JPH09134793A - インバータ式ｘ線高電圧装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】交流電源を整流するコンバータ１側からの直流
をインバータ２で高周波交流に変換した後、昇圧し、そ
れを整流してＸ線管４に印加するもので、目標管電圧値
とＸ線管の実際の管電圧値が一致するようインバータを
制御するインバータ制御回路３２を備えてなるインバー
タ式Ｘ線高電圧装置において、電源電圧歪みと皮相電力
を低減し、またインバータでの損失と電磁ノイズを低減
する。 【解決手段】コンバータ１を、自己消弧可能スイッチに
よるフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流
出力端に並列接続された直流リアクトル５４と、この直
流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続した
ダイオード３０と、このダイオードのアノード側端子及
び直流リアクトル５４の出力側端子相互間に接続された
直流コンデンサ６とを備えてなり、当該コンバータ１を
その出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコ
ンバータ制御回路３１を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を一旦、
直流に変換し、この直流をインバータを用いて高周波の
交流に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器で昇圧する
と共に整流して直流の高電圧を発生し、これをＸ線管に
印加してＸ線を放射させるインバータ式Ｘ線高電圧装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来この種のインバータ式Ｘ線高電圧装
置は、図６に示すように商用の３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗ
からの交流電圧をダイオード４０〜４５で構成された３
相全波整流回路（以下、単にコンバータと呼ぶ）１′で
直流電圧に変換し、これをコンデンサ６で平滑してイン
バータ２へ入力していた。インバータ２は、コンデンサ
７と高電圧変圧器５の漏れインダクタンスとの共振現象
を利用してインバータ２の位相差と周波数を制御するこ
とにより負荷であるＸ線管４に管電圧を印加するもので
ある。すなわち、インバータ２から出力された交流電圧
を上記高電圧変圧器５で昇圧し、これを高電圧整流回路
３で高電圧の直流に変換してＸ線管４に印加していた。
コンバータ１′の出力電圧は、Ｕ，Ｖ，Ｗの線間電圧の
ピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ６の容量と
インバータ２へ供給する電力に応じてやや電圧が下が
り、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧
〜線間電圧×√２の範囲になり、積極的にこれを制御す
ることはできない。

【０００３】なお図６において、インバータ２は実際の
管電圧値Ｖx を検出し、これと目標値 kＶrとをインバ
ータ制御回路３２に入力してインバータ２の位相差と周
波数を求め、これを制御する。管電流は、フィラメント
加熱回路（図示せず）によってＸ線管４のフィラメント
の温度を調節することによって制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記従来装置では、コ
ンバータ１′の出力電圧、すなわちインバータ２の入力
電圧を任意に設定することができず、これによって、イ
ンバータ２で大きな電力損失が発生したり、電磁ノイズ
が生じるという問題点があった。また、交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗからコンバータ１′に供給される電流が急峻に変
化し、電源電圧に電圧歪み生じさせたり、皮相電力が大
きくなって電源設備の負担が大きくなるという問題点も
あった。以下、これらの問題点について詳細に説明す
る。

【０００５】まず、インバータ２の入力電圧を任意に設
定できないために電力損失と電磁ノイズが生じる問題点
について説明する。図７はインバータ２の位相差によっ
てインバータ２の出力電圧を制御し、結果として、管電
圧を制御する原理を説明するためのインバータ動作を示
すタイミング図である。図６におけるインバータ２の各
スイッチ１６〜１９は、図７（ａ）〜（ｄ）に示すよう
に、スイッチ１６に対してスイッチ１９を位相差φ１だ
け遅らせ、スイッチ１７に対してスイッチ１８を位相差
φ１だけ遅らせてオン，オフする。また上下のスイッ
チ、すなわちスイッチ１６と１７、スイッチ１８と１９
とは位相を９０゜ずらしてオン，オフする。このとき、
インバータ２の出力側に接続されたコンデンサ７と高電
圧変圧器５の漏れインダクタンスとで共振電流が流れ、
スイッチ１６〜１９と逆並列ダイオード２６〜２９とに
流れる電流は、各々図７（ｅ）〜（ｈ）に示すようにな
る。また、インバータ２の出力電圧は図７（ｊ）に示す
ように、出力電流は図７（ｉ）に示すようになる。

