JPH09130148A

JPH09130148A - ディジタル復調器

Info

Publication number: JPH09130148A
Application number: JP7281062A
Authority: JP
Inventors: Imin Son; 偉民孫
Original assignee: Icom Inc
Current assignee: Icom Inc
Priority date: 1995-10-27
Filing date: 1995-10-27
Publication date: 1997-05-16
Also published as: US5614862A

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な構成で且つ高品質の復調信号を得るこ
とができるディジタルＦＭ復調器を提供することであ
る。【解決手段】ＤＭＵＸ１１は、ディジタルＦＭ信号中
のデータを循環して出力して、信号Ｓ1〜Ｓ4を生成。Ｍ
ＵＸ１４は、信号Ｓ1と信号のＳ3の反転信号を交互に出
力し、信号Ｓ_i（ｋ）を生成する。ＭＵＸ１５は、信号
Ｓ2と信号Ｓ4の反転信号を交互に出力し、信号Ｓ
_q（ｋ）を生成する。補間回路１７は、ＭＵＸ１４の出
力信号の各データの間に値がゼロのデータを挿入し、高
周波成分をカットして、信号Ｓ_I（ｉ）を生成する。第
２の補間回路１９は、ＭＵＸ１５の出力信号の各データ
の間に値がゼロのデータを挿入し、高周波成分をカット
して、信号Ｓ_Q（ｉ）を生成する。演算回路２は、Ｓ
_I（ｉ−１）・Ｓ_Q（ｉ）−Ｓ_I（ｉ）・Ｓ_Q（ｉ−１）を
演算し、これを積分することにより、ディジタル復調信
号を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】簡単な構成で且つ高品質の復
調信号を得ることができるディジタル復調器に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ディジ
タルＦＭ復調器は、無線通信分野、特に移動無線通信分
野で広く使用されている。しかし、ディジタルＦＭ復調
器は、アナログＦＭ復調器よりも構成が複雑であり、集
積回路（以下、ＩＣ）やディジタルシグナルプロセッサ
（Digital Signal Processor、以下ＤＳＰ）等の集積回
路で実現するのは困難である。これは、通常のディジタ
ルＦＭ復調器を実現するには、三角関数または９０゜移
位器による複雑な処理が必要であり、大量のメモリを必
要とし、且つ、多量の計算を要するためである。なお、
９０゜移位器を使用するディジタルＦＭ復調器は、例え
ば、米国特許Ｎo．４，７５５，７６１と、特開昭６３
−２８８５０４、特開平６−２９１５５３に示されてい
る。また、ディジタルＡＭ復調器はキャリアの再生が困
難であり、９０゜移相器を用いる必要があるため集積回
路化が困難であるという問題がある。

【０００３】この発明は、上記実状に鑑みてなされたも
ので、簡単な構成のディジタル復調器を提供することを
目的とする。また、この発明は、集積回路やディジタル
シグナルプロセッサ等で実現することができるディジタ
ル復調器を提供することを他の目的とする。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の第１の観点にかかるディジタル復調器
は、ディジタル信号を受信し、該ディジタル受信信号中
の奇数番目のデータ列から構成され、データ毎に符号が
反転する第１の信号と、該ディジタル受信信号中の偶数
番目のデータ列から構成され、データ毎に符号が反転す
る第２の信号を生成する時間列信号生成手段と、前記時
間列信号生成手段から出力される第１の信号の各データ
の間に値がゼロ（０）のデータを挿入する第１の補間手
段（１７）と、前記時間列信号生成手段から出力される
第２の信号の各データの間に値がゼロ（０）の信号を挿
入する第２の補間手段（１９）と、前記第１の補間手段
（１７）と前記第２の補間手段（１９）の出力信号か
ら、ディジタル復調信号（Ｙ）を生成する演算手段（２
１〜３７）と、を備えることを特徴とする。

【０００５】また、この発明の第２の観点にかかるディ
ジタル復調器は、数２１で表されるディジタル信号Ｓ
_(i)から、数２２及び数２３で表されるディジタル信号
Ｓi_(k)とＳq_(k)を生成する第１の手段と、前記信号Ｓi
_(k)とＳq_(k)から、数２４と数２５で表されるディジタ
ル信号Ｓi’_(i)とＳq’_(i)を生成する第２の手段と、信
号Ｓi’_(i)とＳq’_(i)から数２６と数２７で表されるデ
ィジタル信号ＳI_(i)とＳQ_(i)を生成する第３の手段と、
信号ＳI_(i)とＳQ_(i)から数２８で表されるディジタル復
調信号ｙ_(i)を生成する第４の手段と、を備えることを
特徴とする。

【数２１】Ｓ_(i)＝Ａ・ｓｉｎ（２・π・ｆ_c・ｉ／ｆ_S
＋δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））（ここで、Ａは振幅、δ＝ｆ_d／ｆ、ｆ_dは最大周波数偏
差、ｆは変調信号の周波数、ｆ_Sはサンプリング周波
数、ｉ＝１、２、３、・・・、ｆ_c＝ｆ_S／４）

【数２２】Ｓi_(k)＝Ａ_(2・k-1)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ・（２・ｋ−１）／ｆ_S））（ｋ＝１、２、３、・・・）

【数２３】Ｓq_(k)＝Ａ_(2・k)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４
・π・ｆ・ｋ／ｆ_S））

【数２４】Ｓi’_(i)＝｛Ａ₍₁₎・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ₍₃₎・ｃｏｓ（δ・ｓｉ
ｎ（６・π・ｆ／ｆ_S）），０，・・・，｝

【数２５】Ｓq’_(i)＝｛０，Ａ₍₂₎・ｓｉｎ（δ・ｓｉ
ｎ（４・π・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ₍₄ ₎・ｓｉｎ（δ・ｓ
ｉｎ（８・π・ｆ／ｆ_S）），・・・，｝

【数２６】ＳI_(i)＝Ａ_(i)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【数２７】ＳQ_(i)＝Ａ_(i)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【数２８】ｙ_(i)＝Ｂ・｛ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／
ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）｝
（ここで、Ｂはほぼ定数である）

【０００６】また、この発明の第３の観点にかかるディ
ジタル復調器は、数２９で表されるディジタル信号Ｓ
_(i)から、数３０及び数３１で表されるディジタル信号
Ｓi_(k)とＳq_(k)を生成する第１の手段と、前記信号Ｓi
_(k)とＳq_(k)から、数３２と数３３で表されるディジタ
ル信号Ｓi’_(k)とＳq’_(k)を生成する第２の手段と、信
号Ｓi’_(k)とＳq’_(k)から数３４と数３５で表されるデ
ィジタル信号ＳI_(i)とＳQ_(i)を生成する第３の手段と、
信号ＳI_(i)とＳQ_(i)から数３６で表されるディジタル復
調信号ｙ_(i)を生成する第４の手段と、を備えることを
特徴とする。

