JPH0914337A - 振動騒音制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 極低温環境下においても振動騒音低減化を図
り、且つ消費電力の増大を回避して耐久性向上を図るこ
とができるようにした。 【構成】 制御が開始すると周波数の計測を開始し（Ｓ
１）、ｚテーブルの検索を行なう（Ｓ２）。ｚテーブル
により検索されたインピーダンスｚに基づいて上限フィ
ルタ係数Ｗmax を算出し（Ｓ３）、通常時のフィルタ係
数更新を行う（Ｓ４）。次いで、Ｗフィルタのフィルタ
係数の平均値（Ｗ）ave を算出し、該平均値（Ｗ）ave
が前記Ｗmax 値より大きいときはフィルタ係数Ｗを前記
Ｗmax値に設定する（Ｓ５→Ｓ６）。この時Ｗフィルタ
の更新に対して規格化を行いフィルタ係数ＷをＷmax 値
に維持させる。そして、Ｗmax 値と更新量ΔＷとの内積
が「０」以下になったときに通常制御モードに戻る（Ｓ
４）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振動騒音制御装置に関
し、より詳しくは回転体等の振動騒音源から発する周期
性又は擬似周期性を有する振動騒音を能動的に制御し、
これら振動騒音の低減化を図ることができる振動騒音制
御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、エンジン等の振動騒音源にゴ
ム等の弾性体を固着し、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）
等の電気駆動式アクチュエータを駆動させることにより
前記振動騒音源の振動に応じて前記弾性体を伸縮させる
ようにした自己伸縮型エンジンマウントが知られている
（例えば、特開昭６０−８５４０号公報）。

【０００３】上記自己伸縮型エンジンマウントは、液体
が充填された液室を有し、前記振動騒音源の振動に応じ
て液室内の液体圧力を前記電気駆動式アクチュエータに
より変化させることにより、前記振動騒音源側に固定さ
れた弾性体が伸縮して前記振動騒音源の振動騒音が車体
フレーム等の基台に伝達されるのを防止している。

【０００４】また、近年においては、適応型デジタルフ
ィルタ(Adaptive Digital Filter:以下、「ＡＤＦ」と
いう）を使用して振動騒音源から発生する振動騒音を減
衰させ、該振動騒音の更なる低減化を図る能動的振動騒
音制御装置の開発も盛んに行なわれいる。

【０００５】この種の振動騒音制御装置として、本願出
願人も、前記自己伸縮型エンジンマウントを振動騒音伝
達経路に配し、さらに前記振動騒音源の各構成部位に特
有の振動騒音周期に対して単一周期の正弦波を生成する
と共に該正弦波に対し所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦
波を生成し、これら正弦波及び遅延正弦波をＡＤＦに入
力して適応制御を実行するようにした振動騒音制御装置
を既に提案している（特開平６−２７４１８５号）。

【０００６】該振動騒音制御装置は、ＡＤＦとして有限
長インパルス応答（Finite ImpulseResponse:ＦＩＲ）
形のタップ数が「１」のフィルタ（以下、「Ｗフィル
タ」という）を２系統使用し、前記正弦波と該正弦波に
対して所定遅延周期Ｋ（例えば、Ｋ＝１／４）を有する
遅延正弦波を前記Ｗフィルタに入力して該Ｗフィルタの
フィルタ係数を更新し適応制御を行っている。そして、
これにより振動騒音伝達系に起因する位相遅れが生じて
もフィルタ係数を発散させることなく短時間で収束させ
ることができ、収束性の優れた振動騒音制御を実現して
いる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記自
己伸縮型エンジンマウントを搭載した振動騒音制御装置
においては、常温時には消費電力は自己伸縮型エンジン
マウント１個当たり高々数Ｗ程度で済むものの、極低温
環境下（例えば、−２０℃）では振動騒音源に固定され
ているゴム等の弾性体の硬度が極端に増大するため、常
温時と同様の処理を行うとアクチュエータの消費電力が
増大するという欠点があった。しかも、この消費電力の
増大は、弾性体の硬度に比較して極端に増大する傾向に
あり、例えば、弾性体の硬度が常温時に比し３倍強程度
のときであっても消費電力は約１０倍程度になる。この
ため自己伸縮型エンジンマウントを搭載して適応制御を
行うこの種の振動騒音制御装置においては、従来より次
のような問題点があった。すなわち、 極低温環境下での状態が長時間持続した状態で自己伸
縮型エンジンマウントを駆動させるとアクチュエータが
熱的に耐久限界を越える虞がある。

【０００８】消費電力が増大し、経済的に悪影響を及
ぼす等の問題点があった。

【０００９】一方、この種の振動騒音制御装置において
消費電力を制御する技術としては、電気負荷装置等各種
の電気装置が充放電バランスを崩すような出力値となっ
た場合の消費電力の増大等を防ぐべく、所定条件下で自
己伸縮型エンジンマウントの駆動を停止させる技術が提
案されている（例えば、特開平５−３１９１０９号公
報）。

【００１０】かかる技術を上記振動騒音制御装置に適用
し、極低温環境下での自己伸縮型エンジンマウントの駆
動を停止して消費電力の節約やアクチュエータを保護す
ることも考えられるが、これでは極低温環境下での振動
騒音制御が全く実行されないこととなり、寒冷地等での
使用者に対して配慮を欠くこととなる。

【００１１】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであって、極低温環境下においても或る程度の振動
騒音低減化を図りつつ、消費電力の増大を回避して耐久
性向上を図ることができる振動騒音制御装置を提供する
ことを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、周期性又は擬似周期性を有する少なくとも
回転体を含む振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音
周期に応じた駆動周期信号を検出する駆動周期信号検出
手段と、前記駆動周期信号の発生間隔に対して単一周期
の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦
波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成し
出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記遅
延正弦波を入力して前記振動騒音源に対する制御信号を
生成し出力する第１のフィルタ手段と、前記制御信号を
駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエータを具備し
て振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エンジンマウ
ントと、前記電気駆動式アクチュエータにより発生する
駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基づ
いて生成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段
と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２の
フィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前
記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第
１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差
信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフ
ィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動
騒音制御装置において、前記電気駆動式アクチュエータ
の電気端子から見込まれるインピーダンスの値を前記振
動騒音源の制御周波数に対応して格納するインピーダン
ス格納手段と、前記インピーダンスに基づいて前記電気
駆動式アクチュエータの消費電力を制御する消費電力制
御手段とを有していることを特徴としている。

【００１３】また、前記消費電力制御手段は、具体的に
は、前記インピーダンスに基づいて前記第１のフィルタ
手段の上限フィルタ係数を設定する上限フィルタ係数設
定手段と、前記制御信号更新手段により更新された更新
フィルタ係数を順次記憶するフィルタ係数記憶手段と、
前記フィルタ係数記憶手段に記憶された更新フィルタ係
数の所定更新回数分の移動平均値が前記上限フィルタ係
数以上のときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数
を前記上限フィルタ係数に制御するフィルタ係数制限手
段とを備えていることを特徴としている。

【００１４】さらに、本発明は、前記制御信号更新手段
により新たに更新される更新フィルタ係数のベクトルと
上限フィルタ係数のベクトルとを比較する比較手段を有
し、前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較
結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限
フィルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは
前記第１のフィルタ手段のフィルタ手段のフィルタ係数
ベクトルを向きはそのままにして前記上限フィルタ係数
ベクトルの大きさに規格化する規格化手段を有している
ことを特徴とし、さらに前記比較手段の比較結果により
前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係
数のベクトルより小さいと判断されたときは前記フィル
タ係数制限手段によるフィルタ係数の更新量制限を解除
する解除手段を具備していることを特徴としている。

