JPH09140143A

JPH09140143A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH09140143A
Application number: JP7321268A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-11-16
Filing date: 1995-11-16
Publication date: 1997-05-27

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路の小型／軽量化及び低
コスト化を図る。【解決手段】ハーフブリッジ結合された電流共振形コ
ンバータのスイッチング素子と並列に接続されたスイッ
チング回路（Ｑ₃ ，Ｑ₄ ）のスイッチング出力を、第２
の直列共振回路を介して、整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の
接続点に対して供給するように力率改善回路１１を構成
する。これにより、二次側の交流リップル成分を抑制し
たうえで、スイッチング素子（Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ
₄ ）に流れるスイッチング電流のピークレベルは、スイ
ッチング回路を設けない構成と比較してほぼ１／２程度
に低減させる。また、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで
倍電圧／全波整流動作の切換が可能な整流回路系を備え
て、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とでの力率特性を同等
に保つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば力率改善が
図られている電流共振形のスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源回路が広く用い
られているが、一般にスイッチング電源回路において
は、商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み
波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれ
るという問題が生じる。また、歪み電流波形となること
によって発生する高調波を抑圧するための対策が必要と
されている。

【０００３】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路が先に本出願人により提案されているが、先に
出願された本出願人の発明に基づいて構成される力率改
善が図られたスイッチング電源回路の一例を図８の回路
図に示す。このスイッチング電源回路は、後述するよう
に倍電圧整流回路が備えられて、比較的重負荷の条件に
対応することが可能とされる。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズ
を除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョーク
コイルＣＭＣ及びアクロスコンデンサＣ_L が設けられて
いる。力率改善整流回路２０は、商用交流電源ＡＣを入
力して後述するようにして倍電圧整流を行って交流入力
電圧レベルのほぼ２倍に対応する整流平滑電圧を生成し
て、後段のスイッチングコンバータに動作電源として供
給すると共に、交流入力電流の導通角を拡大して力率改
善を図る。この力率改善整流回路２０においては、商用
交流電源ＡＣの正極ラインに直列にフィルタチョークコ
イルＬ_N が挿入されており、フィルタコンデンサＣ_N は
図のように商用交流電源ＡＣの両極ラインに並列に挿入
されて、上記フィルタチョークコイルＬ_N と共にノーマ
ルモードのローパスフィルタを形成する。整流ダイオー
ドＤ₁₁，Ｄ₁₂は倍電圧整流回路を形成するものとされ、
整流ダイオードＤ₁₁のカソードは、商用交流電源ＡＣの
正極ラインに対してフィルタチョークコイルＬ_N を介し
て接続され、アノードは一次側アースに接地される。整
流ダイオードＤ₁₂のアノードは整流ダイオードＤ₁₁のカ
ソードと接続され、そのアノードは平滑コンデンサＣｉ
_A の正極端子と接続される。なお、整流ダイオード
Ｄ₁₁，Ｄ₁₂は、後述するようにスイッチング周期で断続
される整流電流が流れることに対応して高速リカバリ型
とされている。また、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂には、
それぞれ共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続され
ているが、この作用については後述する。

【０００５】また、力率改善整流回路２０には、チョー
クコイルＣＨ₁ 及び第２の直列共振コンデンサＣ_1Aが直
列に接続されて、そのインダクタンスＬ_O とキャパシタ
ンスとによって直列共振回路を形成している。なお、本
明細書においてはこの直列共振回路については、『第２
の直列共振回路』ということにし、後述する一次側直列
共振回路と区別する。この場合、チョークコイルＣＨ₁
の端部が後述するスイッチングコンバータのスイッチン
グ出力点と接続され、第２の直列共振コンデンサＣ_1A側
の端部が整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点に対して接
続されている。これにより、上記第２の直列共振回路を
介して整流経路にスイッチング出力を帰還して力率改善
を図ることが可能となるがこれについては後述する。

【０００６】このスイッチング電源回路の平滑回路とし
ては、倍電圧整流回路を形成するために、２本の平滑コ
ンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B を直列に接続し、整流平滑ライ
ンと一次側アース間に対して挿入されるようにして設け
られる。この直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃ
ｉ_B の接続点は商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して
接続される。

【０００７】上記のような接続形態により力率改善整流
回路２０が形成されるが、その倍電圧整流動作は次のよ
うになる。例えば、商用電源ＡＣに供給された交流入力
電圧が正の期間では、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→
コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィル
タチョークコイルＬ_N →整流ダイオードＤ₁₂→平滑コン
デンサＣｉ_A →コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻
線Ｎｂ→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れ、整流ダイオ
ードＤ₁₂の整流出力によって平滑コンデンサＣｉ_A に充
電する動作となる。従って、平滑コンデンサＣｉ_A の両
端には、図に示すように、交流入力電圧レベルに対応す
るＥｉのレベルの整流平滑電圧が得られる。

【０００８】一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間は、整
流電流は商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→平滑コンデンサ
Ｃｉ_B →整流ダイオードＤ₁₁→フィルタチョークコイル
Ｌ_N→巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣの経路で流れ、整流
ダイオードＤ₁₁の整流出力を平滑コンデンサＣｉ_B に充
電する動作となり、平滑コンデンサＣｉ_B の両端にもＥ
ｉのレベルの整流平滑電圧が得られる。このような平滑
コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対するそれぞれ正期間、負
期間の充電動作が行われる結果、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端に得られる総合的な整流
平滑電圧としてはＥｉ＋Ｅｉ＝２Ｅｉが得られる倍電圧
整流動作となる。従って、入力されている交流入力電圧
レベルが１００Ｖ系とすれば、交流入力電圧のピークレ
ベルのほぼ倍に相当する２００Ｖ系の整流平滑電圧が得
られる

【０００９】また、力率改善整流回路２０においては上
記２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧を動作電源とするスイ
ッチングコンバータとして、２石のスイッチング素子を
ハーフブリッジ結合した他励式の電流共振形コンバータ
が備えられている。この場合には、例えば２石のスイッ
チング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂を設けて、スイッチング素子Ｑ₁₁
のドレインを平滑コンデンサＣｉ_A の正極と接続し、ス
イッチング素子Ｑ₁₁のソースとスイッチング素子Ｑ₁₂の
ドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ₁₂のソースを一
次側アースに接続する、いわゆるハーフブリッジ結合に
より接続されている。これらスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動
作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、直列
接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧
（整流平滑電圧）を断続してスイッチング出力とする。
なお、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂には、例えばＭＯＳ
−ＦＥＴが用いられる。また、各スイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対して図に示す方向
に接続されるＤ_D1、Ｄ_D2は、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を形成するクランプ
ダイオードとされる。