【数２９】Ｓ_(i)＝（Ａ＋１）・ｃｏｓ（２・π・ｆ_C・ｔ／ｆ_S）（ここで、Ａは振幅信号、ｆ_cは搬送波の周波数、ｆ_Sは
サンプリング周波数である）

【数３０】Ｓi_(k)＝（Ａ_(2・k-1)+1）・ｓｉｎ（２・
（２・ｋ−１）・π・Δｆ＋ψ））（ｋ＝１、２、３、
・・・）

【数３１】Ｓq_(k)＝（Ａ_(2・k)+1）・ｃｏｓ（４・ｋ・
π・Δｆ＋ψ））

【数３２】｛Ｓi’_(k)｝＝｛（Ａ₍₁₎+1）・ｓｉｎ（２
・π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ₍₃₎+1）・ｓｉｎ（６・π
・Δｆ＋ψ）、０、・・・｝

【数３３】｛Ｓq’_(k)｝＝｛０、（Ａ₍₂₎+1）・ｃｏｓ
（４・π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ₍₄₎+1）・ｓｉｎ（８
・π・Δｆ＋ψ）、０、・・・｝

【数３４】ＳI_(i)＝（Ａ_(i)+1）・ｓｉｎ（２・π・Δｆ＋ψ）

【数３５】ＳQ_(i)＝（Ａ_(i)+1）・ｃｏｓ（２・π・Δｆ＋ψ）

【数３６】ｙ_(i)＝Ｂ・（Ａ_(i)+1）² （ここで、Ｂはほぼ定数）

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
実施の形態にかかるディジタルＦＭ復調器について説明
する。

【０００８】（第１の実施の形態）図１は、この発明の
第１の実施の形態にかかるＦＭ受信機１の構成を示すブ
ロック図である。図示するように、このＦＭ受信機１
は、アンテナ３と、受信回路４と、サンプリング回路５
と、発振器６と、ディジタルＦＭ復調器２と、から構成
される。ディジタルＦＭ復調器２は、デマルチプレクサ
（ＤＭＵＸ）１１と、インバータ１２、１３と、マルチ
プレクサ（ＭＵＸ）１４、１５と、補間回路１７、１９
と、演算回路２１と、から構成される。演算回路２１
は、遅延素子２２、２３と、乗算器２７、２９と、減算
器３３と、から構成される。

【０００９】アンテナ３は、ＦＭ信号Ｓａを受信回路４
に供給する。受信回路４は、アンテナ３から供給された
ＦＭ信号Ｓａを増幅、周波数変換、チューニング等を行
い、中間周波信号Ｓ_(t)を生成し、サンプリング回路５
に供給する。サンプリング回路５は、発振器６から供給
される周波数ｆ_Sのサンプリング信号に従って、中間周
波信号Ｓ_(t)をサンプリングし、ディジタル信号Ｓ_(i)に
変換してディジタルＦＭ復調器２に供給する。発振器６
は、復調信号の周波数より十分高いサンプリング信号を
サンプリング回路５及びディジタルＦＭ復調器２に供給
する。

【００１０】ＤＭＵＸ１１は、サンプリング回路５から
供給される入力信号（データ）を４つの出力端子Ｓ1〜
Ｓ4に順番に出力する。インバータ１２、１３は、それ
ぞれ、ＤＭＵＸ１１の第３及び第４の出力端Ｓ3とＳ4か
ら供給される信号を１８０゜位相変換する（符号を反転
する）。ＭＵＸ１４は、ＤＭＵＸ１１の第１の出力端と
インバータ１２から供給される信号を交互に選択して出
力する。ＭＵＸ１５は、ＤＭＵＸ１１の第２の出力端と
インバータ１３から供給される信号を交互に選択して出
力する。

【００１１】補間回路１７、１９は、それぞれ、図２に
示すように、ゼロ挿入回路４１とＬＰＦ４２とから構成
される。ゼロ挿入回路４１は、ＭＵＸ１４又は１５から
順次出力される信号（データ）の間に値がゼロ（０）の
信号（データ）を挿入する。ＬＰＦ４２は、ゼロ挿入回
路４１から供給される信号中の高周波成分を除去する。

【００１２】演算回路２１の遅延素子２２、２３は、補
間回路１７、１９の出力信号を１サンプリング周期分遅
延させる。乗算器２７は、遅延素子２２の出力信号と補
間回路１９の出力信号を乗算する。乗算器２９は、遅延
素子２３の出力信号と補間回路１７の出力信号を乗算す
る。減算器３３は、乗算器２９の出力信号から、乗算器
２７の出力信号を減算する。

【００１３】次に、図１に示すＦＭ受信機１の動作を説
明する。ディジタルＦＭ復調器２には、サンプリング回
路５でサンプリング信号に従ってサンプリングされた、
数３７に示す中間周波信号Ｓ_(t)が供給される。ここで
は理解を容易にするため、中間周波信号Ｓ_(t)の振幅Ａ
を一定値Ｉ_mとする。

【００１４】

【数３７】Ｓ_(t)＝Ｉ_m・ｓｉｎ（２・π・ｆ_C・ｔ＋δ
・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｔ））

【００１５】ここで、ｆ_Cはキャリア周波数、δ＝ｆ_d／
ｆ、ｆ_dは最大周波数偏差、ｆは復調信号の周波数、ｔ
＝ｉ／ｆ_S、ｆ_Sはサンプリング周波数、ｉ＝１、２、３
・・・、をそれぞれ示す。キャリア周波数ｆ_Cをサンプリン
グ周波数ｆ_Sの１／４（ｆ_C＝ｆ_S／４）に設定すると、
数３７は数３８に書き換えることができる。即ち、ディ
ジタルＦＭ復調器２には、数３８で示されるディジタル
ＦＭ信号Ｓ_(i)が供給される。

【００１６】

【数３８】Ｓ_(i)＝Ｉ_m・ｓｉｎ（（π・ｉ）／２＋δ・
ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））数３８に示す信号Ｓ_(i)は、数３９に示すように書き換
えることができる。

【００１７】

【数３９】｛Ｓ_(i)｝＝｛Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ／ｆ_S）），−Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４・π・ｆ／ｆ_S）），−Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（６・π・ｆ／ｆ_S）），Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（８・π・ｆ／ｆ_S）），・・・｝

【００１８】ＤＭＵＸ１１は、数３９に示すディジタル
信号Ｓ_(i)の各データを、４つの出力端に順番に循環し
て出力する。従って、第１〜第４の出力端から出力され
るディジタル信号Ｓ1_(k)〜Ｓ4_(k)は、数４０〜数４３で
表される。