【００１５】具体的には、前回の更新フィルタ係数と今
回の更新フィルタ係数との偏差ベクトルを算出する偏差
ベクトル算出手段を有し、前記解除手段は、前記上限フ
ィルタ係数のベクトルと前記偏差ベクトルとの内積の所
定更新回数分における移動平均値が「０」以下のときに
前記フィルタ係数の制限を解除することを特徴としてい
る。

【００１６】さらに、前記電気駆動式アクチュエータの
電気端子から見込まれるインピーダンスを、予め所定周
波数毎に同定して前記インピーダンス格納手段に格納す
ることを特徴としている。

【００１７】また、前記第１のフィルタ手段は、具体的
には、タップ数が１タップの適応型デジタルフィルタが
２つで構成されていることを特徴とし、前記所定遅延周
期Ｋは、「１／４」に設定されることを特徴としてい
る。

【００１８】

【作用】一般に電気駆動式アクチュエータを備えた自己
伸縮型エンジンマウントにおいては、振動騒音源の振動
に伴って電気駆動式アクチュエータも振動するため、所
謂逆起電力が発生する。したがって、自己伸縮型エンジ
ンマウントを駆動する電源としては、自己伸縮型エンジ
ンマウントに制御信号を供給するための電源以外に逆起
電力が存在すると考えられる。しかしながら、現実には
前記逆起電力は熱的耐久性の点からは無視できる程度の
電力量しか存在しないため、消費電力については制御信
号を供給するための電源のみを考慮すればよいと考えら
れる。

【００１９】すなわち、自己伸縮型エンジンマウントの
消費電力は、電気駆動式アクチュエータへの印加電圧と
該電気駆動式アクチュエータの端子から見込んだインピ
ーダンスｚにより決定されると考えて差し支えない。

【００２０】ところで、インピーダンスｚは、抵抗を
Ｒ、角周波数をω、インダクタンスをＬとすると複素平
面上で数式（１）のように表され、さらに、前記インピ
ーダンスｚは振動騒音源の共振等により周波数ｆに応じ
て異なるため、分散性を有すると考えられ、したがっ
て、インピーダンスｚは数式（２）に示すように、周波
数ｆの関数として与えられる。

【００２１】 ｚ＝Ｒ＋ｊωＬ ＝Ｒ＋ｊＸ ……（１） ｚ＝ｚ（ｆ） ……（２） ここで、Ｘ＝ωＬである。

【００２２】したがって、前記電気駆動式アクチュエー
タへの印加電圧の最大値（波高値）である最大印加電圧
Ｖmax のときの消費電力、すなわち最大消費電力Ｐmax
は数式（３）で表され、逆に最大印加電圧Ｖmax は数式
（３）を変形することにより、数式（４）で表される。

【００２３】

【数１】 ここで、Ｒｅ〔ｚ（ｆ）〕は複素表示されたインピーダ
ンスｚの実数部を示す。そして、これにより、最大消費
電力Ｐmax とインピーダンスｚにより最大印加電圧Ｖma
x が算出されることが理解される。

【００２４】ところで、本願出願人が先に提案した特開
平６−２７４１８５のように、第１のフィルタ手段とし
て２タップのＡＤＦを使用し、該ＡＤＦに正弦波及び該
正弦波に対して所定遅延周期Ｋ（＝１／４）を有する遅
延正弦波を前記ＡＤＦに入力してフィルタ係数の更新を
行う場合、前記第１のフィルタ手段から出力される制御
信号は増幅されて正弦波状の電圧信号となり、前記電気
駆動式アクチュエータに印加され、これにより自己伸縮
型エンジンマウントが駆動される。

【００２５】したがって、最大印加電圧ベクトルＶmax
は、最大印加電圧Ｖmax 時のフィルタ係数ベクトル、す
なわち上限フィルタ係数ベクトルをベクトルＷmax 、振
動騒音源の駆動動作を制御する制御手段の利得をＧｅ、
電気駆動式アクチュエータを駆動させるための増幅器の
利得をＧａとすると、数式（５）で表され、一方数式
（５）から上限フィルタ係数Ｗｍａｘのベクトルの大き
さは数式（６）で表わされる。

【００２６】

【数２】 ここで、Ｗmax₁は２タップからなる第１のフィルタ手段
の一方のフィルタ係数の上限値（第１の上限フィルタ係
数）を示し、Ｗmax₂は他方のフィルタ係数の上限値（第
２の上限フィルタ係数）を示している。

【００２７】これにより、最大消費電力Ｐmax は、最大
印加電圧Ｖmax により決定され、該最大印加電圧Ｖmax
は上限フィルタ係数Ｗmax の大きさにより決定されるこ
とが理解される。したがって、第１のフィルタ手段のフ
ィルタ係数Ｗの更新値に規制を設けて制御を実行するこ
とにより、電気駆動式アクチュエータの消費電力Ｐを一
定値に維持することが可能となる。

【００２８】図１６は２タップからなる第１のフィルタ
手段のフィルタ係数ＷをＸＹ平面上で表示したものであ
り、２個のフィルタ係数Ｗの内、横軸が第１のフィルタ
係数Ｗ₀ を示し、縦軸が第２のフィルタ係数Ｗ₁ を示し
ている。

【００２９】極低温環境下において、消費電力制限を行
わずに通常制御を行ったときには、第１及び第２のフィ
ルタ係数Ｗ₀ 、Ｗ₁ は、制御信号更新手段により徐々に
成長し、最適フィルタ係数ベクトルＷopt＝〔Ｗopt₀ ，
Ｗopt₁ 〕（点ａで示す）を終点として収束する。した
がって、消費電力を制御するときは最大消費電力Ｐmax
によって決定される等Ｗ円１００上の軌跡を上限フィル
タ係数ベクトルＷmax（＝〔Ｗmax₀ ，Ｗmax₁ 〕）の終
点として、上限フィルタ係数Ｗmax の大きさを設定維持
することにより消費電力Ｐを一定値に維持することがで
きる。

【００３０】すなわち、本発明によれば、電気駆動式ア
クチュエータの電気端子から見込まれるインピーダンス
を予め同定してインピーダンス格納手段に格納してお
き、第１のフィルタ手段のフィルタ係数の更新値、すな
わち更新フィルタ係数が前記インピーダンスに基づいて
設定される上限フィルタ係数を越えないように規制して
いるので、消費電力Ｐを一定値に維持することが可能と
なる。しかも更新フィルタ係数の所定更新回数分の移動
平均値と前記上限フィルタ係数とを比較してフィルタ係
数を制限しているので、更新フィルタ係数が統計的に上
限フィルタ係数以上のときに制御モードは通常制御モー
ドから消費電力制御モードに移行する。