【００１０】このスイッチングコンバータでは、スイッ
チング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のソース−ドレインの接続点がス
イッチング出力点とされる。このスイッチング出力点に
対しては、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端が
直列共振コンデンサＣ₁ を介して接続されて一次巻線Ｎ
₁ に対してスイッチング出力を供給するようにされる。
この場合、一次巻線Ｎ₁ の他端は一次側アースに接地さ
れる。このような接続形態では、絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ は直列共振コンデンサＣ₁ と直列に接続さ
れることになるが、この直列共振コンデンサＣ₁ のキャ
パシタンス及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴ
のインダクタンス成分により、スイッチング電源回路を
電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成して
いる。

【００１１】この電源回路の場合には前述した力率改善
整流回路２０内のチョークコイルＣＨ₁ 及び第２の直列
共振コンデンサＣ_1Aからなる第２の直列共振回路も、ス
イッチング出力点に対して接続される。

【００１２】この電源回路においては、前述のように、
力率改善整流回路２０におけるチョークコイルＣＨ₁ 及
び第２の直列共振コンデンサＣ_1Aからなる直列共振回路
については第２の直列共振回路といい、上記絶縁トラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサＣ₁ か
らなる一次側直列共振回路については第１の直列共振回
路ということにして、互いに区別することとする。

【００１３】絶縁トランスＰＩＴは、一次巻線Ｎ₁ に供
給されたスイッチング出力により得られる交番電圧を二
次側に伝送する。この電源回路の場合、絶縁トランスＰ
ＩＴの二次側では２組の二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ が設けられ
ており、それぞれセンタータップが二次側アースに接地
されている。そして、各二次巻線Ｎ₂ に対しては、整流
ダイオードＤ_OA、Ｄ_OB及び平滑コンデンサＣ_O による両
波整流回路が接続されており、二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₂ に励
起された交番電圧からそれぞれ直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂
が得られるようにされている。

【００１４】また、この電源回路においては、制御回路
１が直流出力電圧Ｅ₁ の変動に基づいて発振ドライブ回
路２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素
子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動信
号を変化させる（例えば駆動信号のパルス幅可変制御を
行う）ことで、直流出力電圧Ｅ₁ の定電圧制御を行うよ
うにしている。

【００１５】起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻
線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ₃、及び平滑コンデンサＣ₃
により供給される低圧直流電圧が供給される。この図に
示すような、電界効果型のスイッチング素子は電圧駆動
であり自励発振が困難になるため、この図のように発振
ドライブ回路２と起動回路３を設けることが好ましい。

【００１６】次に、このスイッチング電源回路の力率改
善動作について説明する。例えば、上述のようにしてス
イッチングコンバータがスイッチング動作を行うと、そ
のスイッチング出力は第１の直列共振回路を介して絶縁
トランスＰＩＴ側に供給されると共に、分岐して力率改
善整流回路２０内の第２の直列共振回路に対しても供給
されることになる。そして、第２の直列共振回路におい
てはチョークコイルＣＨ₁ のインダクタンスＬ_O に流れ
る直列共振電流Ｉ_OAに対応するスイッチング出力を、第
２の直列共振コンデンサＣ_1Aを介して整流ダイオードＤ
₁₁、Ｄ₁₂の接続点に対して印加する、つまり、スイッチ
ング出力を整流電流の経路に帰還するようにされる。こ
のようにして帰還されたスイッチング出力は、例えばフ
ィルタチョークコイルＬ_N のインダクタンスを介する整
流出力にスイッチング周期の電圧（スイッチング電圧）
を重畳するように作用し、このスイッチング電圧の重畳
分によって高速リカバリ型ダイオードＤ₂ では整流電流
をスイッチング周期で断続するように動作する。この動
作により、力率改善整流回路２０では整流出力電圧にス
イッチング出力が重畳された状態で平滑コンデンサＣｉ
に充電を行うようにされ、スイッチング電圧の重畳分に
よって平滑コンデンサＣｉの両端電圧をスイッチング周
期で引き下げるようにされる。このため、整流出力電圧
レベルが平滑コンデンサの両端電圧よりも低いとされる
帰還にも平滑コンデンサＣｉへ充電電流が流れるように
される。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流
入力電圧の波形に近付くようにされ、交流入力電流の導
通角が拡大されることになって力率改善が図られること
になる。

【００１７】また、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂に対して
それぞれ並列に接続される共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂
は、例えばフィルタチョークコイルＬ_N 、フィルタコン
デンサＣ_N と共に並列共振回路を形成する。この並列共
振回路は負荷変動に対応してその共振インピーダンスが
変化するようにされており、このスイッチング電源回路
の負荷が軽くなった時に、整流経路に帰還されるスイッ
チング電圧を抑圧するようにしておいる。この結果、軽
負荷時の整流平滑電圧の上昇を抑制することになる。

【００１８】ところで、力率改善が図られた電源回路と
して、上述の第２の直列共振回路を設けずに、第１の直
列共振回路によってスイッチング出力を整流電流経路に
帰還して、図８の電源回路と同様の作用によって力率改
善を図るように構成された発明が先に本出願人により提
案されているが、この場合の適正な力率設定は例えば
０．８程度とされ、仮に０．９５程度にまで力率を向上
するように設定すると、それだけ絶縁トランスの一次巻
線に重畳するリップル成分が増加して、二次側の交流リ
ップル成分が増加することが分かっている。これに対し
て、上記図８に示した電源回路のように、第２の直列共
振回路を介してスイッチング出力を帰還するように構成
することで、例えば、力率を０．９程度にまで向上する
ようにスイッチング出力の帰還量を設定しても、第１の
直列共振回路に重畳される商用電源周期のリップル成分
を抑制することが可能とされる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところが図８の電源回
路では、第１及び第２の直列共振回路に流れる直列共振
電流Ｉ_O 、Ｉ_OAが合成してスイッチング素子Ｑ₁₁に流れ
ることから、第２の直列共振回路を設けない構成の電源
回路のほぼ２倍程度のスイッチング電流量となる。つま
り図８の電源回路の場合、スイッチング素子Ｑ₁₁がオ
ン、Ｑ₁₂がオフとされる期間には、上記共振電流Ｉ_O
は、『平滑コンデンサＣｉ→スイッチング素子Ｑ₁₁（ド
レイン→ソース）→直列共振コンデンサＣ₁ →一次巻線
Ｎ₁ 』の経路で流れる。また、共振電流Ｉ_OAは、『平滑
コンデンサＣｉ→スイッチング素子Ｑ₁₁（ドレイン→ソ
ース）→チョークコイルＣＨ₁ →第２の直列共振コンデ
ンサＣ_1A→高速リカバリ型ダイオードＤ₂ ／共振用コン
デンサＣ₂ 』の経路を流れるようにされる。一方、スイ
ッチング素子Ｑ₁₁がオフ、Ｑ₁₂がオンとされる期間の共
振電流Ｉ_Oは、『一次巻線Ｎ₁ →直列共振コンデンサＣ₁
→スイッチング素子Ｑ₁₂（ドレイン→ソース）→平滑
コンデンサＣｉ』に流れる。また、共振電流Ｉ_OAは、
『平滑コンデンサＣｉ→共振用コンデンサＣ₂ →第２の
直列共振コンデンサＣ_1A→チョークコイルＣＨ₁ →スイ
ッチング素子Ｑ₁₂（ドレイン→ソース）の経路によって
流れるようにされる。