【０００６】図８は、このときの位相差φと管電圧の関
係を示している。位相差φが小さいほど高い管電圧が出
力され、φが１８０゜で出力がゼロになる。また、Ｘ線
管４に流れる電流（以下、管電流という）が大きい時と
小さい時では同じ位相差でも出力電圧が異なる。更に、
この図８ではコンバータ出力電圧（管電圧）が低いとき
の特性を実線で、コンバータ出力電圧（管電圧）が高い
ときは点線で示している。このように位相差φか、コン
バータ出力電圧を変化させることによって所望の管電圧
を得ることができる。例えば管電流が小さい時、ある管
電圧を得るには、コンバータ出力電圧を低くし位相差を
φ１としてもよいし、コンバータ出力電圧を高くしてお
いて位相差をφ２としてもよいことになる。

【０００７】次に図７に戻り、コンバータ出力電圧の大
きさによって、インバータ２のスイッチ１６〜１９の電
流と電圧波形が異なることを説明する。図７において、
点線で示す波形は、コンバータ出力電圧が高いときの各
部の電流と電圧を示している。コンバータ出力電圧が高
いときは、位相差をφ１より大きいφ２として、スイッ
チ１６と１９、あるいはスイッチ１７と１８の重なりを
小さくし、インバータの出力電圧を図７（ｊ）の点線に
示すようにすることによって、結果的に所望の管電圧を
得る。しかしこのとき、インバータ２を構成するスイッ
チ１６〜１９には、図７（ｅ）〜（ｈ）の点線で示すよ
うな波形で電流が流れる。これは、スイッチ１６，１７
についてはターンオフ、スイッチ１８，１９については
ターンオンする電流が大きいばかりでなく、電流のピー
ク値も大きくなり、コンバータ出力電圧が低い場合に比
べてスイッチ１６〜１９や高電圧変圧器５で発生する損
失や電磁ノイズは著しく大きい。

【０００８】そして従来装置は、図６で示したように、
コンバータ１′がダイオードで構成されているために、
インバータ２の入力電圧を適正に制御して位相差φを小
さく、すなわち、インバータ２で生じるスイッチ１６〜
１９の損失や電磁ノイズを最小化することができなかっ
た。このため、特にＸ線管４に供給する電力が小さいと
きに、インバータ２のスイッチ１６〜１９が発熱した
り、電磁ノイズによってこのインバータ式装置周辺にあ
る図示しないモニタや各種画像処理装置などに悪影響を
与えるものであった。次に、ダイオード４０〜４５によ
る全波整流回路で構成されたコンバータ１′を用いてい
る従来装置において、交流入力電流が急峻に変化し、皮
相電力が大きくなったり交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗに大きな歪
みを生じさせる問題点について説明する。

【０００９】図９は、従来装置についてＵ相の交流入力
電圧（ここでは、線間電圧ではなく相電圧で表現してい
る）と交流入力電流を表している。ダイオード４０〜４
５で整流し、平滑コンデンサ６で出力電圧を平滑するコ
ンバータ１′では、交流入力電流はピークが大きく尖っ
た波形になる。このように急峻な電流によって、図９に
示すように相電圧に歪みを生じさせる。この電圧歪み
は、同じ電源設備（図示せず）に接続された周囲の機器
の電源電圧をも変動させ、故障や誤動作の原因になっ
た。また図９で、各時刻における相電圧と交流入力電流
との積から求められる皮相電力は非常に大きく、実際に
エネルギとしてインバータ式Ｘ線高電圧装置に取り込む
ことのできる有効電力との比にあたる力率（＝有効電力
／皮相電力）は０．３〜０．８程度である。したがっ
て、実際に必要な電力の１．３〜３倍もの皮相電力を電
源設備から供給しなければならず、電源設備の設置や保
守に多大な経費を要していた。

【００１０】また、前述したようにコンバータ１′の出
力電圧は、Ｕ，Ｖ，Ｗの線間電圧のピーク値を最大電圧
として、平滑コンデンサ６の容量とインバータ２へ供給
する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度
を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√２の範
囲になり、積極的にこれを制御することはできない。こ
れを解決するため、特願平５−１９４５４４号及び特願
平６−３０９２号の発明が提案されているが、特願平５
−１９４５４４号の発明による方式（以下、この方式を
昇圧型コンバータと呼ぶ）においては、出力電圧をおよ
そ交流電源の相間電圧以上の電圧にしか設定することが
できず、また、特願平６−３０９２号の発明では、出力
電圧を交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相間電圧以下の電圧にしか
設定することができない方式（以下、この方式を降圧型
コンバータと呼ぶ）であった。このため、交流電源Ｕ，
Ｖ，Ｗの電圧値の違いによっては、望ましい出力電圧を
得ることができなかった。すなわち従来、Ｘ線高電圧装
置に用いる３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗとしては、主に２０
０Ｖ系と４００Ｖ系があるが、上述した理由により、２
００Ｖ系の電源設備に対しては昇圧型コンバータを、４
００Ｖ系の電源に対しては降圧型のコンバータを適用す
る必要がある等、使用する電源設備（交流電源電圧値）
によって異なる型のコンバータを使い分けなければなら
なく、この点の改善が望まれていた。