【００１９】

【数４０】Ｓ1_(k)＝Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ・（４・ｋ−３）／ｆ_S））

【数４１】Ｓ2_(k)＝−Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・（４・ｋ−２）／ｆ_S））

【数４２】Ｓ3_(k)＝−Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・（４・ｋ−１）／ｆ_S））

【数４３】Ｓ4_(k)＝Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（８・π
・ｆ・ｋ／ｆ_S））

【００２０】インバータ１２は、信号Ｓ3_(k)を１８０゜
位相変換（符号を反転）し、−Ｓ3₍ _k)に変換してＭＵＸ
１４に供給する。ＭＵＸ１４は、信号Ｓ1_(k)及び−Ｓ3
_(k)を入力し、交互に出力する。ＭＵＸ１４の出力信号
Ｓi_(k)、即ち、ＭＵＸ１４が出力するディジタル信号を
数４４に示す。このディジタル信号Ｓi_(k)は、ディジタ
ルＦＭ信号Ｓ_(i)の奇数番目のデータの列から構成さ
れ、データ毎に符号が反転する信号である。また、イン
バータ１３は、信号Ｓ4を１８０゜位相変換（符号を反
転）し、−Ｓ4に変換してＭＵＸ１５に供給する。ＭＵ
Ｘ１５は、信号Ｓ2及び−Ｓ4を入力し、交互に出力す
る。ＭＵＸ１５の出力するディジタル信号Ｓq_(k)を数４
５に示す。出力信号Ｓq_(k)は、ディジタルＦＭ信号Ｓ
_(i)の偶数番目のデータの列から構成され、データ毎に
符号が反転する信号である。

【００２１】

【数４４】Ｓi_(k)＝｛Ｓ₍₁₎，−Ｓ₍₃₎，Ｓ₍₅₎，−Ｓ₍₇₎，・・・｝＝Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・（２・ｋ−１）／ｆ_S））

【数４５】Ｓq_(k)＝｛Ｓ₍₂₎，−Ｓ₍₄₎，Ｓ₍₆₎，−Ｓ₍₈₎，・・・｝＝Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４・π・ｆ・ｋ／ｆ_S））ｋ＝１，２，３・・・信号Ｓi_(k)と信号Ｓq_(k)とは、数４６の関係にある。

【００２２】

【数４６】Ｓi_(k+1)＝＾Ｓq_(k) ここで、＾Ｓq_(k)は、Ｓq_(k)とは９０゜位相が異なる信
号を示す。

【００２３】Ｓi_(k)とＳq_(k)のサンプリング周波数をｆ
_Sに変換するため、補間回路１７のゼロ挿入回路４１は
信号Ｓi_(k)を入力し、信号Ｓi_(k)の各データ間に、値が
ゼロ（０）のデータを挿入し、数４７に示す信号Ｓi’
_(i)を出力する。補間回路１９のゼロ挿入回路４１は信
号Ｓq_(k)を入力し、信号Ｓq_(k)の各データ間に、値がゼ
ロ（０）のデータを挿入し、数４８に示す信号Ｓq’_(i)
を出力する。

【００２４】

【数４７】Ｓi’_(i)＝｛Ｓ₍₁₎，０，−Ｓ₍₃₎，０，Ｓ
₍₅₎，０，−Ｓ₍₇₎・・・｝

【数４８】Ｓq’_(i)＝｛０，Ｓ₍₂₎，０，−Ｓ₍₄₎，０，
Ｓ₍₆₎，０，−Ｓ₍₈₎・・・｝

【００２５】補間回路１７のＬＰＦ４２は、信号Ｓ_i(i)
の高周波成分を除去し、数４９に示すディジタル信号Ｓ
I_(i)を出力する。また、補間回路１９のＬＰＦ４２は、
信号Ｓq_(i)の高周波成分を除去し、数５０に示すディジ
タル信号ＳQ_(i)を出力する。

【００２６】

【数４９】ＳI_(i)＝Ｉ_m・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【数５０】ＳQ_(i)＝Ｉ_m・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ・ｉ／ｆ_S））信号ＳI_(i)と信号ＳQ_(i)とは、数５
１に示すように、互いに直交した信号である。

【数５１】ＳI_(i)＝＾ＳQ_(i)

【００２７】遅延素子２２は、信号ＳI_(i)を１サンプリ
ング周期分遅延し、信号ＳI_(i-1)を出力する。乗算器２
７は、信号ＳI_(i-1)と、補間回路１９の出力信号ＳQ_(i)
とを乗算する。一方、遅延素子２３は、信号ＳQ_(i)を、
１サンプリング周期分遅延し、ＳQ_(i-1)を出力する。乗
算器２９は、信号ＳQ_(i-1)と、補間回路１７の出力信号
ＳI_(i)とを乗算する。減算器３３は、乗算器２９の出力
信号から乗算器２７の出力信号を減算し、数５２で表さ
れるディジタル信号Ｙ_(i)を出力する。

【００２８】

【数５２】Ｙ_(i)＝ＳQ_(i)・ＳI_(i-1)−ＳQ_(i-1)・ＳI_(i) ＝Ｉ_m ²｛ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S））−ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S））｝＝Ｉ_m ²・ｓｉｎ（δ・（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）））

【００２９】サンプリング周波数ｆ_Sは、前述のよう
に、復調信号の周波数ｆより十分高く設定されており、
数５２は数５３のように書き換えることができる。

【００３０】

【数５３】Ｙ_(i)≒Ｉ_m ²・δ・｛ｓｉｎ（２・π・ｆ・
ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）｝なお、数５３に示す信号Ｙ_(i)を積分して復調信号とし
てもよい。

【００３１】このように、図１のディジタルＦＭ復調器
２は、振幅が一定のＦＭ入力信号を復調することができ
る。しかも、使用するＬＰＦが、補間回路１７、１９に
各１個ずつの計２個であり、簡単で小規模な回路構成で
実現できる。従って、ディジタルＦＭ復調器２をＩＣ、
ＤＳＰ等の集積回路で容易に構成することができる。

【００３２】（第２の実施の形態）第１の実施の形態で
は、中間周波信号Ｓ_(t)の振幅Ａが一定値Ｉ_mの場合のデ
ィジタルＦＭ復調器２について説明したが、この発明の
ディジタルＦＭ復調器２は入力信号Ｓ_(t)の振幅が一定
でない場合についも適用可能である。以下、第２の実施
の形態として、中間周波信号Ｓ_(t)の振幅Ａ_(t)が一定で
ない場合でも、入力ＦＭ信号を復調できるディジタルＦ
Ｍ復調器２の構成及び動作について説明する。

