JPH09148935A - ディジタルデータ伝送方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のディジタルデータ伝送装置では、伝送
するデータを一度バッファメモリに取り込み、伝送に適
したフォーマットに並べ替え、シンクワードを付加しな
ければならないのでそのための回路やコントロールを必
要とし、装置の小型化を妨げていた。 【解決手段】 ディジタルデータ伝送装置１は、入力端
子２を介して供給される入力信号をシグマデルタ（Σ
Δ）変調回路３により１ビットディジタルデータに変換
し、さらにこの１ビットディジタルデータをバイフェー
ズマーク（ＦＭと図示する）変調回路９によりバイフェ
ーズマーク変調し伝送路１２を介してディジタルデータ
受信装置２０に伝送する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば１ビットの
ような少数ビットでディジタル化されたディジタルデー
タを伝送するディジタルデータ伝送方法及び装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】例えば、音声信号をディジタル化して記
録、再生及び伝送する方法は、従来からコンパクトディ
スク（ＣＤ）、ディジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）
等の記録再生装置や、衛星放送等のディジタル音声放送
で実施されている。このようなディジタルオーディオ伝
送装置において、従来はそのディジタル化に際して、サ
ンプリング周波数を４８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ等、ま
た量子化ビット数を１６ビット、２０ビット、２４ビッ
ト等としてフォーマット化していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ディジ
タルデータ伝送装置で、例えば１６ビットのデータを伝
送する際には、図１１に示すように、シンクワードS
(0),S(1),S(2),S(3)を１６ビットのデータの先頭にシン
クパターンとして付加し、１６ビットのデータを区切る
必要があった。

【０００４】例えば、図１２に示すディジタルデータ伝
送装置６０は、入力端子６１からの入力データをバッフ
ァメモリ６２に取り込み、パラレルシリアル変換器６３
で伝送に適したシリアルフォーマットに並べ替え、シン
クパターン発生回路６４で発生されたシンクパターンを
切り換えスイッチ６５で１６ビットに区切られたデータ
列の先頭に付加し、上記シリアルデータ列をフレーム化
している。このシンクパターンで区切られた１６ビット
のシリアルデータは、ドライバー回路６６を介して出力
端子６７に供給され、伝送ケーブル６８を通り、ディジ
タルデータ受信装置７０に伝送される。

【０００５】このディジタルデータ受信装置７０では、
入力端子７１を介して伝送ケーブル６８から供給された
上記シンクパターン付きシリアルデータをレシーバ回路
７２で受け取る。レシーバ回路７２で受け取られた上記
シリアルデータは、シリアルパラレス変換器７３及びシ
ンクパターン検出回路７４に供給される。シリアルパラ
レル変換器７３は、上記シリアルデータをパラレルデー
タに変換し、バッファメモリ７５に供給する。このバッ
ファメモリ７５はシンクパターン検出器７４で検出され
たシンクパターンに応じてパラレルデータを出力端子７
６に供給する。

【０００６】すなわち、従来のディジタルデータ伝送装
置では、伝送するデータを一度バッファメモリに取り込
み、伝送に適したフォーマットに並べ替え、シンクワー
ドを付加しなければならないのでそのための回路やコン
トロールを必要とし、装置の小型化を妨げていた。

【０００７】また、シンクワードを付加しない方法も考
えられるが、データの区切りの基準となる信号を別に送
らなければならず、伝送に必要なケーブルの数が増えて
コストがかかることになる。

【０００８】本発明は、上記実情に鑑みてなされたもの
であり、伝送側のみならず受信側でも特別な回路やコン
トロールを不要とし、小型化と低コスト化を達成できる
ようなディジタルデータ伝送方法及び装置の提供を目的
とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
データ伝送方法は、上記課題を解決するために、入力信
号が供給される加算工程からの加算出力を積分工程で積
分し、比較工程でこの積分出力を１サンプル期間毎に所
定ビットに量子化しディジタルデータとして出力すると
共に上記加算工程に供給するので、上記入力信号を所定
ビットのディジタルデータに変換し該ディジタルデータ
を伝送できる。