【００１１】請求項１の発明の目的は、インバータで生
じる損失と電磁ノイズを低減し、また電源電圧の歪みと
皮相電力を低減することのできるインバータ式Ｘ線高電
圧装置を提供することにある。請求項２の発明の目的
は、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって異な
る型のコンバータを使い分ける必要のない実用上、極め
て便利なインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明の目的
は、交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、こ
のコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変
換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧
する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整
流してＸ線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧
値を入力しこれと上記Ｘ線管の実際の管電圧値が一致す
るように上記インバータを制御するインバータ制御回路
とを備えてなるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフ
ルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端
に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアク
トルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオー
ドと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リ
アクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデン
サとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目
標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路
を設けることによって達成される。請求項１の発明によ
れば、交流電源に接続された自己消弧可能なスイッチに
より交流電源から供給させる電流を適宜制御することが
できる。これによって、急峻な変化や高いピーク電流を
抑制しつつ電力を受電することができ、交流入力電流を
正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることが
でき、このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低
減することができる。また、コンバータの出力電圧を任
意に制御することができるので、コンバータの出力電圧
を調整して最適化し、インバータのスイッチで生じる損
失と電磁ノイズを最小限に抑制できることになる。

【００１３】請求項２の発明の目的は、上記コンバータ
に、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサ
の正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのう
ち常にいずれか１つは導通状態とし、かつ直流コンデン
サの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なス
イッチのうち常に１つは導通状態とする第１動作モード
と、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第
２動作モードとをもたせることによって達成される。コ
ンバータに、上記のような２つのモードをもたせること
により、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって
異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなり、実
用上、極めて便利なものとなる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施例を説明する。図１は、本発明によるインバータ式Ｘ
線高電圧装置の第１の実施例を示す回路図である。この
図１において、５１〜５３は交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの各相
Ｕ，Ｖ，Ｗに挿入したリアクトルである。６１〜６３は
リアクトル５１〜５３に接続されたコンデンサで、この
コンデンサ５１〜５３はスター結線されている。１０〜
１５は自己消弧可能なスイッチ、ここでは絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴという）、２
０〜２５はＩＧＢＴ１０〜１５に直列に接続されたダイ
オードである。これらＩＧＢＴ１０〜１５とダイオード
２０〜２５で各々自己消弧型スイッチを構成し、それら
６組の自己消弧型スイッチで３相のフルブリッジ回路を
構成している。

【００１５】５４は直流リアクトル、６は平滑用の直流
コンデンサ（平滑コンデンサともいう）である。上述フ
ルブリッジ回路及びこれら直流リアクトル５４、ダイオ
ード３０及び直流コンデンサ６とからコンバータ１が構
成される。７はインバータ２の出力側に挿入された共振
用コンデンサ、５はインバータ２と共振用コンデンサ７
とに接続され、インバータ出力電圧を昇圧し高周波の交
流高電圧を発生するための高電圧変圧器、３は高電圧変
圧器５の２次側に接続された高電圧整流回路、４は高電
圧整流回路３に接続されたＸ線管である。３１はコンバ
ータ１のＩＧＢＴ１０〜１５を制御するコンバータ制御
回路で、詳細を後述する。３２はＸ線管４の両端の電圧
（実際の管電圧値）Ｖx を検出し、これと目標値 kＶr
とによりインバータ２のＩＧＢＴ１６〜１９を制御する
インバータ制御回路である。

【００１６】以下、上述構成の本発明装置の動作を説明
するが、平滑コンデンサ６以降の各部の動作については
従来装置と同様であるのでその説明を省略する。すなわ
ち本発明装置は、自己消弧可能なスイッチを用いてコン
バータ１を構成した点に大きな特徴があるもので、ま
ず、このコンバータ１の動作について図２を併用して説
明する。図２はコンバータ１のＩＧＢＴ１０〜１５の動
作（スイッチング動作）を概念的に示したタイミング図
である。