【００２０】そこで、具体的に負荷電力Ｐ_O ＝２５０Ｗ
で交流入力電圧がＡＣ１００Ｖの条件で、直列共振電流
Ｉ_O ＝Ｉ_OA＝１０Ａｐ−ｐ（peak to peak）となるよう
に、チョークコイルのインダクタンスＬ_O 、第２の直列
共振コンデンサＣ_1A、共振用コンデンサＣ₂ を選定して
いるとすると、スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン
−ソース間を流れるスイッチング電流Ｉ_C11 、Ｉ_C12 は
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂がオンとなる期間ごとに１
０Ａｐ（peak) のレベルにより流れる電流波形となり、
交流入力電圧Ｖ_ACが８０Ｖ程度となる場合にはスイッチ
ング電流Ｉ_C11、Ｉ_C12 は共に１２Ａｐ程度にまで増加
する。

【００２１】一般に、スイッチング素子の発熱量は電流
の２乗に比例して増加するとされていることから、この
場合のスイッチング素子の発熱は相当のものとなるの
で、スイッチング素子には低オン抵抗のものを採用する
必要があり、例えば、図８の電源回路のようにスイッチ
ング素子がＭＯＳ−ＦＥＴであれば、１５Ａ／４００Ｖ
の低オン抵抗でＴＯ−３Ｐ型を選定して電力損失を低減
する必要があり、それだけ高価となりそのサイズも大型
化する。また、このようなスイッチング素子は、パッケ
ージが非絶縁タイプであることから、放熱板は高価なシ
リコンラバーを介して取付ける必要があり、これによっ
てもコスト的に不利となると共に、熱抵抗が高くなるこ
とから放熱効率も低下する。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、商用電源を倍電圧整流して入力
された交流入力電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑
電圧を生成する整流回路系、若しくは交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧の略２倍に対応する整流平
滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流入力電圧レベ
ルに対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路との
切換えが可能な整流回路系とを備えることとした。そし
て上記整流回路系とともに、絶縁トランスの一次巻線及
び直列共振コンデンサの直列接続により形成される一次
側直列共振回路を備え、整流回路系より出力される整流
平滑電圧を入力してスイッチング動作を行い上記絶縁ト
ランスの二次側から直流出力電圧を出力する、電流共振
形スイッチングコンバータと、この電流共振形スイッチ
ングコンバータから整流電流経路に帰還されるスイッチ
ング出力に基づいて力率改善を図るようにされた力率改
善回路と、上記電流共振形スイッチングコンバータのス
イッチング素子と並列に設けられると共に、当該電流共
振形スイッチングコンバータのスイッチング駆動電力を
利用してスイッチング駆動され、そのスイッチング出力
を力率改善回路に供給するように設けられるスイッチン
グ回路とを組み合わせてスイッチング電源回路を構成す
ることとした。

【００２３】そして上記構成によれば、例えばハーフブ
リッジ結合された電流共振形コンバータのスイッチング
素子の組に対して、同じく２石のスイッチング素子をハ
ーフブリッジ結合したスイッチング回路を並列に設け
て、このスイッチング回路の出力によって整流経路にス
イッチング出力を帰還して力率改善を図るように構成す
ることが可能とされ、これにより、スイッチング電流は
２つのスイッチング素子に対して並列に分岐して流れる
ようにされることから、例えば、それだけスイッチング
素子に流れるスイッチング電流レベルが低減されること
になる。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のスイッチング電
源回路の一実施の形態を示す回路図とされる。この図に
示す電源回路において、電流共振形コンバータは図８の
電源回路と同様に、２石のスイッチング素子をハーフブ
リッジ結合した他励式とされており、図７と同一部分は
同一符号を付して説明を省略する。

【００２５】本実施の形態の力率改善整流回路１０にお
いては、２石のスイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄が備えられ
る。これらスイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄には、例えばＭ
ＯＳ−ＦＥＴなどが用いられ、この図に示す電流共振形
コンバータに用いられているスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ
₁₂と同一タイプとされればよい。

【００２６】スイッチング素子Ｑ₁₃は、そのドレインが
平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧ライン）と接
続され、ソースがスイッチング素子Ｑ₁₄のドレインと接
続される。また、スイッチング素子Ｑ₁₄のソースは一次
側アースに接地される。そして、発振ドライブ回路２か
らは、スイッチング素子Ｑ₁₁及びＱ₁₃に対して並列にス
イッチング駆動信号のラインが接続され、同様に、スイ
ッチング素子Ｑ₁₂及びＱ₁₄に対して並列にスイッチング
駆動信号のラインが接続されている。スイッチング素子
Ｑ₁₃、Ｑ₁₄の各ドレイン−ソース間には図に示す方向に
並列に、それぞれクランプダイオードＤ_D3、Ｄ_D4が接続
される。つまり、スイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄は、スイ
ッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂と同様に、整流平滑電圧ライン
と一次側アース間においてハーフブリッジ結合されたス
イッチング回路を形成すると共に、スイッチング素子Ｑ
₁₁、Ｑ₁₂のハーフブリッジ結合によるスイッチング回路
に対して、並列に設けられていることになる。従って、
スイッチング動作としてはスイッチング素子Ｑ₁₁／Ｑ₁₃
の組がオンのときにはスイッチング素子Ｑ₁₂／Ｑ₁₄の組
がオフとなるように、交互のタイミングで同期してオン
／オフ動作を繰り返すことになる。