【００３１】一方、回転体上における駆動周期信号の検
出位置は通常は前記振動騒音源が駆動する毎に異なるた
め、特定の駆動周期信号と振動騒音伝達経路における伝
達特性との位相関係は一定になることはほとんどなく、
したがって、最大消費電力Ｐmax に対する最大印加電圧
Ｖmax は一定値となるものの、第１のフィルタ手段の上
限フィルタ係数ベクトルＷmax は振動騒音源が駆動する
毎に異なる方向を向くのが通常であり、且つその方向は
その時々で一意に定まる最適フィルタ係数ベクトルＷop
t＝〔Ｗopt₀ ，Ｗopt₁ 〕の方向を向く。したがって、
消費電力を制御するときはフィルタ係数ベクトルＷの終
点が等Ｗ円１００上の上限フィルタ係数ベクトルＷmax
となるように毎回の更新時にフィルタ係数ベクトルＷを
前記上限フィルタ係数ベクトルＷmax に規格化すること
により、消費電力Ｐを一定値に維持する必要がある。

【００３２】すなわち、本発明では規格化手段を設けて
いるので、第１のフィルタ手段のフィルタ係数Ｗは消費
電力制御モードにおいては常に上限フィルタ係数Ｗmax
に制限維持される。

【００３３】また、更新フィルタ係数のベクトルが上限
フィルタ係数のベクトルより小さいとき、すなわち所定
更新回数分における前記上限フィルタ係数ベクトルと前
記偏差ベクトルとの内積の移動平均値が「０」以下のと
きは、前記フィルタ係数を上限フィルタ係数に制限する
ことを解除するので、フィルタ係数ベクトルＷが統計的
に上限フィルタ係数ベクトルＷmax 以下のときは通常制
御モードに復帰することが可能となる。

【００３４】そして、通常制御モードでは、単一周期の
正弦波と該正弦波に対し所定遅延周期Ｋ（＝１／４）を
有する遅延正弦波とを第１のフィルタ手段に入力してい
るので、２タップからなる適応型デジタルフィルタのう
ちの一方のタップが正弦波に基づいて係数更新され、他
のタップが遅延正弦波に基づいて係数更新され、したが
って位相遅れが生じても短時間でフィルタ係数を収束さ
せることができる。

【００３５】

【実施例】以下、本発明に係る振動騒音制御装置を自動
車等の車輌に適用した場合について、その実施例を図面
に基づき詳説する。

【００３６】図中、１は例えば４気筒を有する車輌駆動
用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単に
「エンジン」という）であって、該エンジン１のクラン
ク軸に一体的に嵌合されたフライホイールの近傍には回
転検出センサ２が設けられている。そして、該回転検出
センサ２はフライホイールのリングギヤを検出し、その
出力信号（パルス信号Ｘ）を電子コントールユニット
（以下、「ＥＣＵ」という）（利得Ｇｅ）３に供給す
る。

【００３７】また、エンジン１の前部及び後部には１対
の自己伸縮型エンジンマウント４ａ、４ｂが配設されて
いる。具体的には、前記自己伸縮型エンジンマウント４
ａ、４ｂは、その上端が弾性ゴム５ａ、５ｂを介して、
エンジン１（振動騒音源）に接続されると共に、下端は
車体フレーム６（基台）に支持されている。

【００３８】さらに、前記自己伸縮型エンジンマウント
４ａ，４ｂには電気駆動式アクチュエータとしてのボイ
スコイルモータ（ＶＣＭ）７ａ、７ｂが内有され、エン
ジンの振動に応じてＥＣＵ３からの信号によりエンジン
の振動を制御する。すなわち、自己伸縮型エンジンマウ
ント４ａ、４ｂは、液体が充填された液室（図示せず）
を内有し、ＶＣＭ７ａ，７ｂを駆動させることにより、
エンジン１（振動騒音源）側に固定された弾性ゴム５
ａ，５ｂを介して振動源の振動が車体フレーム６（基
台）に伝達されるのを防止する。

【００３９】ＥＣＵ３は、回転検出センサ２等からの入
力信号を波形整形して電圧レベルを所定レベルに修正
し、アナログ信号値をデジタル信号値に変換する等の機
能を有する入力回路３ａと、後述する消費電力制御等所
定の演算プログラムを実行する中央演算処理回路（以下
「ＣＰＵ」という）３ｂと、該ＣＰＵ３ｂで実行される
各種演算プログラムや前記ＶＣＭ７ａ、７ｂの電気端子
から見込んだインピーダンスｚが記憶されたＲＯＭ及び
後述するフィルタ係数の更新情報等の演算結果を記憶す
るＲＡＭを備えた記憶手段３ｃと、ＶＣＭ７ａ，７ｂや
後述する振動騒音制御系８に出力信号を供給する出力回
路３ｄとを備えている。

【００４０】また、前記ＣＰＵ３ｂは、回転検出センサ
２からのパルス信号Ｘに基づいてエンジン１の各構成部
位（動弁系、燃焼室等）に特有の振動騒音周期Ｔｒに応
じたタイミングパルス信号Ｙを生成すると共に該タイミ
ングパルス信号Ｙの発生間隔を例えば、３２分周に分周
してサンプリングパルス信号Ｐｓを生成し、これらタイ
ミングパルス信号Ｙ及びサンプリングパルス信号Ｐｓを
振動騒音制御系８に供給する。

【００４１】また、自己伸縮型エンジンマウント４ａ，
４ｂの近傍には振動エラーセンサ９が設けられ、該振動
エラーセンサ９は振動騒音制御系８に接続されている。

【００４２】そして、振動騒音制御系８は振動エラーセ
ンサ９から出力される誤差信号が最小値となるように適
応制御を行う。

【００４３】次に、振動騒音制御系８の詳細を図２に基
づいて述べる。

【００４４】振動騒音制御系８は、前記タイミングパル
ス信号Ｙ₁、Ｙ₂をトリガ信号として適応制御を行う高速
演算可能なＤＳＰ（Digital Signal Processor) １０
と、該ＤＳＰ１０から出力される制御信号Ｑ（デジタル
信号）が通過する振動騒音伝達系１１と、前記振動エラ
ーセンサ９から出力されたアナログ誤差信号εをデジタ
ル誤差信号ε′に変換して前記ＤＳＰ１０にフィードバ
ックするＡ／Ｄコンバータ１２とを主要部として構成さ
れている。

【００４５】前記振動騒音伝達系１１は、ＤＳＰ１０か
ら出力される制御信号Ｑをアナログ信号に変換するＤ／
Ａコンバータ１３と、該Ｄ／Ａコンバータ１５の出力信
号（矩形信号）を平滑化するためのローパスフィルタ１
４と、該ローパスフィルタ１４からの出力信号を増幅す
る増幅器１５（利得Ｇａ）と、上記したＶＣＭ７ａ（７
ｂ）とが配設されている。そして、これら振動騒音伝達
系１１、振動エラーセンサ９及びＡ／Ｄコンバータ１２
更にはＤＳＰ１０等の各構成要素は、前記サンプリング
パルス信号Ｐｓにより、その動作が制御される。

【００４６】ＤＳＰ１０は、エンジンの各構成部位に特
有の振動騒音周期Ｔｒに応じた適応制御が可能となるよ
うに２個の適応制御回路１６₁、１６₂と、該適応制御回
路１６₁、１６₂から出力される夫々の制御信号Ｑ₁、Ｑ₂
を加算する加算器１７とが内蔵されている。さらに該適
応制御回路１６₁、１６₂は、前記タイミングパルス信号
Ｙ₁、Ｙ₂の発生間隔に基づいて基準信号Ｕ₁、Ｕ₂を生成
する基準信号生成回路１８₁、１８₂と、前記基準信号Ｕ
₁、Ｕ₂をフィルタリングするタップ数が夫々「２」のＡ
ＤＦとしてのＷフィルタ１９₁、１９₂（第１のフィルタ
手段）と、Ｗフィルタ１９₁、１９₂のフィルタ係数を更
新するための演算処理を行う適応アルゴリズムとしての
ＬＭＳ（Least Mean Square)処理部２０₁、２０₂（制御
信号更新手段）と、前記振動騒音伝達系１１に起因して
生じる伝達特性の位相振幅変化を補正する伝達特性補正
手段（以下、「Ｃフィルタ」という）２１₁、２１₂（第
２のフィルタ手段）とを備えている。