【００３３】図３は、第２の実施の形態のＦＭ受信機１
の構成を示す。このＦＭ受信機１の構成は、基本的には
図１に示す構成と同一である。但し、演算回路２１の構
成が異なる。即ち、演算回路２１は、遅延素子２２、２
３と、乗算器２５、２７、２９、３１と、減算器３３
と、加算器３５と、除算器３７とから構成されている。
乗算器２５、３１は、同一の信号を２乗する。加算器３
５は、乗算器２５、３１のそれぞれの出力信号を加算す
る。除算器３７は、減算器３３の出力信号から加算器３
５の出力信号を除算する。その他の遅延素子２２、２３
と、乗算器２７、２９と、減算器３３の機能は、第１の
実施の形態と同様である。

【００３４】振幅情報を含むアナログＦＭ信号Ｓ_(t)は
数５４で表される。

【００３５】

【数５４】Ｓ_(t)＝Ａ_(t)・ｓｉｎ（２・π・ｆ_C・ｔ＋
δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｔ））

【００３６】サンプリング回路５は、アナログＦＭ信号
Ｓ(t)をサンプリング信号に従ってサンプリングし、Ａ
／Ｄ変換することにより、数５５に示すディジタルＦＭ
信号Ｓ_(i)を出力する。

【００３７】

【数５５】Ｓ_(i)＝Ａ_(i)・ｓｉｎ（（π・ｉ）／２＋δ
・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【００３８】ＤＭＵＸ１１は、ディジタルＦＭ信号Ｓ
_(i)の各信号片を、４つの出力端子に順番に出力し、数
５６〜数５９に示す信号Ｓ1_(k)〜Ｓ4_(k)を生成する。こ
こで、キャリア周波数ｆ_Cと、サンプリング周波数ｆ_Sと
は、ｆ_C＝ｆ_S／４の関係にある。

【００３９】

【数５６】Ｓ1_(k)＝Ａ_(4・k-3)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ・（４・ｋ−３）／ｆ_S））

【数５７】Ｓ2_(k)＝−Ａ_(4・k-2)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ・（４・ｋ−２）／ｆ_S））

【数５８】Ｓ3_(k)＝−Ａ_(4・k-1)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ・（４・ｋ−１）／ｆ_S））

【数５９】Ｓ4_(k)＝Ａ_(4・k)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ
（８・π・ｆ・ｋ／ｆ_S））但し、ｋ＝１，２，３，・・・である。

【００４０】インバータ１２は、信号Ｓ3_(k)を１８０゜
位相変換（符号を反転）して、−Ｓ3_(k)に変換してＭＵ
Ｘ１４に供給する。ＭＵＸ１４は、信号Ｓ1_(k)及び−Ｓ
3_(k)を入力し、交互に出力して、数６０に示す信号Ｓi
_(k)を出力する。また、インバータ１３は、信号Ｓ4_(k)
を１８０゜位相変換（符号を反転）して、−Ｓ4_(k)に変
換してＭＵＸ１５に供給する。ＭＵＸ１５は、信号Ｓ2
_(k)及び−Ｓ4_(k)を入力し、交互に出力して、数６１に
示す信号Ｓq_(k)出力する。

【００４１】

【数６０】Ｓi_(k)＝Ａ_(2・k-1)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ
（２・π・ｆ・（２・ｋ−１）／ｆ_S））

【数６１】Ｓq_(k)＝Ａ_(2・k)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４
・π・ｆ・ｋ／ｆ_S））

【００４２】補間回路１７のゼロ挿入回路４１は、信号
Ｓi_(k)を入力し、信号片間に、値がゼロ（０）の信号片
を挿入し、数６２に示す信号Ｓi’_(i)を出力する。補間
回路１９のゼロ挿入回路４１は、信号Ｓq_(k)を入力し、
信号片間に、値がゼロ（０）の信号片を挿入し、数６３
に示す信号Ｓq’_(i)を出力する。

【００４３】

【数６２】Ｓi’_(i)＝｛Ｓ₍₁₎，０，−Ｓ₍₃₎，０，Ｓ₍₅₎，０，−Ｓ₍₇₎・・・｝＝｛Ａ₍₁₎・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ₍₃₎・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（６・π・ｆ／ｆ_S）），０，・・・，｝

【数６３】Ｓq’_(i)＝｛０，Ｓ₍₂₎，０，−Ｓ₍₄₎，０，Ｓ₍₆₎，０，−Ｓ₍₈₎・・・｝＝｛０，Ａ₍₂₎・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４・π・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ₍₄ ₎ ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（８・π・ｆ／ｆ_S）），・・・，｝

【００４４】補間回路１７のＬＰＦ４２は、信号Ｓ_i(i)
の高周波成分を除去し、数６４に示す信号ＳI_(i)を出力
する。また、補間回路１９のＬＰＦ４２は、信号Ｓq_(i)
の高周波成分を除去し、数６５に示す信号ＳQ_(i)を出力
する。

【００４５】

【数６４】ＳI_(i)＝Ａ_(i)・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【数６５】ＳQ_(i)＝Ａ_(i)・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・
π・ｆ・ｉ／ｆ_S））

【００４６】信号ＳI_(i)と信号ＳQ_(i)とは、数６６に示
すように、それぞれが直交している。

【数６６】ＳI_(i)＝＾ＳQ_(i)

【００４７】次に、乗算器２５は、信号ＳI_(i)を２乗し
て、信号ＳI² _(i)に変換する。乗算器３１は、信号ＳQ
_(i)を２乗して、信号ＳQ² _(i)に変換する。加算器３５
は、信号ＳI² _(i)と信号ＳQ² _(i)とを加算し、数６７に示
す信号Ａ² _(i)を出力する。

【００４８】

【数６７】Ａ² _(i)＝ＳI² _(i)＋ＳQ² _(i)

【００４９】遅延素子２２は、信号ＳI_(i)を１サンプリ
ング周期分遅延し、信号ＳI_(i-1)を出力する。乗算器２
７は、信号ＳI_(i-1)と、補間回路１９の出力信号ＳQ_(i)
とを乗算する。一方、遅延素子２３は、信号ＳQ_(i)を、
１サンプリング周期分遅延し、ＳQ_(i-1)を出力する。乗
算器２９は、信号ＳQ_(i-1)と、補間回路１７の出力信号
ＳI_(i)とを乗算する。減算器３３は、乗算器２９の出力
信号から乗算器２７の出力信号を減算し、数６８に示す
信号Ｙ_(i)を出力する。

【００５０】

【数６８】Ｙ_(i)＝ＳQ_(i)・ＳI_(i-1)−ＳQ_(i-1)・ＳI_(i) ＝Ａ_(i)・Ａ_(i-1)・ｓｉｎ（δ・（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）））