【００１０】ここで、上記比較工程からの上記ディジタ
ルデータを、上記入力信号のスペクトラムと無相関のス
ペクトラムの変調データとするのが好ましい。

【００１１】また、本発明に係るディジタルデータ伝送
装置は、上記課題を解決するために、入力信号が供給さ
れる加算手段からの加算出力を積分手段で積分し、比較
手段でこの積分出力を１サンプル期間毎に所定ビットに
量子化してディジタルデータとして出力すると共に上記
加算手段に供給するので、上記入力信号を所定ビットの
ディジタルデータに変換し該ディジタルデータを伝送で
きる。

【００１２】ここで、上記比較手段からの上記ディジタ
ルデータを、上記入力信号のスペクトラムと無相関のス
ペクトラムの変調データとするのが好ましい。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るディジタルデ
ータ伝送方法及び装置の実施の形態について図面を参照
しながら説明する。

【００１４】この実施の形態は、図１に示すように、入
力端子２を介して供給される入力信号をシグマデルタ
（ΣΔ）変調回路３により１ビットディジタルデータに
変換し、さらにこの１ビットディジタルデータをバイフ
ェーズマーク（ＦＭと図示する）変調回路９によりバイ
フェーズマーク変調し伝送路１２を介してディジタルデ
ータ受信装置２０に伝送するディジタルデータ伝送装置
１である。なお、ここでは上記入力信号をアナログ信号
とするが、多ビットディジタルデータ（マルチビットデ
ィジタルデータ）としてもよい。

【００１５】ΣΔ変調回路３は、このディジタルデータ
伝送装置１で伝送しようとする入力信号が供給される加
算器４と、この加算器４からの加算出力を積分する積分
器５と、この積分器５からの積分出力を１サンプル期間
毎に１ビットデータに量子化して１ビットディジタルデ
ータを出力すると共に、この１ビットディジタルデータ
を１サンプル遅延器７を介して遅延し、１ビットＤ／Ａ
変換器８を介して上記入力信号とのレベル合わせをした
後、加算器４に供給する比較器６とを備えて成る。

【００１６】ΣΔ変調回路３では、入力端子２からの入
力信号が加算器４を通じて積分器５に供給される。この
積分器５からの積分出力が比較器６に供給され、例えば
入力信号の中点電位と比較されて１サンプル期間ごとに
例えば１ビット量子化される。なおサンプル期間の周波
数（サンプリング周波数）は、従来の４８ｋＨｚ、４
４．１ｋＨｚに対して、その６４倍あるいは１２８倍の
周波数が用いられる。また、ここでは１ビット量子化が
用いられているが、２ビット、４ビット量子化でもよ
い。

【００１７】この量子化データが１サンプル遅延器７に
供給されて１サンプル期間分遅延される。この遅延デー
タが例えば１ビットのＤ／Ａ変換器８でアナログ信号に
変換されて加算器４に供給されて、入力端子２からの入
力信号に加算される。そして比較器６から量子化デー
タ、すなわち１ビットディジタルデータがバイフェーズ
マーク変調回路９に供給される。

【００１８】このΣΔ変調回路３が行うΣΔ変調処理に
よれば、サンプル期間の周波数（サンプリング周波数）
を充分高くすることによって、例えば１ビットという少
ないビット数でも高いダイナミックレンジのオーディオ
信号を得ることができる。また、広い伝送可能周波数帯
域を持つことができる。

【００１９】また、このΣΔ変調回路３は、回路構成が
集積化に適しており、また比較的簡単にＡ／Ｄ変換の精
度を得ることができることから従来からＡ／Ｄ変換器の
内部などではよく用いられている。この場合、比較器６
から出力された１ビットディジタルデータは、デシメー
ションフィルタのようなディジタルフィルタに供給され
て、語長を例えば１６ビットのように長くされ、サンプ
リング周波数を例えば４４．１ＫＨｚのように落とされ
てマルチビットデータとなる。

【００２０】この１ビットディジタルデータをドライバ
１０で出力端子１１から伝送路１２を介してディジタル
データ受信装置２０に伝送する場合、該１ビットディジ
タルデータは元々１ビットのシリアルデータであるの
で、従来のマルチビットディジタルデータを伝送すると
きのようにフレーム構造を作ることもなく、シンクワー
ドを付加することもなく、そのまま図２に示す伝送フォ
ーマットでのシリアル伝送が可能となる。