【００４７】上記タイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂の内、
タイミングパルス信号Ｙ₁は、エンジンの回転に同期し
て規則的に発生するピストン系等クランク軸周囲の振動
騒音周期Ｔｒに対してその一周期毎に発生し、タイミン
グパルス信号Ｙ₂は、燃焼状態に応じて不規則に発生す
る爆発圧（加振力）等の振動騒音周期Ｔｒに対してその
一周期毎に発生する。すなわち、タイミングパルス信号
Ｙ₁はクランク軸の振動騒音周期Ｔｒであるクランク軸
が１回転する毎に１回発生し（１次振動成分）、またク
ランク軸が２回転する間に４回の爆発行程があるため、
タイミングパルス信号Ｙ₂はクランク軸が０．５回転す
る毎に１回発生する（２次振動成分）。そして、斯かる
２次振動次数成分と１次振動次数成分とを区分して適応
制御を行うことにより、振動騒音をより効果的に低減す
ることができる。すなわち、このように振動騒音源であ
るエンジン１の各構成部位に関して複数の振動成分毎に
区分し、各振動成分毎に適応制御を行うことにより、よ
り効果的な振動騒音の低減化を図ることができる。

【００４８】以下、一次振動成分に関するタイミングパ
ルス信号Ｙ₁の発生間隔に応じて振動制御する場合につ
いて詳述するが、二次振動成分に関するタイミングパル
スＹ₂についても同様である。

【００４９】図３はタイミングパルス信号Ｙ₁の入力タ
イミングに応じて適応制御を行う場合の詳細を示すブロ
ック構成図である。

【００５０】基準信号生成回路１８₁は、タイミングパ
ルス信号Ｙ₁の発生間隔に応じた単一周期の正弦波信号
Ｕ₁₀を生成する正弦波生成回路１８₁₀と、前記正弦波に
対してπ／２（１／４周期）の位相遅れを有する遅延正
弦波信号Ｕ₁₁を生成する遅延正弦波生成回路１８₁₁とを
備えている。尚、図３において、正弦波生成回路１８₁₀
で余弦波信号を生成し、遅延正弦波生成回路１８₁₁で正
弦波信号を生成するように図示されているが、これは実
際上、正弦波の方が余弦波に比しπ／２の位相遅れを有
しているためであり、換言すれば余弦波の方は正弦波に
比しπ／２（１／４周期）だけ進んでいるためであり、
以下に述べる説明の都合を考慮し、便宜上の理由から上
述の如く図示したものである。すなわち、遅延正弦波生
成回路１８₁₁からの出力信号が正弦波生成回路１８₁₀か
らの出力信号に比し、π／２の位相遅れを有しているこ
とを明確に示すために、図面上、正弦波生成回路１８₁₀
で余弦波信号が生成され、遅延正弦波生成回路１８₁₁で
正弦波信号が生成されているように示している。

【００５１】Ｃフィルタ２１₁は、正弦波生成回路１８
₁₀から出力された正弦波信号Ｕ₁₀に対して振動騒音伝達
系１１の伝達特性を表現する第１の参照信号ｒ₁₀を作成
する第１の参照信号作成手段２１₁₀と、遅延正弦波生成
回路１８₁₁から出力された遅延正弦波信号Ｕ₁₁に対して
振動騒音伝達系１１の伝達特性を表現する第２の参照信
号ｒ₁₁を作成する第２の参照信号作成手段２１₁₁とを備
えている。

【００５２】具体的には、第１の参照信号作成手段２１
₁₀は、余弦波成分に対応する第１の位相情報Ｃ₀ を格納
した第１の位相情報格納手段２２と、正弦波成分に対応
する第２の位相情報Ｃ₁ を格納した第２の位相情報格納
手段２３と、加算器２４とを有し、加算器２４では前記
第１の位相情報格納手段２２で読み出された第１の位相
情報Ｃ₀ 及び前記第２の位相情報格納手段２３で読み出
された第２の位相情報Ｃ₁ に基づき、数式（７）により
第１の参照信号ｒ₁₀が生成される。

【００５３】 ｒ₁₀（ｎ）＝Ｃ₀cos(ωｎ) ＋Ｃ₁sin(ωｎ) ……（７） 同様に、第２の参照信号作成手段２１₁₁も、第１及び第
２の位相情報格納手段２５、２６と加算器２７とを有
し、加算器２７では数式（８）に基づき第２の参照信号
ｒ₁₁が生成される。

【００５４】 ｒ₁₁（ｎ）＝Ｃ₀cos(ωｎ) −Ｃ₁sin(ωｎ) ……（８） また、Ｗフィルタ１９₁は、所定の積和演算が施されて
Ｗフィルタの第１及び第２のフィルタ係数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁を
更新する係数更新部２８と、該係数更新部２２により更
新された制御信号Ｗ₁を振動騒音伝達系１１に供給する
加算器２９とを有している。尚、第１及び第２のフィル
タ係数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁の算出については後述する。

【００５５】しかして、本振動騒音制御装置は、ＶＣＭ
７ａ、７ｂの電気端子から見込まれるインピーダンスが
予め記憶手段３ｃ（インピーダンス格納手段）に記憶さ
れており、さらにＣＰＵ３ｂは、該記憶手段３ｃに記憶
されたインピーダンスｚに基づき消費電力の制御を行
う。

【００５６】すなわち、前記インピーダンスｚは予め所
定周波数毎に同定されて前記記憶手段３ｃに格納されて
いる。具体的には、図４に示すように、正弦波発生器５
１とＶＣＭ５２とを接続し、ＶＣＭ５２の端子からＶＣ
Ｍ５２に電流を供給し、所定周波数毎に該周波数に応じ
たインピーダンスｚ（＝ｚ（ｆ））を計測して同定し、
これら同定したインピーダンスｚがｚテーブルとして記
憶手段３ｃに記憶される。すなわち、インピーダンスｚ
は、〔作用〕の項で述べたように、数式（１）で示され
る。

【００５７】ｚ＝Ｒ＋ｊＸ ……（１） そして、正弦波発生器５１から発生する正弦波の周波数
毎にインピーダンス同定が実行され、図５に示すよう
に、該同定されたインピーダンスｚが、その周波数（…
…、Ｆ１０、Ｆ１１、Ｆ１２、……）毎に、例えば１Ｈ
ｚ毎に、実数部Ｒ（Ω）（……、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１
２、……）と虚数部Ｘ（Ω）（……、Ｘ１０、Ｘ１１、
Ｘ１２、……）とに区分されてｚテーブルとして記憶さ
れている。

【００５８】図６は消費電力の制御を行う消費電力制御
ルーチンのフローチャートであって、本プログラムは不
図示のイグニッション・スイッチのオンと同期して実行
され、イグニッションスイッチのオフにより終了する。