【００２７】この場合、ハーフブリッジ結合されたスイ
ッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄のスイッチング出力点となる、
スイッチング素子Ｑ₁₃のソースとスイッチング素子Ｑ₁₄
のドレインとの接続点は、第２の直列共振回路を形成す
るチョークコイルＣＨ₁ の端部と接続されている。例え
ば、先に先行技術として示した図８の電源回路において
は、力率改善整流回路２０のチョークコイルＣＨ₁ の端
部がスイッチングコンバータのスイッチング素子Ｑ₁₁、
Ｑ₁₂のスイッチング出力点と直接接続されて、第２の直
列共振回路に対してスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のスイ
ッチング出力が供給されるように構成されていた。これ
に対して本実施の形態では、ハーフブリッジ結合された
スイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄のスイッチング回路のスイ
ッチング出力が第２の直列共振回路に対して供給される
ように構成されていることになる。

【００２８】従って、本実施の形態の力率改善整流回路
１０においては、スイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄のスイッ
チング出力が第２の直列共振回路を介して、整流ダイオ
ードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点に対して印加され、このスイッ
チング出力に基づいて整流経路に重畳されるスイッチン
グ電圧によって、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂が整流電流
をスイッチング周期で断続する動作が得られることにな
る。そして、以降は図８で説明したと同様の作用によっ
て交流入力電流の導通角が拡大されて力率改善が図られ
ることになる。

【００２９】図２は、図１に示す本実施の形態の電源回
路の要部の動作を、先行技術である図８の電源回路と比
較してスイッチング周期により示す波形図とされる。な
お、この場合には図１及び図８の電源回路が共に１０μ
ｓ（１００ＫＨｚ）のスイッチング周期で１０Ａｐ−ｐ
のレベルの直列共振電流が得られるように所要の素子が
選定されている場合の動作を示しているものとされる。
例えば、図１及び図８の電源回路においては、第１及び
第２の直列共振回路に流れる直列共振電流Ｉ_O 、Ｉ
_OAは、共に図２（ａ）に示すように同一波形による正弦
波が得られ、電流共振形の動作に対応している。

【００３０】そして、図８の電源回路においてスイッチ
ング素子Ｑ₁₁に流れるスイッチング電流Ｉ_Q11 は、前述
のように第１及び第２の直列共振回路の直列共振回路Ｉ
_O 及びＩ_OAが合成して流れるために、図２（ｃ）に示す
ようにスイッチング素子Ｑ₁₁がオンとなるスイッチング
周期の半周期に１０Ａｐで流れる波形となる。なお、ス
イッチング素子Ｑ₁₂に流れるスイッチング電流Ｉ_Q12
は、図示しないが、図２（ｃ）と同一の波形がスイッチ
ング周期の半周期分移相されたものとなる。

【００３１】これに対して、本実施の形態では前述のよ
うにスイッチング素子Ｑ₁₁／Ｑ₁₃の組とスイッチング素
子Ｑ₁₂／Ｑ₁₄の組が、それぞれ同期して交互のタイミン
グでオン／オフするスイッチングを行う。つまり、スイ
ッチングコンバータ側のスイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に
直列共振電流Ｉ_O が流れ、力率改善整流回路１０にスイ
ッチング出力を供給するスイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄に
直列共振電流Ｉ_OAが流れるように、互いに独立して構成
されている。このため、スイッチング素子Ｑ₁₁及びＱ₁₃
に流れるスイッチング電流Ｉ_Q1、Ｉ_Q3は、それぞれ図２
（ｂ）に示すように、各スイッチング素子がオンとされ
る期間に５Ａｐのレベルによる電流波形が得られること
になる。また、図示しないが、スイッチング素子Ｑ₁₂及
びＱ₁₄に流れるスイッチング電流Ｉ_Q2、Ｉ_Q4は、それぞ
れ図２（ｂ）の波形をスイッチング周期の半周期分移相
したものとなる。

【００３２】ここで、本実施の形態と先行技術として図
８に示した電源回路とを比較すると、図８の電源回路で
はスイッチング素子に流れるスイッチング電流レベル
が、図２（ｃ）に示すように１０Ａｐとされていたのに
対して、本実施の形態である図１の電源回路では、図２
（ｂ）に示したようにほぼ１／２の５Ａｐのレベルに低
減されることになる。このため、図１の電源回路ではス
イッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂、Ｑ₁₃、Ｑ₁₄については、８
Ａ／４００Ｖ、ＴＯ−２２０型の樹脂モールドされた絶
縁パッケージによる安価な汎用品を選定することが可能
となり、図８と比較してスイッチング素子は２本増加す
るが、全体的にはより低コストに構成することが可能と
なる。また、スイッチング電流量の低減によって、それ
だけスイッチング素子におけスイッチング損失も解消さ
れることから、例えば負荷電力が２４０Ｗ程度以内の範
囲では放熱板が不要となる。

【００３３】また、図８の電源回路では、対応可能な最
大負荷電力が２５０Ｗ程度までに制限されていた。これ
は、負荷電力の増加に応じてスイッチング素子に流入す
る電流レベルが増加するが、図８の電源回路では、負荷
電力２５０Ｗ以上の条件に対応する容量のスイッチング
素子を選定することはコスト的に困難とされていたこと
による。これに対して、本実施の形態ではスイッチング
電流が図８の電源回路の１／２程度とされることから、
上述した汎用品のスイッチング素子によっても３００Ｗ
程度までの最大負荷電力に対応することが可能とされ
る。

【００３４】図３は、本発明の他の実施の形態を示す回
路図とされ、図１及び図８と同一部分は同一符号を付し
て説明を省略する。本実施の形態では以下説明するよう
にＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流動作、ＡＣ２００Ｖ系
では全波整流動作となるように切換え制御が行われる。
これにより、結果的にＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系
とでほぼ同等レベルの整流平滑電圧が得られることにな
り、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共用可能ない
わゆるワイドレンジ対応の力率改善コンバータ回路に適
用して好適となる。そこで、本実施の形態における整流
動作の切換のための構成について説明する。