【００１７】コンバータ１は、上記フルブリッジ回路の
動作によって、直流リアクトル５４を交流入力側に接続
する「交流側接続モード」と直流入力側に接続する「直
流側接続モード」とを有し、コンバータ１の直流リアク
トル５４は、上記２つのモードが交互に選択されながら
作動するもので、前者の「交流側接続モード」期間に電
源側から入力されたエネルギを一旦蓄え、後者の「直流
側接続モード」期間にそのエネルギを直流コンデンサ６
に放出する。コンバータ出力電圧は、上記「交流側接続
モード」と「直流側接続モード」を選択する時比率によ
って制御する。上記ＩＧＢＴ１０〜１５は、「交流側接
続モード」においては、以下の規則（１）〜（３）に従
って一定周期毎にオン，オフ動作させる。一方、「直流
側接続モード」においては全てのＩＧＢＴ１０〜１５は
オフである。なお、この実施例では、説明を簡単にする
ためにＩＧＢＴ１０〜１５は一定周期毎に動作させてい
るが、必ずしもそうである必要はない。

【００１８】（１）下側のＩＧＢＴ１０，１２，１４の
少なくとも１つはオンさせ、上側のＩＧＢＴ１１，１
３，１５の少なくとも１つはオンさせることによって、
リアクトル５４に連続的に電流を流す。 （２）図２において、例えば区間Ｉのとき、Ｕ相から供
給する電流を増加させたいときには、ＩＧＢＴ１０のオ
ン時間を長くする。同様にＶ相から供給する電流を増加
させたいときは、ＩＧＢＴ１４のオン時間を長くする。
そして残りの時間はＩＧＢＴ１２をオンさせる。 （３）この期間、ＩＧＢＴ１３はオンさせておく。コン
バータ制御回路３１は、上記動作原理に基づいてコンバ
ータ１を構成するスイッチであるＩＧＢＴ１０〜１５の
オン，オフを制御するもので、コンバータ出力電圧の目
標値Ｖ1 に一致するように、コンバータ１の出力電圧
（平滑コンデンサ６の両端の電圧Ｖc ）を検出して上記
制御をするものである。このように、本発明装置は、図
２中、区間Ｉ〜ＶＩに対応して図２に示すようにコンバ
ータ１（ＩＧＢＴ１０〜１５）を制御するもので、これ
により、交流入力電流は自由に制御できるようになり、
交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同
期させることができる。また、出力電圧の制御範囲は、
原理的には相間電圧よりも低くすることも高くすること
も可能であり、例えば、３相２００Ｖ，４００Ｖ等に対
しても、皮相電力を最小化した状態で一定の出力電圧を
得ることができ、多様な電源設備（交流電源電圧値）に
対応可能である。

【００１９】図３は、本発明の上述第１の実施例におけ
る交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧と入力電流波形を示す図
で、この図３で示すように、本発明によれば電源電圧の
歪みと皮相電力を低減することができる。また、交流入
力電流が制御可能になると、結果的にコンバータ１の出
力電圧を調整して最適化可能となり、インバータ２での
損失と電磁ノイズを低減できることになる。

【００２０】なお交流リアクトル５１〜５３は、本発明
装置の電源設備（図示せず）のインダクタンスと、コン
バータ１のスイッチングによって生じる電圧変動を電源
側へ戻さないように、必要に応じて付加したリアクトル
とを表わすもので、動作原理上は必ずしも必要とするも
のではない。コンデンサ６１〜６３も同様に、リアクト
ル５１〜５３と共にコンバータ１のスイッチングによる
高周波の電圧変動を電源側へ戻すことを防ぐため、ま
た、リアクトル５１〜５３に流れる電流を連続させてサ
ージ電圧の発生することを防ぐ目的で設けてあり、動作
原理上は必ずしも必要とするものではない。ダイオード
２０〜２５は、ＩＧＢＴ１０〜１５に流れる電流が一定
方向になるように、また、逆電圧がかからないように挿
入してある。ゲート・ターンオフ・サイリスタ（ＧＴ
Ｏ）に代表されるように、元々一方向にしか電流を流せ
ないスイッチを用いた場合には不要である。