【００５９】イグニッション・スイッチがオンするとエ
ンジン１から発する周波数の計測が開始され（ステップ
Ｓ１）、次いで、前記ｚテーブル（図５）の検索が行わ
れる（ステップＳ２）。そして、ステップＳ３ではｚテ
ーブルにより検索されたインピーダンスｚに基づいて上
限フィルタ係数ベクトルＷmax を算出する。すなわち、
ｚテーブルを検索して周波数ｆに応じたインピーダンス
ｚ（＝Ｒ＋ｊＸ）を読み出し、次いで、予め定められた
最大消費電力Ｐmax 及びインピーダンスｚを前記数式
（４）に代入して最大印加電圧Ｖmax を算出し、さら
に、斯かる最大印加電圧Ｖmax の大きさに基づいて数式
（６）により上限フィルタ係数ベクトルＷmax の大きさ
を決定する。

【００６０】次いで、ステップＳ４ではＬＭＳ処理部２
０₁ で数式（９）及び数式（１０）に基づきＷフィルタ
１９₁ の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁を更新
し、これら更新された第１及び第２のフィルタ係数
Ｗ₁₀、Ｗ₁₁（更新フィルタ係数）を順次記憶手段３ｃに
記憶してゆく。

【００６１】 Ｗ₁₀（ｎ＋１）＝Ｗ₁₀（ｎ）−２μ×ε′（ｎ）×ｒ₁₀（ｎ） …（９） Ｗ₁₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁₁（ｎ）−２μ×ε′（ｎ）×ｒ₁₁（ｎ） …（１０） ここで、μは毎回の更新補正量を規制するステップサイ
ズパラメータであって、所定値に設定される。

【００６２】次いで、ステップＳ５では所定更新回数ｐ
（例えば、１０回）のＷフィルタのフィルタ係数の平均
値（Ｗ）ave が前記上限フィルタ係数Ｗmax より大きい
か否かを判断し、ステップＳ５の答が否定（Ｎｏ）のと
きはステップＳ３に戻って通常のフィルタ係数更新を実
行する一方、ステップＳ５の答が肯定（Ｙｅｓ）のとき
はステップＳ６に進み、消費電力制御モードに移行す
る。すなわち、Ｗフィルタ１９₁ の第１及び第２のフィ
ルタ係数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁はＬＭＳ処理部２０₁ で適応アルゴ
リズムにしたがって更新されるため、上限フィルタ係数
Ｗmax への到達が統計的に成立するときに消費電力制御
モードに移行すべきである。そこで、所定更新回数ｐ
（例えば、１０回）のＷフィルタのフィルタ係数の平均
値（Ｗ）aveが前記上限フィルタ係数Ｗmax より大きく
なったときに消費電力制御モードに移行するようにして
いる。このように、ステップＳ６ではＷフィルタのフィ
ルタ係数Ｗを上限フィルタ係数Ｗmax に設定して消費電
力を制御している。

【００６３】以後の処理においてもステップＳ５の答が
肯定（Ｙｅｓ）のときは常にＷフィルタのフィルタ係数
Ｗが上限フィルタ係数Ｗmax に設定されることとなり、
次に上限フィルタ係数Ｗmax を一定値に維持するための
演算手法について図７を参照しながら解説する。

【００６４】通常制御モードにおける離散時間ｎでの最
適フィルタ係数ベクトルをベクトルＷopt(n)（＝〔Ｗop
t ₁₀（ｎ），Ｗopt ₁₁（ｎ）〕）とすると、消費電力制
御モードにおいては最適フィルタ係数ベクトルＷopt
（ｎ）と同一直線上における等Ｗ円３０上の上限フィル
タ係数ベクトルＷmax （ｎ）が離散時間ｎでのフィルタ
係数ベクトルＷとなる。

【００６５】次に、離散時間ｎ＋１において、Ｗフィル
タ１９₁ のフィルタ係数ベクトルＷは、通常制御モード
では最適フィルタ係数ベクトルＷopt(ｎ＋１）（＝〔Ｗ
opt₁₀（ｎ＋１），Ｗopt ₁₁（ｎ＋１）〕）を終点とし
て収束すると仮定すると、消費電力制御モードでは複数
回のフィルタ係数更新を経て等Ｗ円３０上であって最適
フィルタ係数ベクトルＷopt(ｎ＋１）の直線上の上限フ
ィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ＋ｍ）が終点となるべき
である。

【００６６】一方、Ｗフィルタ１９₁ の更新量ベクトル
ΔＷ（ｎ）（＝〔ΔＷ₁₀（ｎ），ΔＷ₁₁（ｎ）〕は、こ
の図７に示すように、最適フィルタ係数ベクトルＷopt
(ｎ＋１）の方向を向く。すなわち、今回のフィルタ係
数ベクトルＷ（ｎ＋１）は、前回の上限フィルタ係数ベ
クトルＷmax （ｎ）と前回の更新量ベクトルΔＷ（ｎ）
のベクトル和となる。そして、時更新量ベクトルΔＷ
（ｎ＋１）、ΔＷ（ｎ＋２）、……、は、毎回の更新に
おいて得られる夫々のベクトルＷmax （ｎ＋１）、Ｗma
x （ｎ＋２）、……、と角度φをなすような方向、すな
わちベクトルＷopt(ｎ＋１）の方向に向く。

【００６７】ここで、更新量ΔＷ₁₀、ΔＷ₁₁は、数式
（９）、（１０）を変形して数式（１１）、（１２）で
表される。

【００６８】 ΔＷ₁₀＝Ｗ₁₀（ｎ＋１）−Ｗ₁₀（ｎ） ＝−２μ×ε′（ｎ）×ｒ₁₀（ｎ） …（１１） ΔＷ₁₁＝Ｗ₁₁（ｎ＋１）−Ｗ₁₁（ｎ） ＝−２μ×ε′（ｎ）×ｒ₁₁（ｎ） …（１２） したがって、前回の上限フィルタ係数ベクトルＷmax
（ｎ）に対して更新量ベトルΔＷ（ｎ）だけフィルタ係
数の更新が行われたときのフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ
＋１）（今回の上限フィルタ係数Ｗmax （ｎ＋１）の延
長線上に位置する）は、数式（１３）で表される。

【００６９】

【数３】 したがって、数式（１４）に示すように、ベクトルＷ
（ｎ＋１）を等Ｗ円３０上のベクトルＷmax に規格化す
ることができる。

【００７０】

【数４】 そしてこれにより、消費電力制御モードにおいては、Ｗ
フィルタ１９₁ のフィルタ係数Ｗは常に上限フィルタ係
数Ｗmax に維持制限されることとなる。

【００７１】次に、ステップＳ７に進み、前回の上限フ
ィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ）と前回の更新量ベクト
ルΔＷ（ｎ）のベクトル和が今回の更新されるべきフィ
ルタ係数ベクトルＷ（ｎ＋１）より小さいか否かを判断
する。そして、その答が肯定（Ｙｅｓ）のときは今回の
更新されたフィルタ係数は上限フィルタ係数Ｗｍａｘよ
り小さく、したがって消費電力を制限する必要がなく、
消費電力制御モードを解除して通常制御モードに復帰す
る。前記ベクトル和が今回のフィルタ係数ベクトルＷ
（ｎ＋１）より小さくなるのは、具体的には図７の二点
鎖線に示すように、上限フィルタ係数ベクトルＷmax と
更新量ベクトルΔＷのなす角度φ′が９０°以上になる
場合であり、換言すれば、数式（１４）に示すように、
上限フィルタ係数ベクトルＷmax と更新量ベクトルΔＷ
の内積が「０」以下となる場合である。

