれぞれ保護ダイオード（符号
無し）とともに示されている。
【００３４】図４の回路においては、ツェナーダイオー
ド４３，４４により調整電圧が発生し、トランジスタ４
１のベースエミッタ接合において電圧降下ＶBEに付加さ
れた調整電圧は、ロウ出力インピーダンスノード２２に
供給される。トランジスタ４９を通って、調整電圧（図
２のＶREG に相当する）はバッファアンプ１８に供給さ
れ、同じ調整電圧（トランジスタ５８のベースエミッタ
電圧降下ＶBEに付加され、またＭＯＳトランジスタのソ
ースドレイン電圧降下ＶBEに付加されるが、それでも実
質的には無視してもよい）は、ＭＯＳトランジスタ５１
がオンになると、ＭＯＳトランジスタ５１，５４，５５
により形成されるインバータを介してノード３６に供給
され、スイッチされた調整電圧Ｖ36が発生し、ダイオー
ド２４に供給される。より詳細には、入力信号ＩＮがロ
ウのとき、バッファアンプ５３もロウであり、その結果
トランジスタ５１がオンのままであり、トランジスタ５
４，５５がオフのままとなる。つまり、トランジスタ５
８のベース端子が調整電圧ノード２２における調整電圧
で実質的にバイアスされ、（電圧降下ＶBEより低い）調
整電圧がダイオード２４のアノードに供給され、ブート
ストラップコンデンサ２５を充電する。
【００３５】入力信号ＩＮがハイに切り換わると、バッ
ファアンプ５３の出力もまたハイに切り換わる。これに
より、ＭＯＳトランジスタ５１がオフになり、ノード３
６を接地するＭＯＳトランジスタ５４，５５がオンにな
る。その結果、図２にしたがって上述したように、ダイ
オード２４がオフになる。
【００３６】図４の回路においてはまた、バッファアン
プ５３およびトランジスタ５１，５８，５４，５５を通
る入力信号ＩＮのスイッチングエッジの伝搬遅延は、構
成部品８，１２，１３，２，２３を通る同じエッジの伝
搬遅延より短いため、スイッチされた電力供給レギュレ
ータの正しい操作が確保される。
【００３７】本発明者によってなされた回路を実施の形
態および図面に基づき具体的に説明したが、本発明は前
記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸
脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもな
い。特に、上述のタイプのパワーステージを供給するこ
とに加えて、本願発明による解決手段は、ブートストラ
ップコンデンサを特徴とする他の回路であって、先に充
電されその後充電された電圧より高い電圧において負荷
を供給するよう制御される回路に適用しても良い。
【００３８】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものによって得られる優位点を簡単に説明すれ
ば、下記のとおりである。
【００３９】まず第１に、本願発明の回路によれば、集
積的に価値のないフィルタコンデンサを使用することな
しに調整電圧における非制御変動を防止することができ
る。第２に、本願発明による回路においては、ごく少数
のシンプルで簡単に集積可能な部品を追加補充している
だけであり、このため従来の回路に比べて、製造コスト
が実際に増加することはない。そして、第３に、本願発
明による回路は信頼性があり、正確に制御することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ブートストラップコンデンサと公知の電力供給
レギュレータとを有するスイッチングタイプのパワース
テージを示す回路図である。
【図２】本発明の一実施の形態であり、図１に示された
パワーステージに適用される電力供給レギュレータの全
体構造を示す回路図である。
【図３】図２に示す回路図における多数の電圧の線図を
示すタイムチャートである。
【図４】図２に示す構造のより詳細な具体例を示す回路
図である。
【符号の説明】
１ パワーステージ ２，３ トランジスタ ４ 供給線 ５ アース線 ６ 出力ノード ８ 駆動ステージ ９ 入力端子 １０，１１ 出力端子 １２，１３ バッファアンプ １５，１６ バイアス入力端子 １７ ノード １８，１９ バイアス入力端子 ２１ 調整電圧供給部 ２２ 調整電圧ノード ２３ 調整電圧源 ２４ ダイオード ２５ ブートストラップコンデンサ ２６ フィルタコンデンサ ２７ 寄生コンデンサ ３０ 電力供給レギュレータ ３１ バッファアンプ ３２ 信号入力端子 ３３，３４ バイアス入力端子 ３６ ノード ４０ 電源 ４１，４２ トランジスタ ４３，４４ ツェナーダイオード ４５，４６，４９ トランジスタ ５０ 電源 ５１ トランジスタ ５２ ノード ５３ バッファアンプ ５４，５５，５８ トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０２Ｍ 3/07 Ｈ０３Ｋ 19/094 Ｃ (72)発明者 サンドロ・ストルティ イタリア国、20099 セスト・エス・ジョ バンニ、ヴィア・フラテーリ・バンディエ ーラ、48 (72)発明者 ステファーニャ・ボイオッチ イタリア国、27012 チェルトーサ、ヴィ ア・ビヴィオ・エス・ペローネ、３