【００５１】除算器３７は、数６８のディジタル信号Ｙ
_(i)を数６７に示す信号Ａ² _(i)で除算し、数６９に示す
信号Ｙ_(i)／Ａ² _(i)を出力する。

【００５２】

【数６９】Ｙ_(i)／Ａ² _(i)＝Ａ_(i-1)・ｓｉｎ（δ・（ｓ
ｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・
（ｉ−１）／ｆ_S）））／Ａ_(i) サンプリング周波数ｆ_Sは復調信号の周波数ｆより十分
高いため、数７１が成立する。数７０を数６９に代入す
ることにより、数６９を数７１に書き換えることができ
る。

【００５３】

【数７０】Ａ_(i-1)／Ａ_(i)≒１

【数７１】Ｙ_(i)／Ａ² _(i)≒ｓｉｎ（δ・（ｓｉｎ（２
・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−
１）／ｆ_S）））

【００５４】サンプリング周波数ｆ_Sが復調信号の周波
数よりも十分に高いため、数７１は数７２に書き換える
ことができる。

【００５５】

【数７２】Ｙ_(i)／Ａ² _(i)≒δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・
ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／
ｆ_S）））

【００５６】なお、数７１又は数７２で表される信号Ｙ
_(i)／Ａ² _(i)を積分して復調信号としてもよい。

【００５７】数７１、数７２では、振幅Ａ_(t)がキャン
セルされている。即ち、振幅情報をキャンセルして復調
信号を得ることができる。従って、第２の実施の形態の
ＦＭ復調器２によれば、振幅情報を含むＦＭ信号が入力
された場合でも、復調信号を適切に得ることができる。

【００５８】なお、以上の説明では、ｆ_c＝ｆ_S／４が成
立するものと仮定したが、キャリア周波数ｆ_cが数７３
に示すようにｆ_S／４からずれた場合でも復調可能であ
る。

【００５９】

【数７３】ｆ_c＝ｆ_S／４±Δｆここで、０＜Δｆ＜ｆ_S／４この場合、数７２は数７４に書き換えることができる。

【００６０】

【数７４】Ｙ_(i)／Ａ² _(i)≒ｓｉｎ（δ・（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ（２・ π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S））±２・π・Δｆ／ｆ_S）＝ｓｉｎ（δ・（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ２・π ・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S））ｃｏｓ（２・π・Δｆ／ｆ_S）±ｃｏｓ（δ・（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）−ｓｉｎ２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S））ｓｉｎ（２・π・Δｆ／ｆ_S）

【００６１】サンプリング周波数ｆ_Sが復調信号の周波
数ｆよりも十分に大きく設定されているので、数７４は
数７５に書き換えることができる。

【００６２】

【数７５】Ｙ_(i)／Ａ² _(i)≒δ・ｃｏｓ（２・π・Δｆ／ｆ_S）（ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）±δ・ｓｉｎ（２・π・Δｆ／ｆ_S）

【００６３】数７５から明らかなように、ＤＣ（直流）
バイアスが増加し、復調信号の振幅がΔｆの増加に伴っ
て減少するが、チューニング特性は通常のアナログＦＭ
復調器とほぼ同一である。

【００６４】この実施の形態のディジタルＦＭ復調器２
においても、ＬＰＦは補間回路１７と１９に各１個ずつ
配置されるのみである。従って、ＬＰＦの使用を最小限
度に抑えることができ、簡単で小規模な構成のディジタ
ルＦＭ復調器２を提供することができる。従って、ディ
ジタルＦＭ復調器２をＩＣ、ＤＳＰ等の集積回路で容易
に構成することができる。

【００６５】（第３の実施の形態）第１及び第２の実施
の形態においては、ディジタルＦＭ信号を復調する復調
回路を例にこの発明を説明したが、この発明はディジタ
ルＡＭ信号を復調する復調器にも同様に適用可能であ
る。以下にディジタル復調器の例を具体的に説明する。

【００６６】図４にＡＭ復調装置の構成例を示す。この
構成は、図３の構成から遅延素子２２、２３、乗算器２
７、２９、減算器３３、割算器３７を除去した構成を有
する。

【００６７】次に、このような構成のＡＭ復調器の動作
を説明する。受信回路４が出力するアナログＡＭ信号Ｓ
(t)は数７６で表される。

【００６８】

【数７６】Ｓ_(t)＝Ａ_(t)・ｃｏｓ（２・π・ｆ_C・ｔ＋
２・π・Δｆ＋ψ）＋ｃｏｓ（２・π・ｆ_C・ｔ＋２・
π・Δｆ＋ψ）（ここで、Ａ_(t)は振幅信号、ｆ_cは搬送波の周波数、Δ
ｆとψは未知周波数偏差及び位相偏差である）

【００６９】ｆ_C＝ｆ_S／４とすると、サンプリング回路
５の出力信号は数７７で表される。

【００７０】

【数７７】｛Ｓ_(i)｝＝｛−（Ａ₍₁₎+1）・ｓｉｎ（２・π・Δｆ＋ψ）、−（Ａ₍₂₎+1）・ｃｏｓ（４・π・Δｆ＋ψ）、（Ａ₍₃₎+1）・ｓｉｎ（６・π・Δｆ＋ψ）、（Ａ₍ ₄₎+1）・ｃｏｓ（８・π・Δｆ＋ψ）、・・・・・・｝、

【００７１】ＤＭＵＸ１１は、このディジタル信号の各
データを４つの出力端に出力する。インバータ１２、１
３は供給されたデータを反転する。ＭＵＸ１４は、ＤＭ
ＵＸ１１の出力データＳ1と−Ｓ3を交互に選択して出力
する。ＭＵＸ１５は、ＤＭＵＸ１１の出力データ−Ｓ2
とＳ4を交互に選択して出力する。ＭＵＸ１４の出力は
数７８で表され、ＭＵＸ１５の出力は数７９で表され
る。

【００７２】

【数７８】Ｓi_(k)＝（Ａ_(2・k-1)+1）・ｓｉｎ（２・
（２・ｋ−１）・π・Δｆ＋ψ））（ｋ＝１、２、３、・・・）

【数７９】Ｓq_(k)＝（Ａ_(2・k)+1）・ｃｏｓ（４・ｋ・
π・Δｆ＋ψ））

【００７３】補間回路１７のゼロ挿入回路４１は、数８
０に示すディジタル信号を出力する。また、補間回路１
９のゼロ挿入回路４１は、数８１に示すディジタル信号
を出力する。

【００７４】

【数８０】｛Ｓi’_(k)｝＝｛（Ａ₍₁₎+1）・ｓｉｎ（２
・π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ₍₃₎+1）・ｓｉｎ（６・π
・Δｆ＋ψ）、０、・・・｝