【００７２】

【数５】 さらに、Ｗフィルタ１９₁ の第１及び第２のフィルタ係
数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁はＬＭＳ処理部２０₁ で適応アルゴリズム
にしたがって更新されるため、前記内積が統計的に
「０」以下となるときに消費電力制御モードから通常制
御モードに移行すべきである。そこで、ステップＳ７で
は所定更新回数ｑ（例えば、１０回）の前記内積の平均
値（ベクトルＷmax ・ベクトルΔＷ）ave が「０」以下
か否かを判断し、その答が否定（Ｎｏ）のときはステッ
プＳ６に戻って消費電力制御モードにおけるフィルタ係
数更新を実行する一方、その答が肯定（Ｙｅｓ）のとき
はステップＳ４に戻って通常制御モードに移行してい
る。

【００７３】このように構成された振動騒音制御装置に
おいては、前記可変サンプリングパルスＰｓの入力に同
期して正弦波生成回路１８₁₀及び遅延正弦波生成回路１
８₁₁から基準信号としての正弦波信号Ｕ₁₀及び遅延正弦
波信号Ｕ₁₁がＷフィルタ１９₁及びＣフィルタ２１₁に入
力される。そして、Ｃフィルタ２１₁においては、上述
した数式（７）及び数式（８）に基づいて第１の参照信
号ｒ₁₀及び第２の参照信号ｒ₁₁が夫々作成されてＬＭＳ
処理部２０₁に入力される。

【００７４】次いで、ＬＭＳ処理部２０₁では、通常制
御モードにおいては前記数式（９）及び数式（１０）に
基づいてＷフィルタ１９₁の第１及び第２のフィルタ係
数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁についてその係数更新が行なわれ、消費電
力制御モードにおいては数式（１４）に基づきフィルタ
係数の規格化が行われてフィルタ係数ベクトルＷが上限
フィルタ係数ベクトルＷmax に設定されて消費電力の制
御が行われる。そして、これらの演算結果は通常制御モ
ード及び消費電力制御モードの切換判断時において参照
すべくＥＣＵ３の記憶手段３ｃに順次記憶される。

【００７５】次いで、Ｗフィルタ１９₁の係数更新部２
８でＷフィルタのフィルタ係数更新を実行し、加算器２
９で斯く更新された今回の第１のフィルタ係数Ｗ₁₀（ｎ
＋１）と正弦波信号Ｕ₁₀、及び第２のフィルタ係数Ｗ₁₁
（ｎ＋１）と遅延正弦波信号Ｕ₁₁とを積和演算し、制御
信号Ｑを出力する。

【００７６】そして、制御信号Ｑは、振動騒音制御系１
１を介して駆動信号Ｔに変換され、振動エラーセンサ９
に入力される。一方、振動騒音源であるエンジン１から
の振動騒音信号Ｄが前記振動エラーセンサ９に入力さ
れ、該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｔと前記振動
騒音信号Ｄが相殺され、アナログ誤差信号εが該振動エ
ラーセンサ９から出力される。そして、前記アナログ誤
差信号εは前記サンプリングパルス信号Ｐｓをトリガ信
号としてＡ／Ｄコンバータ１２でサンプリングされてデ
ジタル誤差信号ε′に変換され、ＬＭＳ処理部２０₁に
入力されて再びＷフィルタ１９₁ のフィルタ係数更新又
はフィルタ係数の更新制御が実行される。次に、本発明
の消費電力制御モードでの誤差信号εの収束状況等を通
常制御モードとの比較において説明する。

【００７７】図８〜図１１は、ＶＣＭ７ａ、７ｂの最大
消費電力Ｐmax が２０Ｗに設定された場合において、２
０Ｗの消費電力に相当する振動騒音信号Ｄが系に与えら
れたときの様子を、通常制御モード時と消費電力制御モ
ード時とを比較して示したものである。

【００７８】表１は測定条件を示している。

【００７９】

【表１】 図８は第１のフィルタ係数Ｗ₁₀の収束状態を示し、図８
（ａ）は通常制御モード、図８（ｂ）は消費電力制御モ
ード、図８（ｃ）は図８（ｂ）のＡ部拡大図である。

【００８０】通常制御モードにおいては、図８（ａ）に
示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第１のフィ
ルタ係数Ｗ₁₀は徐々に小さくなり、最終的に「−０．２
４」程度で収束している。一方、消費電力制御モードに
おいては、車輌等の現実の系では消費電力Ｐが最大消費
電力Ｐmax を越えたとき、すなわちＶＣＭ７ａ、７ｂへ
の印加電圧Ｖが最大印加電圧Ｖmax を越えたときに消費
電力制御モードに移行するが、実験では測定当初から消
費電力制御モードで行っているため、図８（ｃ）に示す
ように、測定開始時には第１のフィルタ係数Ｗ₁₀は急峻
な低下を示し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に
大きくなり、最終的には図８（ｂ）に示すように、通常
制御モード時と略同様の値、すなわち「−０．２４」程
度で収束している。

【００８１】また、図９は第２のフィルタ係数Ｗ₁₁の収
束状態を示し、図９（ａ）は通常制御モード、図９
（ｂ）は消費電力制御モード、図９（ｃ）は図９（ｂ）
のＢ部拡大図である。

【００８２】通常制御モードにおいては、図９（ａ）に
示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第２のフィ
ルタ係数Ｗ₁₁は徐々に大きくなり、最終的に「０．５
８」程度で収束している。一方、消費電力制御モードに
おいては、上述したように、測定当初から消費電力制御
モードで行っているため、図９（ｃ）に示すように、測
定開始時には第２のフィルタ係数Ｗ₁₁は急峻な上昇を示
し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなり
最終的には図９（ｂ）に示すように、通常制御モード時
と略同様の値、すなわち「０．５８」程度で収束してい
る。

【００８３】図１０は駆動信号Ｔ（Ｖ）を示し、図１０
（ａ）は通常制御モード、図１０（ｂ）は消費電力制御
モードである。

【００８４】図１０（ａ）（ｂ）に示すように、通常制
御モード及び消費電力制御モードの双方において略同様
の出力結果が得られることが判る。

【００８５】表１に示しているように、振動騒音周期Ｔ
ｒの振幅が２√１０Ｖであるため、駆動信号Ｔの振幅も
２√１０Ｖとなり、ＶＣＭ７ａ、７ｂのインピーダンス
ｚが「１」であるから消費電力は２０Ｗとなり、これが
最大消費電力Ｐmax となる。そして、これらの数値を数
式（４）に代入すると

【００８６】

【数６】 のようになり、かかる最大印加電圧Ｖmax が駆動信号Ｔ
の最大値として出力されていることが判る。

【００８７】また、図１１は誤差信号ε（Ｖ）を示し、
図１１（ａ）は通常制御モード、図１１（ｂ）は消費電
力制御モードである。

【００８８】図１１（ａ）（ｂ）から明らかなように、
消費電力制御モードにおいても誤差信号ε（Ｖ）は０
（Ｖ）に収束しており、通常制御モードと同様の収束結
果を得ることができることが判る。

【００８９】このように図８〜図１１ではＶＣＭ７ａ、
７ｂの消費電力と最大消費電力Ｐmax とが同一値（２０
Ｗ）とされているため、消費電力制御モードにおいても
通常制御モードと同様の収束結果が得られることが確認
された。