【００２１】すなわち、従来のマルチビットディジタル
データの伝送受信システムでは、伝送装置側においてシ
ンクワードの付加やデータのフレーム化、受信装置側に
おいてシンクワードの検出やフレーム化されたデータの
戻しなどをしなければならないため、回路規模が大きく
複雑にならざるを得なかったが、上記ΣΔ変調回路３を
用いたディジタルデータ伝送装置１を使うことで、これ
らシンクワードの付加やデータのフレーム化のための回
路が不要となり、さらにディジタルデータ受信装置２０
でもシンクワードの検出やフレーム化されたデータの戻
すための回路を不要とすることができるので、伝送装置
側のみならず受信装置側でも特別な回路やコントロール
を不要とし、小型化と低コスト化を達成できる。

【００２２】図３にはΣΔ変調回路３から出力される１
ビットディジタルデータ（ΣΔデータ）のスペクトラム
を示す。また、図４には例えば１６ビットのマルチビッ
トディジタルデータの周波数スペクトラムを示す。図３
及び図４の白い（無地）部分がいわゆる音楽データであ
って、ΣΔデータのサンプリング周波数は上記マルチビ
ットディジタルデータのサンプリング周波数の６４倍や
１２８倍というように非常に高いので、図４に示すマル
チビットディジタルデータよりもはるかにたくさんの音
楽データを含んでいることになる。また、図３及び図４
の斜線部分が量子化ノイズであって、図３のΣΔデータ
の量子化ノイズは周波数の低い帯域において、図４に示
す従来のマルチビットディジタルデータの量子化ノイズ
よりも低くすることができ、これにより、より高いダイ
ナミックレンジを得ることができる。図３のΣΔデータ
の量子化ノイズは、周波数の高い方向に向かって増加し
ているが、人間の耳の特性は、このような周波数の高い
帯域では感度が落ちることから問題とならない。ところ
で、ΣΔ変調回路３から出力され、ドライバ１０で増幅
され、伝送路１２を介してディジタルデータ受信装置２
０に伝送されるΣΔデータは、入力アナログ信号のスペ
クトラムを含んでいるので、該ディジタルデータ受信装
置２０側から見ると音の信号と非常に相関の強いスペク
トラムを持ったディジタルデータが音の信号にノイズと
して加わっていることになる。このように音の信号と相
関の強いノイズが加わると、このノイズがディジタルデ
ータ受信装置２０側のグランド電位を音の信号に相関を
持って振らすために、受信装置２０側で再現される音の
信号の音質を劣化させる。

【００２３】すなわち、ディジタルデータ受信装置２０
に入力されるΣΔデータは、このように出力されるアナ
ログ信号と相関の強い信号であるのは好ましくなく、ホ
ワイトノイズのような、信号のスペクトラムが均一な信
号がよい。

【００２４】そこで、ΣΔデータに適当な変調をかけ
て、伝送するΣΔデータのスペクトラムを元の信号のス
ペクトラムと無相関とする。ここでは、ΣΔデータにバ
イフェーズマーク変調回路９でバイフェーズマーク変調
をかけることによって、入力アナログ信号に相関を持っ
たΣΔデータのスペクトラムをホワイトノイズのような
より均一なスペクトラムにし、伝送先のディジタルデー
タ受信装置２０に影響を与えないようにしている。

【００２５】バイフェーズマーク変調回路９は、フレー
ム構造にしなくともよいというΣΔデータの特徴を生か
し、データをフレーム化しなくとも変調をかけらる。こ
のバイフェーズマーク変調回路９の詳細を図５に、各部
の信号波形を図６に示す。このバイフェーズマーク変調
回路９は、上記ΣΔデータ（ａ）とクロック（ｂ）が入
力されるＯＲゲート１３と、このＯＲゲート１３の出力
（ｃ）がＪ及びＫ端子に、フリップフロップ用クロック
パルス（ｄ）がポジティブクロック端子に供給されて変
調器出力（ｅ）を出力するＪＫフリップフロップ１４と
を備えて成る。