【００３５】この図に示す力率改善整流回路１１におい
ては、ノーマルモードのローパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ
_N ）の後段に、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aが接続される。こ
のブリッジ整流回路Ｄ_1Aは４本の高速リカバリ型ダイオ
ードＤ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4により形成されている。こ
の場合には高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対し
ては、それぞれ共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接
続されて設けられる。

【００３６】ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの正極出力端子（高
速リカバリ型ダイオードＤ_F2、Ｄ_F4の接続点）は平滑コ
ンデンサＣｉ_A の正極端子と接続される。また、正極入
力端子（高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続
点）は第２の直列共振コンデンサＣ_1A及びチョークコイ
ルＣＨ₁ からなる第２の直列共振回路と接続されてい
る。負極入力端子は、後述する電磁リレーＲＬのスイッ
チＳを介して、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点
に対して接続される。

【００３７】電磁リレーＲＬは、駆動部Ｒ_D への通電状
態に応じてスイッチＳの開閉が制御される。この電磁リ
レーＲＬの駆動部Ｒ_D の通電制御は電圧検出回路１１に
よって行われる。

【００３８】電圧検出回路１１においては、整流ダイオ
ードＤ₅ 及び平滑コンデンサＣ₄ からなる半波整流回路
が商用交流電源ＡＣに対して接続されて、入力された交
流入力電圧レベルに応じた直流電圧が生成される。この
直流電圧のラインと一次側アース間には分圧抵抗Ｒ₁ 、
Ｒ₂ が直列に接続され、その分圧点にはツェナーダイオ
ードＺＤのアノードが接続されている。本実施の形態の
場合には例えばＡＣ１５０Ｖ以上の交流入力電圧が入力
された場合に、上記半波整流回路（Ｄ₅ 、Ｃ₄）の直流
電圧を分圧抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ により分圧した電圧値により
ツェナーダイオードＺＤ₂ を導通させるように設定され
ている。上記ツェナーダイオードＺＤのカソードはトラ
ンジスタＱ₅ のベースと接続される。また、トランジス
タＱ₅ のベースと一次側アース間には、コンデンサＣ₅
と抵抗Ｒ₃ が並列に接続される。また、絶縁トランスＰ
ＩＴの三次巻線Ｎ₃ 、整流ダイオードＤ₃ 及び平滑コン
デンサＣ₃ からなる半波整流回路により生成される直流
低電圧は、電磁リレーＲＬの駆動部Ｒ_D を介して、トラ
ンジスタＱ₅ のエミッタに対して電磁リレー駆動用の動
作電源として供給される。なお、駆動部Ｒ_D に対しては
逆方向電流を流すためのダイオードＤ₄ が並列に接続さ
れている。

【００３９】上記構成による電圧検出回路１１の整流動
作の切換えは次のようにして行われる。例えば、ＡＣ１
００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力電圧が供給
されている場合、ツェナーダイオードＺＤは導通しない
ことから、トランジスタＱ₅ ではベース電流が抵抗Ｒ₃
を介して流れるようにされてオン状態となる。これによ
り電磁リレーＲＬのリレー駆動部Ｒ_D には、エミッタ電
流が導通する。そして、リレー駆動部Ｒ_D の励磁作用に
よってスイッチＳはオン状態とされることになる。

【００４０】スイッチＳがオンとされると、平滑コンデ
ンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の接続点とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの
負極入力端子（高速リカバリ型ダイオードＤ_F3、Ｄ_F4の
接続点）間が導通するが、これにより、図１に示した整
流回路系と等価の倍電圧整流回路が形成されることにな
る。つまり、交流入力電圧Ｖ_ACが正の期間では整流ダイ
オードＤ_F1で整流した商用電源ＡＣを平滑コンデンサＣ
ｉ_A に充電して、平滑コンデンサＣｉ_A の両端にＥｉの
レベルの整流平滑電圧を発生し、交流入力電圧Ｖ_ACが負
の期間では整流ダイオードＤ_F1で整流した商用電源ＡＣ
を平滑コンデンサＣｉ_B に充電して、平滑コンデンサＣ
ｉ_A の両端にＥｉのレベルの整流平滑電圧を発生する。
これにより、直列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃ
ｉ_B の両端には２Ｅｉのレベルの整流平滑電圧が得ら
れ、実際には、ＡＣ１００Ｖ系のほぼ２倍に相当する２
００Ｖ系の整流平滑電圧が得られることになる。

【００４１】これに対して、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ
１５０Ｖ以上の交流入力電圧が供給されている場合で
は、電圧検出回路１１のツェナーダイオードＺＤ₂ が導
通することにより、トランジスタＱ₅ のベース電位が所
定以上に引き上げられてベース電流が流れないようにさ
れ、トランジスタＱ₅ をオフとする。このため、トラン
ジスタＱ₅ のエミッタ電流は駆動部Ｒ_D を流れなくな
り、スイッチＳはオフ状態とされて、平滑コンデンサＣ
ｉ_A −Ｃｉ_B の接続点とブリッジ整流回路Ｄ_1Aの負極入
力端子間はオープンとなる。この場合には、商用電源Ａ
Ｃをブリッジ整流回路Ｄ_1Aの４本の高速リカバリ型ダイ
オード（Ｄ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4）により全波整流を行
い、平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の直列接続に対して
充電をする全波整流平滑動作となる。従って、直列接続
された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端には交流入
力電圧に対応する２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる
ことになる。

【００４２】このように、本実施の形態ではＡＣ１５０
Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）では倍電圧整流動作となり、
ＡＣ１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）では全波整流動作
となるように切換え制御が行われることによって、入力
された交流入力電圧レベルがＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ
系の場合とで共に、２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られ
ることになる。

【００４３】上記２００Ｖ系の整流平滑電圧は、後段の
スイッチングコンバータの動作電源として供給される
が、本実施の形態においては自励式によるハーフブリッ
ジ結合タイプの電流共振形コンバータが用いられる。

【００４４】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのバイポ
ーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が
備えられ、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点と一次
側アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介
して接続されている。このスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗Ｒ_S1、
Ｒ_S2が挿入され、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2によりスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ドライブ電流）を調整す
る。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−エ
ミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤ_D1、Ｄ_D2が
挿入される。そして、共振用コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は次
に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ
_B2と共に、自励発振用の直列共振回路を形成している。