【００９０】図１２〜図１５はＶＣＭ７ａ、７ｂの最大
消費電力Ｐmax が２０Ｗに設定された場合において、２
５Ｗの消費電力が必要とされる振動騒音信号Ｄが系に与
えられたときの様子を、通常制御モード時と消費電力制
御モード時とを比較して示したものである。

【００９１】表２は測定条件を示している。この表２か
ら明らかなように、振動騒音信号Ｄ以外の条件は表１と
同様の条件に設定されている。

【００９２】

【表２】 図１２は第１のフィルタ係数Ｗ₁₀の収束状態を示し、図
１２（ａ）は通常制御モード、図１２（ｂ）は消費電力
制御モード、図１２（ｃ）は図１２（ｂ）のＣ部拡大図
である。

【００９３】通常制御モードにおいては、図１２（ａ）
に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第１のフ
ィルタ係数Ｗ₁₀は徐々に低下してゆき、最終的に「−
０．２７」程度で収束している。一方、消費電力制御モ
ードにおいては、上述と同様、実験では測定当初から消
費電力制御モードで行っているため、図１２（ｃ）に示
すように、測定開始時には第１のフィルタ係数Ｗ₁₀は急
峻な低下を示すが、その後緩やかな曲線を描きながら徐
々に大きくなる。そして、最大消費電力Ｐmax を２０Ｗ
に制限しているため、図１２（ｂ）に示すように、通常
制御モード（図１２（ａ））より稍大きな値、すなわち
「−０．２４」程度に収束している（これは図８（ｂ）
と略同様の値でもある）。

【００９４】また、図１３は第２のフィルタ係数Ｗ₁₁の
収束状態を示し、図１３（ａ）は通常制御モード、図１
３（ｂ）は消費電力制御モード、図１３（ｃ）は図１３
（ｂ）のＤ部拡大図である。

【００９５】通常制御モードにおいては、図１３（ａ）
に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第２のフ
ィルタ係数Ｗ₁₁は徐々に大きくなり、最終的に「０．６
６」程度で収束している。一方、消費電力制御モードに
おいては、上述と同様、測定当初から消費電力制御モー
ドで行っているため、図１３（ｃ）に示すように、測定
開始時には第２のフィルタ係数Ｗ₁₁は急峻な上昇を示
し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなる
が、最大消費電力Ｐmax が２０Ｗに制限されているた
め、図１３（ｂ）に示すように、通常制御モード（図１
３（ａ））より稍小さな値、すなわち「０．５８」程度
に収束している。

【００９６】図１４は駆動信号Ｔ（Ｖ）を示し、図１４
（ａ）は通常制御モード、図１４（ｂ）は消費電力制御
モードである。

【００９７】表２に示すように、振動騒音周期Ｔｒの振
幅が√５０Ｖであるため、駆動信号Ｔの振幅も√５０Ｖ
となり、ＶＣＭ７ａ、７ｂのインピーダンスｚが「１」
であるから消費電力は２５Ｗであり、Ｐmaxを２５Ｗと
してこれらの数値を数式（４）に代入すると

【００９８】

【数７】 のようになり、通常制御モードにおいては、図１４
（ａ）に示すように、斯かる最大印加電圧Ｖmax が駆動
信号Ｔの最大値として出力される一方、消費電力制御モ
ードにおいては、図１４（ｂ）に示すように、最大消費
電力Ｐmax である２０Ｗに相当する駆動信号Ｔの波形が
出力されていることが判る。

【００９９】図１５は誤差信号ε（Ｖ）を示し、図１５
（ａ）は通常制御モード、図１５（ｂ）は消費電力制御
モードである。

【０１００】通常制御モードにおいては、図１５（ａ）
から明らかなように、誤差信号ε（Ｖ）は０（Ｖ）に収
束し、良好な収束結果が得られるが、消費電力制御モー
ドにおいては最大消費電力Ｐmax を２０Ｗに制限してい
るため、必要な消費電力２５Ｗに比し小さな消費電力
（２０Ｗ）でしか制御を行うことができず、このため、
図１５（ｂ）に示すように、誤差信号ε（Ｖ）は０
（Ｖ）に収束せず０（Ｖ）を中心に脈動しており、収束
性の悪化を招来している。

【０１０１】これにより、消費電力制御モードで振動騒
音制御を実行した場合は、最大消費電力Ｐmax 以下の振
動騒音信号Ｄに対しては良好な収束結果を得ることがで
きるが、振動騒音信号Ｄを制御するための消費電力Ｐが
最大消費電力Ｐmax を越えたときは制御性が低下するこ
とが判る。換言すれば、消費電力が過大となってＶＣＭ
７ａ、７ｂが熱的耐久限界を越えない程度に最大消費電
力Ｐmax を設定することにより、自己伸縮型エンジンマ
ウント４ａ、４ｂに悪影響を及ぼすことなく振動騒音制
御を行うことができることとなり、所期の目的を達成す
ることができる。

【０１０２】尚、本発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、要旨を逸脱しない範囲で変更可能なことはい
うまでもない。上記実施例においては電気駆動式アクチ
ュエータとしてＶＣＭ７ａ、７ｂを使用しているが、圧
電素子や磁歪素子等他の電気駆動式アクチュエータにつ
いても同様に適用可能である。

【０１０３】また、上記実施例では１次振動次数及び２
次振動次数の２個の振動次数を制御対象として適応制御
しているが、３個以上の振動次数を制御対象としても同
様に適用することができるのはいうまでもない。

【０１０４】また、上記実施例では、インピーダンスｚ
を周波数の関数として与えているが、インピーダンスｚ
は現実にはＶＣＭ７ａ、７ｂの有する直流抵抗値に起因
して温度変化によって変動する。すなわち、温度が上昇
すると直流抵抗値も大きくなる。しかしながら、直流抵
抗値が大きくなるとＷフィルタ２０のフィルタ係数に対
して消費電力Ｐが小さくなるため、ＶＣＭ７ａ、７ｂか
らの発熱が抑制され、したがって直流抵抗値の増大によ
る温度上昇がＶＣＭ７ａ、７ｂの熱的耐久性等に与える
影響は殆どなく、現実の系ではこれらの温度影響を考慮
する必要はない。

【０１０５】

【発明の効果】以上詳述した本発明は、周期性又は擬似
周期性を有する少なくとも回転体を含む振動騒音源の各
構成部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を
検出する駆動周期信号検出手段と、前記駆動周期信号の
発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正
弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋを
有する遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段
と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振動
騒音源に対する制御信号を生成し出力する第１のフィル
タ手段（２タップの適応型デジタルフィルタ）と、前記
制御信号を駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエー
タを具備して振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エ
ンジンマウントと、前記電気駆動式アクチュエータによ
り発生する駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信
号とに基づいて生成される誤差信号を検出する誤差信号
検出手段と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現す
る第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出
結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号
と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて
前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ
手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備
えた振動騒音制御装置において、前記電気駆動式アクチ
ュエータから見込まれる（予め同定された）インピーダ
ンスを前記振動騒音源の制御周波数に対応して格納する
インピーダンス格納手段と、前記インピーダンスに基づ
いて消費電力を制御する消費電力制御手段とを有してお
り、具体的には、前記消費電力制御手段は、前記インピ
ーダンスに基づいて前記第１のフィルタ手段の上限フィ
ルタ係数を設定する上限フィルタ係数設定手段と、前記
制御信号更新手段により更新された更新フィルタ係数を
順次記憶するフィルタ係数記憶手段と、前記フィルタ係
数記憶手段に記憶された更新フィルタ係数の所定更新回
数分の平均値が前記上限フィルタ係数以上のときは前記
第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィルタ
係数に制限するフィルタ係数制限手段とを備えているの
で、消費電力制御モードのときは消費電力が上限フィル
タ係数によって規制されることとなり、消費電力の増大
を招くことがなくなる。