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 調整電圧ノード（２２）を有する調整電
    圧源（２３）と、 供給ノード（１７）と、第２の値より第１の値の方が低
    い関係にある第１および第２の値において切り換え可能
    な基準電圧（ＯＵＴ）に位置する基準ノード（６）とを
    有するブートストラップライン（２５）と、 前記調整電圧ノード（２２）と前記供給ノード（１７）
    との間に設けられたユニポーラスイッチ（２４）とを有
    するブートストラップライン電力供給レギュレータであ
    って、 前記基準ノードにおける前記基準電圧（ＯＵＴ）が前記
    第１の値から第２の値へ切り換わる前に前記ユニポーラ
    スイッチ（２４）をターンオフする信号（Ｖ36）と、前
    記基準電圧（ＯＵＴ）を前記第２の値から第１の値へ切
    り換えるターンオン信号（Ｖ36）とを生成するターンオ
    フ手段（３１）を有することを特徴とするブートストラ
    ップライン電力供給レギュレータ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のブートストラップライン
    電力供給レギュレータであって、前記ターンオフ手段
    が、前記調整電圧ノード（２２）と前記ユニポーラスイ
    ッチ（２４）との間に設けられ、前記調整電圧と等しい
    第１のレベルと前記第１のレベルより低い第２のレベル
    との間で変化するスイッチされた調整電圧（Ｖ36）を生
    成する供給スイッチ手段（３１）を有することを特徴と
    するブートストラップライン電力供給レギュレータ。
  3. 【請求項３】 請求項２記載のブートストラップライン
    電力供給レギュレータであって、ブートストラップライ
    ン（２５）用に、デジタル制御信号（ＩＮ）が供給され
    る入力（９）と、前記基準ノード（６）に接続される出
    力（１０，１１）とを有する駆動ステージ（８）を有し
    ており、 前記ターンオフ手段が、前記駆動ステージの前記入力
    （９）に接続される入力（３２）と、前記ユニポーラス
    イッチ（２４）に接続される出力（３６）と、前記調整
    電圧ノード（２２）に接続される少なくとも１のバイア
    ス端子（３３）とを有するバッファアンプ（３１）を有
    することを特徴とするブートストラップライン電力供給
    レギュレータ。
  4. 【請求項４】 請求項３記載のブートストラップライン
    電力供給レギュレータであって、前記バッファアンプ
    （３１）が、入力バッファ（５３）と、前記入力バッフ
    ァの出力（５２）に接続されるインバータ（５１，５
    ４，５５）とを有することを特徴とするブートストラッ
    プライン電力供給レギュレータ。
  5. 【請求項５】 前記請求項１，２，３または４のいずれ
    か１つに記載のブートストラップライン電力供給レギュ
    レータであって、前記ブートストラップラインは、前記
    供給ノード（１７）と前記基準ノード（６）との間に設
    けられたブートストラップコンデンサ（２５）を有して
    おり、 前記ユニポーラスイッチは、そのアノードが前記ターン
    オフ手段（３１）に接続され、そのカソードが前記供給
    ノード（１７）に接続されているダイオード（２４）を
    有しており、 レギュレータは、供給電圧線（４）とアース線（５）と
    の間に接続された第１および第２のパワートランジスタ
    （２，３）を有するパワーステージ（１）であって、前
    記基準ノードである中間ノード（６）を含むパワーステ
    ージ（１）を有することを特徴とするブートストラップ
    ライン電力供給レギュレータ。
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