【００４５】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動
すると共にスイッチング周波数を可変制御するもので、
この図の場合には駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2及び共振電流検出
巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御
巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リ
アクトルとされている。このドライブトランスＰＲＴの
駆動巻線Ｎ_B1の一端は抵抗Ｒ_B1−共振用コンデンサＣ_B1
を介してスイッチング素子Ｑ₁ のベースに接続され、他
端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接続される。ま
た、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地されると共に、
他端は抵抗Ｒ_B2−共振用コンデンサＣ_B2を介してスイッ
チング素子Ｑ₂ のベースと接続されてスイッチング素子
Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1と逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。

【００４６】本実施の形態における第１の直列共振回路
（Ｃ₁ 、Ｎ₁ ）としては、絶縁トランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ₁ の一端が、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して、スイ
ッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ の
コレクタの接点、及びスイッチング素子Ｑ₃ のエミッタ
とスイッチング素子Ｑ₃ のコレクタの接点に対して接続
されて、スイッチング出力が得られるようにされてい
る。

【００４７】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ₁ と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００４８】上記構成のスイッチング電源の基本的なス
イッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入され
ると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されること
になるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとな
ったとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるよう
に制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₁ の出力と
しては、第２の直列共振回路と、共振電流検出巻線Ｎ_D
を介して第１の直列共振回路に分岐して共振電流が流れ
るが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子
Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように
制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂ を介して先
とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式のスイッチング
動作が開始される。このように、平滑コンデンサＣｉの
端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ には共振電流波形に近いドライブ電
流が流れ、二次側の二次巻線Ｎ₂ に交番出力が得られる
ことになる。そして、この交番電圧に基づいて、図１と
同様に二次側直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ が得られる。

【００４９】また、二次側の直流出力電圧Ｅ₁ が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている（スイッチング周波数制御方式）。

【００５０】次に、本実施の形態の力率改善整流回路１
１による力率改善動作について説明する。力率改善整流
回路１１においては、ハーフブリッジ結合されたスイッ
チング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ によるスイッチング回路が設けら
れており、図１の場合と同様にスイッチングコンバータ
側に設けられたハーフブリッジ結合式のスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の組と並列に接続されている。これらスイ
ッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ には、スイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ と同一タイプによるバイポーラトランジスタが選定
されればよい。これらのスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ に
対しては、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ と同様の接続形
態によって、共振コンデンサＣ_B3、Ｃ_B4、ダンピング抵
抗Ｒ_B3、Ｒ_B4、クランプダイオードＤ_B3、Ｄ_B4が接続さ
れると共に、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2がスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ と共通に接続されており、これらの素子によっ
てスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ を自励式によりスイッチ
ング駆動するための自励発振回路が形成される。従っ
て、スイッチング素子Ｑ₃ はスイッチング素子Ｑ₁ と同
一のタイミングにより、スイッチング素子Ｑ₄ はスイッ
チング素子Ｑ₂ と同一のタイミングで、交互にオン／オ
フを繰り返すようにスイッチングが行われることにな
る。

【００５１】そして、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のス
イッチング出力点は、チョークコイルＣＨ₁ と第２の直
列共振コンデンサＣ_1Aからなる第２の直列共振回路と接
続されて、スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング
出力がチョークコイルＣＨ₁に供給されるように構成さ
れている。

【００５２】このように構成される力率改善回路１１に
おいては、チョークコイルＣＨ₁ のインダクタンスに得
られたスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング出力
は、第２の直列共振コンデンサＣ_1Aの静電容量結合を介
して、整流ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の接続点に印加するよ
うにして帰還される。

【００５３】従って、本実施の形態におけるＡＣ１００
Ｖ系時の倍電圧整流動作時には、力率改善整流回路１１
の整流回路系の接続形態は、図１に示す力率改善整流回
路１０の場合と等価となって、図１にて説明したと同様
の作用によって力率改善が図られることになる。

【００５４】また、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する全波整
流平滑動作時には、交流入力電圧が正の期間では高速リ
カバリ型ダイオードＤ_F2を介する整流出力に対してスイ
ッチング電圧が重畳され、負の期間では高速リカバリ型
ダイオードＤ_F1を介する整流出力に対してスイッチング
電圧が重畳されて、整流電流をスイッチング周期で断続
するように動作することになる。これにより、図１で説
明したと同様の作用によって、直列接続された平滑コン
デンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧よりもＡＣ２００Ｖ系
の交流入力電圧レベルが低い期間にも整流電流が流れる
ようにされ、この結果、交流入力電流の導通角が拡大さ
れて力率改善が図られることになる。

【００５５】また、本実施の形態においては高速リカバ
リ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2に対して、それぞれ共振用コ
ンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続されているが、この場
合にも共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ は、先の実施の形態
と同様の作用を有しており、軽負荷時において直列接続
された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端電圧が上昇
するのを抑制する。

【００５６】図４は、上記図３に示した構成のスイッチ
ング電源回路の、交流入力電圧に対する力率特性を示す
ものとされる。本実施の形態では前述のようにＡＣ１５
０Ｖを境界として整流回路系の切換えが行われることか
ら、力率特性はこの図に示すようにＡＣ１５０Ｖ以上と
以下とで段階的に切換わるようにされている。そして、
この場合には、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ時に力率Ｐ
Ｆ＝０．９が得られ、交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖ時に
は力率ＰＦ＝０．９０が得られるようにチョークコイル
ＣＨ₁ のインダクタンスＬ_O 、直列共振コンデンサＣ
₁ 、Ｃ_1Aのキャパシタンスが選定され、ＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００系とで適正な力率が得られるようにされて
いる。

【００５７】また、本実施の形態では図５（ａ）の波形
図に示す周期により交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている
場合、この交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ２３０Ｖ時とされる
全波整流動作時と、ＡＣ１００Ｖ時とされる倍電圧整流
時における交流入力電流Ｉ_Oは、共に図５（ｂ）に示さ
れる。この場合には、上記整流動作に対応してＡＣ２３
０Ｖ時の交流入力電流レベルはＡＣ１００Ｖ時のほぼ１
／２程度のレベルとなる。また、実際には、上述した力
率が得られる程度にその導通角が拡大されている。

【００５８】このように力率改善整流回路１１を構成し
た場合には、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで共用
するのに、より好適なスイッチング電源回路を得ること
が可能とされるとともに、各スイッチング素子に流れる
スイッチング電流レベルが低減されることから、先の実
施の形態と同様の効果を有することが可能となる。な
お、本実施の形態では電磁リレーＲＬなどの代わりにト
ライアックをはじめとする半導体スイッチなどを用いる
ことも可能とされる。