【０１０６】さらに、本発明は前記制御信号更新手段に
より新たに更新される更新フィルタ係数のベクトルと上
限フィルタ係数のベクトルとを比較する比較手段を有
し、前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較
結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限
フィルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは
前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィ
ルタ係数のベクトルに規格化する規格化手段を有してい
るので、異なる波形を有する振動騒音信号が入力されて
も消費電力制御モードのときは第１のフィルタ手段のフ
ィルタ係数を常に上限フィルタ係数に制限することがで
き、大きな振幅を有する振動騒音信号が発生しても消費
電力が過大になることがなくなり、電気駆動式アクチュ
エータが発熱して損傷するのを防止することができる。

【０１０７】また、本発明は、前記比較手段の比較結果
により前記更新フィルタ係数のベトクルが前記上限フィ
ルタ係数のベクトルより小さいと判断されたときは前記
フィルタ係数制御手段によるフィルタ係数の制限を解除
する解除手段を具備し、さらに前回の更新フィルタ係数
と今回の更新フィルタ係数との偏差ベトクルを算出する
偏差ベクトル算出手段を有し、前記解除手段は、所定更
新回数分における前記上限フィルタ係数のベクトルと前
記偏差ベクトルとの内積の平均値が「０」以下のときに
前記フィルタ係数の制限を解除することにより、第１の
フィルタ手段のフィルタ係数が上限フィルタ係数以下に
なったときは通常制御モードに復帰させることが可能と
なり、消費電力が大きくない場合においては正弦波と遅
延正弦波（遅延周期Ｋ（＝１／４））を使用した所望の
振動騒音制御を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る振動騒音制御装置の一実施例を示
す全体構成図である。

【図２】図１の振動騒音制御系の詳細を示すブロック構
成図である。

【図３】図２の内部詳細を示すブロック構成図である。

【図４】ＶＣＭのインピーダンスを同定するための同定
装置を模式的に示した図である。

【図５】ｚテーブル図である。

【図６】消費電力制御ルーチンのフローチャートであ
る。

【図７】消費電力制御モードにおけるＷフィルタの上限
フィルタ係数を規格化する規格化手順を説明するための
図である。

【図８】第１のフィルタ係数の計測結果を示す図であ
る。

【図９】第２のフィルタ係数の計測結果を示す図であ
る。

【図１０】駆動信号の計測結果を示す図である。

【図１１】誤差信号の計測結果を示す図である。

【図１２】第１のフィルタ係数の他の計測結果を示す図
である。

【図１３】第２のフィルタ係数の他の計測結果を示す図
である。

【図１４】駆動信号の他の計測結果を示す図である。

【図１５】誤差信号の他の計測結果を示す図である。

【図１６】通常制御時に更新される最適フィルタ係数と
消費電力制御時に規制される上限フィルタ係数との関係
を示す図である。

【符号の説明】

１ 内燃エンジン（振動騒音源） ２ 回転検出センサ（パルス信号検出手段） ３ ＥＣＵ（インピーダンス格納手段、消費電力制御
手段） ４ａ、４ｂ 自己伸縮型エンジンマウント ７ａ、７ｂ ＶＣＭ（電気駆動式アクチュエータ） ９ 振動エラーセンサ（誤差信号検出手段） １８₁₀ 正弦波生成回路（正弦波作成手段） １８₁₁ 遅延正弦波生成回路（遅延正弦波作成手段） １９₁、１９₂ Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段） ２０₁、２０₂ ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段） ２１₁、２１₂ Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｈ 21/00 8842−5Ｊ Ｈ０３Ｈ 21/00

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期性又は擬似周期性を有する少なくと
   も回転体を含む振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒
   音周期に応じた駆動周期信号を検出する駆動周期信号検
   出手段と、前記駆動周期信号の発生間隔に対して単一周
   期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正
   弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成
   し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記
   遅延正弦波を入力して前記振動騒音源に対する制御信号
   を生成し出力する第１のフィルタ手段と、前記制御信号
   を駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエータを具備
   して振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エンジンマ
   ウントと、前記電気駆動式アクチュエータにより発生す
   る駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基
   づいて生成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段
   と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２の
   フィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前
   記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第
   １のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差
   信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフ
   ィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動
   騒音制御装置において、 前記電気駆動式アクチュエータの電気端子から見込まれ
   るインピーダンスの値を前記振動騒音源の制御周波数に
   対応して格納するインピーダンス格納手段と、前記イン
   ピーダンスに基づいて前記電気駆動式アクチュエータの
   消費電力を制御する消費電力制御手段とを有しているこ
   とを特徴とする振動騒音制御装置。
2. 【請求項２】 前記消費電力制御手段は、前記インピー
   ダンスに基づいて前記第１のフィルタ手段の上限フィル
   タ係数を設定する上限フィルタ係数設定手段と、前記制
   御信号更新手段により更新された更新フィルタ係数を順
   次記憶するフィルタ係数記憶手段と、前記フィルタ係数
   記憶手段に記憶された更新フィルタ係数の所定更新回数
   分の移動平均値が前記上限フィルタ係数以上のときは前
   記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィル
   タ係数に制限するフィルタ係数制限手段とを備えている
   ことを特徴とする請求項１記載の振動騒音制御装置。
3. 【請求項３】 前記制御信号更新手段により新たに更新
   される更新フィルタ係数のベクトルと上限フィルタ係数
   のベクトルとを比較する比較手段を有し、 前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較結果
   により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィ
   ルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは前記
   第１のフィルタ手段のフィルタ手段のフィルタ係数ベク
   トルを向きはそのままにして前記上限フィルタ係数ベク
   トルの大きさに規格化する規格化手段を有していること
   を特徴とする請求項２記載の振動騒音制御装置。
4. 【請求項４】 前記比較手段の比較結果により前記更新
   フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベク
   トルより小さいと判断されたときは前記フィルタ係数制
   限手段によるフィルタ係数の更新量制限を解除する解除
   手段を具備していることを特徴とする請求項３記載の振
   動騒音制御装置。
5. 【請求項５】 前回の更新フィルタ係数と今回の更新フ
   ィルタ係数との偏差ベクトルを算出する偏差ベクトル算
   出手段を有し、 前記解除手段は、前記上限フィルタ係数のベクトルと前
   記偏差ベクトルとの内積の所定更新回数分における移動
   平均値が「０」以下のときに前記フィルタ係数の制限を
   解除することを特徴とする請求項４記載の振動騒音制御
   装置。
6. 【請求項６】 前記電気駆動式アクチュエータの電気端
   子から見込まれるインピーダンスを、予め所定周波数毎
   に同定して前記インピーダンス格納手段に格納すること
   を特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の
   振動騒音制御装置。
7. 【請求項７】 前記第１のフィルタ手段は、タップ数が
   １タップの２個の適応型デジタルフィルタで構成されて
   いることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか
   に記載の振動騒音制御装置。
8. 【請求項８】 前記所定遅延周期Ｋが、「１／４」に設
   定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項７の
   いずれかに記載の振動騒音制御装置。