【数８１】｛Ｓq’_(k)｝＝｛０、（Ａ₍₂₎+1）・ｃｏｓ
（４・π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ₍₄₎+1）・ｓｉｎ（８
・π・Δｆ＋ψ）、０、・・・｝

【００７５】補間回路１７のＬＰＦ４２は、数８０に示
すディジタル信号の高周波成分を除去し、数８２に示す
ディジタル信号を出力する。補間回路１９のＬＰＦ４２
は、数８１に示すディジタル信号の高周波成分を除去
し、数８３に示すディジタル信号を出力する。

【００７６】

【数８２】ＳI_(i)＝（Ａ_(i)+1）・ｓｉｎ（２・π・Δｆ＋ψ）

【数８３】ＳQ_(i)＝（Ａ_(i)+1）・ｃｏｓ（２・π・Δｆ＋ψ）

【００７７】乗算器２５は、補間回路１７の出力信号Ｓ
I_(i)を２乗する。乗算器３１は、補間回路１９の出力信
号ＳQ_(i)を２乗する。

【００７８】加算機３５は、乗算器２５と３１の出力す
るディジタル信号を加算し、数８４に示すディジタル復
調信号を出力する。

【００７９】

【数８４】ｙ_(i)＝ＳI_(i) ²＋ＳQ_(i) ²＝（Ａ_(i)+1）²

【００８０】この復調信号ｙ(i)をＤ／Ａ変換すること
により、アナログ復調信号が得られる。

【００８１】（第４の実施の形態）第１乃至第３の実施
の形態にかかる受信機２をＤＳＰ（ディジタルシグナル
プロセッサ）を使用して構成したシステムの構成の例を
図５に示す。受信回路４から出力される信号は、サンプ
リング回路５として機能するＡ／Ｄコンバータ５１に供
給され、Ａ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄコンバータ５１の出
力信号は、ディジタル復調器２を構成するＤＳＰ５２に
供給される。ＤＳＰ５２から出力されるディジタル復調
信号はＤ／Ａコンバータ５３によりアナログ信号に変換
される。Ｄ／Ａコンバータ５３の出力するオーディオ信
号は、高周波成分を除去するアナログＬＰＦ５４を介し
て駆動アンプ等を介してスピーカ等に供給される。Ａ／
Ｄコンバータ５１には、発振器５５から周波数ｆ_Sのサ
ンプリングクロックが供給される。サンプリングクロッ
ク信号は、ＤＳＰ５２とＤ／Ａコンバータ５３とに動作
クロックとして供給される。

【００８２】サンプリング周波数ｆ_Sは、復調信号の周
波数と比較して非常に高い。アナログ復調機の場合、ア
ナログＦＭ信号の最大周波数偏差ｆ_dを、通常のＦＭレ
シーバーと同じ５ｋＨｚとすると、サンプリング周波数
ｆ_Sは数８５で定まる。

【００８３】

【数８５】ｆ_S／４＋１５ｋＨｚ≦ｆ_S／２従って、サンプリング周波数ｆ_Sは、ｆ_S≧６０ｋＨｚに
設定される。

【００８４】図５に示す構成を用いて、この発明のディ
ジタルＦＭ復調器２を評価した。先ず、評価システムの
仕様について説明する。ＤＳＰ５２として１６ビットの
固定小数点式のＴＭＳ３２０Ｃ２５を使用し、サンプリ
ング周波数ｆ_Sを６２．５ｋＨｚとした。補間回路１
７、１９に使用されるＬＰＦ４２をカットオフ周波数が
１８ｋＨｚの一次のローパスフィルタで構成し、アナロ
グＦＭ信号の最大周波数偏差ｆ_dを５ｋＨｚとし、復調
信号としては１ｋＨｚのトーンシグナルを使用した。

【００８５】この場合のＦＭ変調信号及びＦＭ復調信号
のスペクトル分布を図６と図７にそれぞれ示す。また、
３００Ｈｚ〜３ｋＨｚでの復調歪みを図８に示す。信号
レベルが０ｄＢの時の最大復調歪みは−４７ｄＢ以下で
あり、復調歪みが非常に小さいことが確認された。

【００８６】この評価結果からも明らかなように、上記
実施の形態にかかるＦＭ復調器２は、比較的簡単な構成
であるが、高品質の復調信号を得ることができる。

【００８７】この発明は、上記実施の形態に限定され
ず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、図１及
び図３では、ＤＭＵＸ１１の出力信号のうち、信号Ｓ3
_(k)と信号Ｓ4_(k)とをそれぞれインバータ１２、１３に
入力し、１８０゜位相変換（符号の反転）したが、例え
ば信号Ｓ2_(k)と信号Ｓ3_(k)とをインバータに入力して位
相変換する等、信号Ｓ1_(k)と信号Ｓ3_(k)の一方と信号Ｓ
2_(k)と信号Ｓ4_(k)の一方をインバータに入力して位相を
変換すればよい。

【００８８】同様に、図４では、ＤＭＵＸ１１の出力信
号のうち、信号Ｓ2_(k)と信号Ｓ3_(k) とをそれぞれインバ
ータ１２、１３に入力し、１８０゜位相変換（符号の反
転）したが、例えば信号Ｓ3_(k)と信号Ｓ4_(k)とをインバ
ータに入力して位相変換する等、信号Ｓ1_(k)と信号Ｓ3
_(k)の一方と信号Ｓ2_(k)と信号Ｓ4_(k)の一方をインバー
タに入力して位相を変換すればよい。

【００８９】また、上記実施の形態においては、信号Ｓ
i_(k)とＳq_(k)を生成するためにデマルチプレクサとマル
チプレクサを使用したが、絶対値がＳi_(k)とＳq_(k)で表
される時間列信号が得られるならば、任意の構成を採用
することができる。例えば、図９の構成では、２出力の
デマルチプレクサ６１を配置し、一方の出力端に信号Ｓ
₍₁₎、Ｓ₍₃₎、Ｓ₍₅₎・・・を順次出力し、他方の出力端に信
号Ｓ₍₂₎、Ｓ₍₄₎、Ｓ₍₆ ₎・・・を順次出力する。そして、Ｓ
₍₁₎、Ｓ₍₅₎・・・とＳ₍₂₎、Ｓ₍₆₎・・・はバッファ６２、６４
を介してそのまま出力し、Ｓ₍₃₎、Ｓ₍₇₎・・・とＳ₍₄₎、Ｓ
₍₈₎・・・をインバータ６３、６５により反転して出力する
ことにより、時間列信号Ｓi_(k)とＳq_(k)を生成できる。