【００５９】図６は、本発明の更に他の実施の形態のス
イッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図１、
図２及び図７と同一部分は同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す力率改善整流回路１２においては、
図１の実施の形態と同様に倍電圧整流回路が備えられた
構成とされている。また、本実施の形態ではフィルタチ
ョークコイルＬ_N と整流ダイオードＤ₁₁（カソード）、
Ｄ₁₂（アノード）の接続点間に対してチョークコイルＣ
Ｈ₂ が直列に挿入されて、第２の直列共振回路から供給
されるスイッチング出力の負荷として作用する。この場
合には、共振用コンデンサＣ₂ はチョークコイルＣＨ₂
に対して並列に接続されて、チョークコイルＣＨ₂ のイ
ンダクタンスＬ_S と共に並列共振回路を形成するが、そ
の作用は上記各実施の形態と同様となる。また、フィル
タコンデンサＣ_N は、その一端がフィルタチョークコイ
ルＬ_N とチョークコイルＣＨ₂ の接続点間に接続される
ようにして、商用交流電源ＡＣに対して並列に設けられ
るが、このような接続形態によってもフィルタチョーク
コイルと共にノーマルモードのローパスフィルタを形成
する。

【００６０】上記構成による力率改善整流回路１２で
は、第２の直列共振回路（ＣＨ₁ 、Ｃ_1A）に供給された
スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング回路のスイ
ッチング出力が、チョークコイルＣＨ₁ とチョークコイ
ルＣＨ₂ 間の、磁気結合を介在するようにして、チョー
クコイルＣＨ₂ のインダクタンスＬ_S に得られる整流出
力電圧に対してスイッチング電圧として重畳され、この
スイッチング電圧の重畳によって、整流ダイオード
Ｄ₁₁、Ｄ₁₂では整流電流をスイッチング周期で断続する
ように動作することになる。従って、以降は図１にて説
明したと同様の動作によって交流入力電流の導通角が拡
大されて力率改善が図られることになる。

【００６１】本実施の形態では、上記各実施の形態と同
様にハーフブリッジ結合タイプの自励式による電流共振
形コンバータが備えられているが、その定電圧制御方式
が異なる。この図に示す電源回路の場合、ドライブト
ランスＣＤＴは制御巻線Ｎ_Cが巻装されない構成とさ
れ、従ってスイッチング周波数は固定としてスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動する。そして、この場合には絶
縁トランスＰＲＴにおいて、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線
Ｎ₂ にその巻回方向が直交するように制御巻線Ｎ_C が設
けられた構成とされている。この構成では、二次側の直
流出力電圧Ｅ₁ の変動に応じて可変されたレベルの直流
電流が、制御回路１より制御巻線Ｎ_C に対して制御電流
として供給される。これにより、絶縁トランスＰＲＴで
はその漏洩磁束が可変されて、一次巻線Ｎ₁のインダク
タンスを変化させる。そして、このインダクタンス変化
により、一次側直列共振回路の共振周波数がスイッチン
グ周波数に対して可変制御され、これにより二次側の直
流出力電圧の定電圧化を図ることが可能となる（直列共
振周波数制御方式）。このような構成によっても、スイ
ッチング電流レベルが低減され、先の各実施の形態と同
様の効果を有することになる。

【００６２】図７は、本発明の更に他の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
図１、図３及び図６と同一部分は同一符号を付して説明
を省略する。この図に示す力率改善整流回路１３におい
ては、フィルタチョークコイルＬ_Nと整流ダイオードＤ
₁₁（カソード）、Ｄ₁₂（アノード）の接続点間に対し
て、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが直列に挿
入されている。また、共振用コンデンサＣ₂ は磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対して並列に接続され
て、この二次巻線ＮｉのインダクタンスＬｉと共に並列
共振回路を形成し、上記各実施の形態と同様に、負荷が
軽くなった場合に整流平滑電圧が上昇するのを抑制する
ようにされる。

【００６３】磁気結合トランスＭＣＴは、例えばフェラ
イト材等により形成されるコアに対して、上記二次巻線
Ｎｉと一次巻線Ｎ_O を１：１の巻線比により磁気的に密
結合して形成される。この場合、上記一次巻線Ｎ_O は上
記各実施の形態に示したチョークコイルＣＨ₁ の巻線に
相当し、インダクタンスＬ_O を有するようにされる。そ
して、その一端は第２の直列共振コンデンサＣ_1Aと接続
されて第２の直列共振回路を形成するようにされる。ま
た、他端は一次側アースに接地される。

【００６４】このように構成される力率改善回路１３に
おいては、スイッチング素子Ｑ₁₃、Ｑ₁₄から供給される
スイッチング出力に基づいて、磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ_O のインダクタンスＬ_O にスイッチング電
圧が得られることになる。磁気結合トランスＭＣＴにお
いてはその磁気結合を介して、一次巻線Ｎ_O に得られた
スイッチング電圧を二次巻線Ｎｉに伝送する。磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉは、整流経路に挿入され
ていることから、この二次巻線Ｎｉに励起されたスイッ
チング電圧により、整流経路の整流出力電圧に対してス
イッチング電圧が重畳される。これによって、上記各実
施の形態と同様に、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂、による
整流電流の断続動作を促す結果、交流入力電流の導通角
の拡大されて力率改善が図られることになる。そして、
本実施の形態においても各スイッチング素子に流れるス
イッチング電流が低減されることから、先の実施の形態
である図１の電源回路と同様の効果を有するものとされ
る。