【００２１】図４は、本発明装置の第２の実施例とし
て、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗとコンバータ１との接続部の上
記コンデンサ６１〜６３を線間に挿入した場合を示す回
路図である。これらのコンデンサ６１〜６３の接続方法
はデルタ型でもスター型でもよい。

【００２２】図５は、第３の実施例として、本発明を単
相交流電源用のインバータ式Ｘ線高電圧装置に適用した
場合を示す回路図である。単相交流電源Ｕ，Ｗでは、Ｉ
ＧＢＴ１０〜１５とダイオード２０〜２５による４組の
自己消弧型スイッチでコンバータ１を構成する。入力の
各相には、リアクトル５１と５３、線間にコンデンサ６
１を挿入し、電源側へ高周波の電圧変動が戻ることを防
いでいる。リアクトル５４と平滑コンデンサ６は第１の
実施例と同様である。

【００２３】なお上述実施例では、コンバータ１を構成
するスイッチとしてＩＧＢＴを用いたが、ＩＧＢＴに代
えて、バイポーラトランジスタ、電解効果トランジスタ
（ＭＯＳ−ＦＥＴ）等の他の自己消弧型のスイッチを用
いてもよい。また、ＭＯＳコントロールドサイリスタ(
ＭＣＴ)、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）等の
ように逆方向に電流が流れないスイッチを使用した場合
には、ＩＧＢＴに接続された逆電流阻止用のダイオード
は不要となる。また上述実施例では、インバータ２が位
相差によって管電圧を制御する方式であったが、パルス
幅変調や周波数変調等、他の制御方式であってもよい。
またインバータ２では管電圧を制御せず、単に直流−交
流変換だけを行い、コンバータ１で管電圧を制御するよ
うにしてもよい。更に上述実施例では、インバータ２の
出力側に共振用コンデンサ７を設けたが、これは必ずし
もなくてよい。

【００２４】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、交流入力電流
を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させること
ができる。このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力
を低減することができる。また、コンバータの出力電圧
を調整して最適化し、インバータでの損失と電磁ノイズ
を低減できるという効果がある。請求項２の発明によれ
ば、コンバータに２つの動作モードをもたせ、使用する
電源設備（交流電源電圧値）によって異なる型のコンバ
ータを使い分ける必要がなくなったので、実用上、極め
て便利になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明装置の第１の実施例を示す回路図であ
る。

【図２】図１中のコンバータのＩＧＢＴの動作を示すタ
イミング図である。

【図３】本発明装置による相電圧，交流入力電流の波形
図である。

【図４】本発明装置の第２の実施例の要部を示す回路図
である。

【図５】本発明装置の第３の実施例の要部を示す回路図
である。

【図６】従来装置を示す回路図である。

【図７】図６中のインバータの動作を示すタイミング図
である。

【図８】図７中の位相差φと管電圧の関係を示すグラフ
である。

【図９】従来装置による相電圧，交流入力電流の波形図
である。

【符号の説明】

Ｕ，Ｖ，Ｗ…交流電源、１，１′…コンバータ、２…イ
ンバータ、３…高電圧整流回路、４…Ｘ線管、５…高電
圧変圧器、６…直流コンデンサ（平滑コンデンサ）、７
…共振コンデンサ、１０〜１９…スイッチ（ＩＧＢ
Ｔ）、２０〜２９…ダイオード、３１… コンバータ制
御回路、３２… インバータ制御回路、５４…直流リア
クトル、６１〜６３…コンデンサ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を受電しこれを整流するコンバー
   タと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流
   電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電
   圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力
   電圧を整流してＸ線管に印加する高電圧整流回路と、目
   標管電圧値を入力しこれと上記Ｘ線管の実際の管電圧値
   が一致するように上記インバータを制御するインバータ
   制御回路とを備えてなるインバータ式Ｘ線高電圧装置に
   おいて、 上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフ
   ルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端
   に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアク
   トルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオー
   ドと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リ
   アクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデン
   サとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目
   標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路
   を具備することを特徴とするインバータ式Ｘ線高電圧装
   置。
2. 【請求項２】上記コンバータは、そのスイッチの動作モ
   ードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の
   自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか１つは導通
   状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ
   電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に１つは導
   通状態とする第１動作モードと、自己消弧可能なスイッ
   チの全てがオフ状態にある第２動作モードとをもつこと
   を特徴とする請求項１に記載のインバータ式Ｘ線高電圧
   装置。