【００９０】

【発明の効果】以上説明のように、この発明によれば、
９０゜移位器等のハードウエア量の多い複雑な回路を使
用することなく、小さく簡単な回路構成で、高性能のデ
ィジタル復調器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態にかかるＦＭ受信
機の構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示す補間回路の構成を示すブロック図で
ある。

【図３】この発明の第２の実施の形態にかかるＦＭ受信
機の構成を示すブロック図である。

【図４】この発明の第３の実施の形態にかかるＡＭ受信
機の構成を示すブロック図である。

【図５】この発明のディジタルＦＭ復調器をＤＳＰを用
いて構成した場合の構成例を示すブロック図である。

【図６】図５の構成のディジタル復調器の評価に使用し
たＦＭ信号のスペクトル分布図である。

【図７】図５の構成のディジタル復調器の評価に使用し
たＦＭ復調信号のスペクトル分布図である。

【図８】復調信号の周波数と復調歪みの関係を示すグラ
フである。

【図９】時間列信号を生成する回路の変形例を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１・・・ＦＭ受信機、２・・・ディジタルＦＭ復調器、３・・・
アンテナ、４・・・受信回路、５・・・サンプリング回路、１
１・・・ＤＭＵＸ、１２・１３・・・インバータ、１４・１５
・・・ＭＵＸ、１７・１９・・・補間回路、２１・・・演算回
路、２２・２３・・・遅延素子、２５・２７・２９・３１・
・・乗算器、３３・・・減算器、３５・・・加算器、３７・・・除
算器、４１・・・ゼロ挿入回路、４２・・・ＬＰＦ、５１・・・
Ａ／Ｄコンバーター、５２・・・ＤＳＰ，５３・・・Ｄ／Ａコ
ンバーター、５４・・・アナログＬＰＦ、５５・・・発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号を受信し、該ディジタル受
信信号中の奇数番目のデータ列から構成され、データ毎
に符号が反転する第１の信号と、該ディジタル受信信号
中の偶数番目のデータ列から構成され、データ毎に符号
が反転する第２の信号を生成する時間列信号生成手段
と、前記時間列信号生成手段から出力される第１の信号の各
データの間に値がゼロ（０）のデータを挿入する第１の
補間手段（１７）と、前記時間列信号生成手段から出力される第２の信号の各
データの間に値がゼロ（０）の信号を挿入する第２の補
間手段（１９）と、前記第１の補間手段（１７）と前記第２の補間手段（１
９）の出力信号から、ディジタル復調信号（Ｙ）を生成
する演算手段（２１〜３７）と、を備えることを特徴とするディジタル復調器。
【請求項２】前記時間列信号生成手段は、ディジタル受信信号を受信し、該ディジタル受信信号中
のデータを循環して出力することにより、第１乃至第４
の時間列信号に変換するデマルチプレクサ手段（１１）
と、前記第１と第３の時間列信号の一方及び前記第２と第４
の時間列信号の一方の位相を１８０゜変換する位相変換
手段（１２、１３）と、前記第１と第３の時間列信号の他方及び前記位相変換手
段（１２、１３）から供給される位相が変換された前記
第１と第３の時間列信号の一方とを入力し、交互に順次
出力する第１のマルチプレクサ手段（１４）と、前記第２と第４の時間列信号の他方及び前記位相変換手
段（１２、１３）から供給される位相が変換された前記
第２と第４の時間列信号の一方とを入力し、交互に順次
出力する第２のマルチプレクサ手段（１５）と、より構成されることを特徴とする請求項１に記載のディ
ジタル復調器。
【請求項３】前記演算手段は、前記第１の補間手段の出力信号を前記ディジタル受信信
号の１サンプリング周期分遅延させる第１の遅延手段
（２２）と、前記第２の補間手段の出力信号を前記ディジタル受信信
号の１サンプリング周期分遅延させる第２の遅延手段
（２３）と、前記第１の遅延手段の出力信号と、前記第２の補間手段
の出力信号とを乗算する第１の乗算手段（２７）と、前記第１の補間手段の出力信号と、前記第２の遅延手段
の出力信号とを乗算する第２の乗算手段（２９）と、前記第２の乗算手段の出力信号と前記第１の乗算手段の
出力信号との差を取る減算手段（３３）と、より構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載
のディジタル復調器。
【請求項４】前記演算手段は、前記第１の補間手段の出力信号を前記ディジタル受信信
号の１サンプリング周期分遅延させる第１の遅延手段
（２２）と、前記第２の補間手段の出力信号を前記ディジタル受信信
号の１サンプリング周期分遅延させる第２の遅延手段
（２３）と、前記第１の遅延手段の出力信号と、前記第２の補間手段
の出力信号とを乗算する第１の乗算手段（２７）と、前記第１の補間手段の出力信号と、前記第２の遅延手段
の出力信号とを乗算する第２の乗算手段（２９）と、前記第２の乗算手段の出力信号と前記第１の乗算手段の
出力信号との差を取る減算手段（３３）と、前記第１の補間手段の出力信号を２乗する第３の乗算手
段（２５）と、前記第２の補間手段の出力信号を２乗する第４の乗算手
段（３１）と、前記第３の乗算手段の出力信号と前記第４の乗算手段の
出力信号とを、加算する加算手段（３５）と、前記減算手段の出力信号と前記加算手段の出力信号の一
方を他方で除算する除算手段（３７）と、より構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載
のディジタル復調器。
【請求項５】前記演算手段は、前記第１の補間手段の出力信号を２乗する第１の２乗手
段と（２５）と、前記第２の補間手段の出力信号を２乗する第２の２乗手
段と（３１）と、前記第１の２乗手段の出力信号と、前記第２の２乗手段
の出力信号とを加算する加算手段（２７）と、より構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載
のディジタル復調器。
【請求項６】前記第１及び第２の補間手段は、第１の信
号の各データの間に値がゼロ（０）の信号を挿入する挿
入手段と、前記挿入手段の出力信号の高周波成分を除去
するローパスフィルタ（ＬＰＦ）とから構成されること
を特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載のデ
ィジタル復調器。
【請求項７】数１で表されるディジタル信号Ｓ_(i)か
ら、数２及び数３で表されるディジタル信号Ｓi_(k)とＳ
q_(k)を生成する第１の手段と、前記信号Ｓi_(k)とＳq_(k)から、数４と数５で表されるデ
ィジタル信号Ｓi’_(k)とＳq’_(i)を生成する第２の手段