【００６５】なお、本発明のスイッチング電源回路は、
本発明として提示された整流回路系、力率改善回路、及
び電流共振形コンバータの各種タイプの組み合わせなど
は、上記各実施の形態に示す構成のみに限定されるもの
ではなく、例えば、図６あるいは図７等に示した実施の
形態の構成に対して、倍電圧／全波整流動作の切換えが
可能な整流回路系を備えて、本発明のスイッチング電源
回路として構成することは当然可能とされる。また、上
記各実施の形態として示された各部の回路構成も、実際
の使用条件等に応じて変更が可能とされる。さらには、
図示しないが、電流共振形コンバータとしてフルブリッ
ジ結合タイプ（４石のスイッチング素子により形成され
る）を採用することも場合によっては考えられる。ま
た、上記各実施の形態として各図に示した回路構成の細
部においても、実際の使用条件等に応じて、その接続形
態が適宜変更されても構わない。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、倍電圧整
流回路を備えて比較的重負荷に対応可能とされるスイッ
チング電源回路として、例えばハーフブリッジ結合式に
よる電流共振形のスイッチングコンバータに対して、そ
のスイッチング駆動電力を利用してスイッチングを行う
ハーフブリッジ結合式のスイッチング回路のスイッチン
グ出力を、第２の直列共振回路を介して整流経路に帰還
して力率改善を図る構成としたことで、低交流入力電圧
時の交流リップル成分を抑制したうえで、スイッチング
素子に流れるスイッチング電流のピークレベルは、スイ
ッチング回路が設けられない構成の場合と比較してほぼ
１／２程度に低減されることになる。これにより、スイ
ッチング素子としては安価な絶縁パッケージの汎用品を
用いればよくなり、放熱板の取付けもシリコンラバーな
どを介することなく簡略な方法でよくなることから、電
源回路全体としては低コスト化を図ることが可能となる
という効果を有している。また、スイッチング損失が低
下されることから、特に軽負荷に対応する場合にはスイ
ッチング素子に対する放熱板は不要となり、更に低コス
ト化及び回路の小型化も促進される。また、これに伴っ
て汎用品のスイッチング素子を選定しながら、対応可能
な最大負荷電力が拡大されるという効果も有している。

【００６７】また、整流回路系を交流入力電圧がＡＣ１
００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで倍電圧整流／全波整流回
路の切換可能に構成した場合には、ＡＣ１００Ｖ系とＡ
Ｃ２００Ｖとでほぼ同等の力率特性を得ることができ
る。このため、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖに共用し
て対応可能ないわゆるワイドレンジ対応の電源回路とし
てより好適なものを提供することも可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としてのスイッチング電
源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路の動作を
スイッチング周期で示す波形図である。

【図３】他の実施の形態としてのスイッチング電源回路
の構成を示す回路図である。

【図４】図３に示す実施の形態のスイッチング電源回路
の力率特性を示す図である。

【図５】図３に示す実施の形態のスイッチング電源回路
の動作を商用電源周期で示す波形図である。

【図６】更に他の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。

【図７】更に他の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。

【図８】従来例としてのスイッチング電源回路の構成を
示す回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０，１１，１２，１３力率改善整流回路１１Ａ電圧検出回路Ｄ_1A ブリッジ整流回路Ｄ₁₁、Ｄ₁₂、Ｄ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4 整流ダイオード
（高速リカバリ型）Ｃｉ_A 、Ｃｉ_B 平滑コンデンサＰＩＴ（ＰＲＴ）絶縁トランスＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂，Ｑ₁₃，Ｑ₁₄ ス
イッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線ＭＣＴ磁気結合トランスＣ_1A 第２の直列共振コンデンサＣＨ₁ ，ＣＨ₂ チョークコイルＬ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を倍電圧整流して入力された交
流入力電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を生
成する整流手段と、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサの直列
接続により形成される一次側直列共振回路を備え、上記
整流手段より出力される整流平滑電圧を入力してスイッ
チング動作を行い、上記絶縁トランスの二次側から直流
出力電圧を出力する、電流共振形スイッチングコンバー
タ手段と、該電流共振形スイッチングコンバータ手段から整流電流
経路に帰還されるスイッチング出力に基づいて力率改善
を図るようにされた力率改善手段と、上記電流共振形スイッチングコンバータ手段のスイッチ
ング素子と並列に設けられると共に、当該電流共振形ス
イッチングコンバータ手段のスイッチング駆動電力を利
用してスイッチング駆動され、そのスイッチング出力を
力率改善手段に供給するように設けられるスイッチング
回路と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項２】商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧レベルの略２倍に対応する
整流平滑電圧を生成する倍電圧整流回路と、交流入力電
圧レベルに対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回
路との切換えが可能とされる整流手段と、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサの直列
接続により形成される一次側直列共振回路を備え、上記
整流手段より出力される整流平滑電圧を入力してスイッ
チング動作を行い、上記絶縁トランスの二次側から直流
出力電圧を出力する、電流共振形スイッチングコンバー
タ手段と、該電流共振形スイッチングコンバータ手段から整流電流
経路に帰還されるスイッチング出力に基づいて力率改善
を図るようにされた力率改善手段と、上記電流共振形スイッチングコンバータ手段のスイッチ
ング素子と並列に設けられると共に、当該電流共振形ス
イッチングコンバータ手段のスイッチング駆動電力を利
用してスイッチング駆動され、そのスイッチング出力を
力率改善手段に供給するように設けられるスイッチング
回路と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項３】上記電流共振形スイッチングコンバータ
手段及び上記スイッチング回路は、２石のスイッチング
素子をハーフブリッジ結合して構成されていることを特
徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電
源回路。
【請求項４】上記力率改善手段は、上記整流手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とす
ると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョークコイル及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、上記スイッチング回路の出力と接続されるチョークコイ
ルと、該チョークコイルと共に直列共振回路を形成し、チョー
クコイルに供給されるスイッチング出力を整流電流経路
に印加するように設けられる結合コンデンサと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１又は
請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記整流手段を形成する整流素子に対し
て共振用コンデンサが並列に設けられることを特徴とす
る請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記力率改善手段は、上記整流手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とす
ると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョークコイル及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、整流電流経路に直列に挿入される第１のチョークコイル
と、上記スイッチング回路の出力と接続される第２のチョー
クコイルと、上記第２のチョークコイルと共に直列共振回路を形成
し、第２のチョークコイルに供給されるスイッチング出
力を整流電流経路に印加するように設けられる結合コン
デンサと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１又は
請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記第１のチョークコイルに対して並列
に共振用コンデンサが設けられることを特徴とする請求
項６に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】上記力率改善手段は、上記整流手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とす
ると共に、商用電源に対して設けられるフィルタチョークコイル及
びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
スフィルタと、上記スイッチング回路の出力と接続される直列共振巻線
と、上記第２のチョークコイルと共に直列共振回路を形成す
るように設けられる結合コンデンサと、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列に挿入される
重畳巻線を磁気的に密結合するようにして形成される磁
気結合トランスと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１又は
請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】上記重畳巻線に対して並列に共振用コン
デンサが設けられていることを特徴とする請求項８に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は、自励発振回路を備えてスイッチング動作を行
う自励式とされていることを特徴とする請求項１乃至請
求項９の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】上記電流共振形スイッチングコンバー
タ手段は、他励発振回路を備えてスイッチング動作を行
う他励式とされていることを特徴とする請求項１乃至請
求項９の何れかに記載のスイッチング電源回路。