と、信号Ｓi’_(i)とＳq’_(i)から数６と数７で表されるディ
ジタル信号ＳI_(i)とＳQ_(i)を生成する第３の手段と、信号ＳI_(i)とＳQ_(i)から数８で表されるディジタル復調
信号ｙ_(i)を生成する第４の手段と、を備えることを特徴とするディジタル復調器。【数１】Ｓ_(i)＝Ａ・ｓｉｎ（２・π・ｆ_c・ｉ／ｆ_S＋
δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S））（ここで、Ａは振幅、δ＝ｆ_d／ｆ、ｆ_dは最大周波数偏
差、ｆは変調信号の周波数、ｆ_Sはサンプリング周波
数、ｉ＝１、２、３、・・・、ｆ_c＝ｆ_S／４）【数２】Ｓi_(k)＝Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ
・（２・ｋ−１）／ｆ_S））（ｋ＝１、２、３、・・・）【数３】Ｓq_(k)＝Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４・π・ｆ
・ｋ／ｆ_S））【数４】Ｓi’_(i)＝｛Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（６・π
・ｆ／ｆ_S）），０，・・・，｝【数５】Ｓq’_(i)＝｛０，Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（４
・π・ｆ／ｆ_S）），０，Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（８
・π・ｆ／ｆ_S）），・・・，｝【数６】ＳI_(i)＝Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ
・ｉ／ｆ_S））【数７】ＳQ_(i)＝Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ
・ｉ／ｆ_S））【数８】ｙ_(i)＝Ｂ・｛ｓｉｎ（２・π・ｆ・ｉ／ｆ_S）
−ｓｉｎ（２・π・ｆ・（ｉ−１）／ｆ_S）｝（ここで、Ｂはほぼ定数）
【請求項８】前記第１の手段は、数１で表されるディジタルＦＭ信号Ｓ_(i)から数９乃至
数１２で表される４つのディジタル信号Ｓ1_(k)乃至Ｓ4
_(k)を生成する第１の変換手段と、前記ディジタル信号Ｓ1_(k)乃至Ｓ4_(k)から、数５、数６
で表されるディジタル信号Ｓi_(k)、Ｓq_(k)を生成する第
２の変換手段と、から構成されることを特徴とする請求項７に記載のディ
ジタル復調器。【数９】Ｓ1_(k)＝Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π・ｆ
・（４・ｋ−３）／ｆ_S））【数１０】Ｓ2_(k)＝−Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ・（４・ｋ−２）／ｆ_S））【数１１】Ｓ3_(k)＝−Ａ・ｃｏｓ（δ・ｓｉｎ（２・π
・ｆ・（４・ｋ−１）／ｆ_S））【数１２】Ｓ4_(k)＝Ａ・ｓｉｎ（δ・ｓｉｎ（８・π・
ｆ・ｋ／ｆ_S））
【請求項９】前記第３の手段は、前記信号Ｓi’_(i)、Ｓ
q’_(i)の高周波成分を除去するローパスフィルタから構
成される、ことを特徴とする請求項７又は８に記載のデ
ィジタル復調器。
【請求項１０】前記振幅Ａは定数であり、前記第４の手段は、前記信号ＳI_(i)を所定のサンプリング期間遅延して信号
ＳI_(i-1)を生成する第１の遅延手段（２２）と、前記信号ＳQ_(i)を所定のサンプリング期間遅延して信号
ＳQ_(i-1)を生成する第２の遅延手段（２３）と、信号ＳQ_(i-1)と信号ＳI_(i)とを乗算する第１の乗算手段
（２７）と、信号ＳI_(i-1)と信号ＳQ_(i)とを乗算する第２の乗算手段
（２９）と、前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の
出力信号の差を取る減算手段（３３）と、ことを特徴とする請求項７、８又は９に記載のディジタ
ル復調器。
【請求項１１】前記第４の手段は、前記信号ＳI_(i)を所定のサンプリング期間遅延して信号
ＳI_(i-1)を生成する第１の遅延手段（２２）と、前記信号ＳQ_(i)を所定のサンプリング期間遅延して信号
ＳQ_(i-1)を生成する第２の遅延手段（２３）と、信号ＳQ_(i-1)と信号ＳI_(i)とを乗算する第１の乗算手段
（２７）と、信号ＳI_(i-1)と信号ＳQ_(i)とを乗算する第２の乗算手段
（２９）と、信号ＳI_(i-1)を二乗する第３の乗算手段（２５）と、信号ＳQ_(i)を二乗する第４の乗算手段（３１）と、前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の
出力信号の差を取る減算手段（３３）と、前記第３の乗算手段の出力信号と前記第４の乗算手段の
出力信号とを加算する加算手段（３５）と、前記減算手段（３３）の出力信号と前記加算手段（３
５）の出力信号の一方を他方で除算する除算手段（３
７）と、より構成される。ことを特徴とする請求項７、
８又は９に記載のディジタル復調器。
【請求項１２】数１３で表されるディジタル信号Ｓ_(i)
から、数１４及び数１５で表されるディジタル信号Ｓi
_(k)とＳq_(k)を生成する第１の手段と、前記信号Ｓi_(k)とＳq_(k)から、数１６と数１７で表され
るディジタル信号Ｓi’_(k)とＳq’_(k)を生成する第２の
手段と、信号Ｓi’_(k)とＳq’_(k)から数１８と数１９で表される
ディジタル信号ＳI_(i)とＳQ_(i)を生成する第３の手段
と、信号ＳI_(i)とＳQ_(i)から数２０で表されるディジタル復
調信号ｙ_(i)を生成する第４の手段と、を備えることを特徴とするディジタル復調器。【数１３】Ｓ_(i)＝（Ａ＋１）・ｃｏｓ（２・π・ｆ_C・ｔ／ｆ_S）（ここで、Ａは振幅信号、ｆ_cは搬送波の周波数、ｆ_Sは
サンプリング周波数である）【数１４】Ｓi_(k)＝（Ａ＋１）・ｓｉｎ（２・（２・ｋ
−１）・π・Δｆ＋ψ））（ｋ＝１、２、３、・・・、Δｆは周波数偏差、ψは位相
偏差）【数１５】Ｓq_(k)＝（Ａ＋１）・ｃｏｓ（４・ｋ・π・
Δｆ＋ψ））【数１６】｛Ｓi’_(k)｝＝｛（Ａ＋１）・ｓｉｎ（２・
π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ＋１）・ｓｉｎ（６・π・Δ
ｆ＋ψ）、０、・・・｝【数１７】｛Ｓq’_(k)｝＝｛０、（Ａ＋１）・ｃｏｓ
（４・π・Δｆ＋ψ）、０、（Ａ＋１）・ｓｉｎ（８・
π・Δｆ＋ψ）、０、・・・｝【数１８】ＳＩ（ｉ）＝（Ａ＋１）・ｓｉｎ（２・π・Δｆ＋ψ）【数１９】ＳＱ（ｉ）＝（Ａ＋１）・ｃｏｓ（２・π・Δｆ＋ψ）【数２０】ｙ（ｉ）＝（Ａ＋１）²