【００２６】バイフェーズマーク変調回路９の入力と出
力を注目すると、バイフェーズマーク変調の変調規則は
次のようになっている。つまり、ΣΔデータ（ａ）の端
では必ず反転し、またΣΔデータ（ａ）が「１」のとき
はさらにデータの中央で反転する。このような変調をか
けた後の信号、すなわち変調器出力（ｅ）は「０」と
「１」とのデータの分布が、概ね１：１になる。図６に
示すように、入力されるΣΔデータ（ａ）は、総データ
数１０個のうち「０」が４個、「１」が６個であるから
「０」と「１」の比率が２：３である。ところが、バイ
フェーズマーク変調された後の信号は、「０」が１０
個、「１」が１０個となり、「０」と「１」の比率は
１：１となる。このため、バイフェーズマーク変調され
たデータは、ΣΔデータで中点の「０」を示すデータ列
「０，１，０，１，，，，，，」に似ることになるため
に、ほとんど「０」の信号とみなすことができる。

【００２７】図７には７５０Ｈｚのサイン波をΣΔ変調
したときのスペクトラムを示し、図８にはこれをバイフ
ェーズマーク変調したときのスペクトラムを示す。図７
では、非常に大きなレベルでサイン波のスペクトラムが
あるのに対して、図８ではバイフェーズマーク変調をか
けることによって、そのスペクトラム成分がほとんどな
くなり、その他の周波数成分の均一に分布したホワイト
ノイズの様になっていることが分かる。

【００２８】また、図９には実際の音楽信号をΣΔ変調
したときのスペクトラムを示し、図１０にはこれをバイ
フェーズマーク変調したときのスペクトラムを示す。こ
こでも、図９では、非常に大きなレベルで実際の音楽信
号のスペクトラムがあるのに対して、図１０ではバイフ
ェーズマーク変調をかけることによって、そのスペクト
ラム成分がほとんどなくなり、その他の周波数成分の均
一に分布したホワイトノイズの様になっていることが分
かる。

【００２９】このように、バイフェーズマーク変調回路
９によりバイフェーズマーク変調をΣΔデータにかける
ことにより、伝送される信号を高品質とすることができ
る。

【００３０】そして、ディジタルデータ受信装置２０で
は、上記バイフェーズマーク変調されたΣΔデータを入
力端子２１を介してレシーバ２２で受け取り、ＦＭ復調
回路２３でΣΔデータに復調し、アナログフィルタ２４
でアナログ信号に変換して出力端子２５から導出する。

【００３１】このように、このディジタルデータ伝送装
置１によれば、従来必要としたシンクワードの付加やデ
ータのフレーム化のための回路が不要となり、さらにデ
ィジタルデータ受信装置２０でもシンクワードの検出や
フレーム化されたデータを戻すための回路を不要とする
ことができるので、伝送装置側のみならず受信装置側で
も特別な回路やコントロールを不要とし、小型化と低コ
スト化を達成できる。また、このディジタルデータ伝送
装置１によれば、バイフェーズマーク変調をバイフェー
ズマーク変調回路９によってかけて、伝送するデータの
スペクトラムを元の音の信号のスペクトラムと無相関に
できるので、伝送時に音の劣化を防ぐことができる。

【００３２】

【発明の効果】本発明に係るディジタルデータ伝送方法
は、入力信号が供給される加算工程からの加算出力を積
分工程で積分し、比較工程でこの積分出力を１サンプル
期間毎に所定ビットに量子化しディジタルデータとして
出力すると共に上記加算工程に供給するので伝送側のみ
ならず受信側でも特別な回路やコントロールを不要と
し、小型化と低コスト化を達成できる。

【００３３】ここで、上記比較工程からの上記ディジタ
ルデータを変調処理して、該変調データのスペクトラム
と上記入力アナログ信号のスペクトラムとを無相関とす
るので、劣化のない高品質の信号を伝送できる。

【００３４】また、本発明に係るディジタルデータ伝送
装置は、入力信号が供給される加算手段からの加算出力
を積分手段で積分し、比較手段でこの積分出力を１サン
プル期間毎に所定ビットに量子化してディジタルデータ
として出力すると共に上記加算手段に供給するので、伝
送側のみならず受信側でも特別な回路やコントロールを
不要とし、小型化と低コスト化を達成できる。

【００３５】ここで、上記比較手段からの上記ディジタ
ルデータを変調処理して、該変調データのスペクトラム
と上記入力アナログ信号のスペクトラムとを無相関とす
るので、劣化のない高品質の信号を伝送できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るディジタルデータ伝送方法及び装
置の実施の形態となるディジタルデータ伝送装置と、こ
のディジタルデータ伝送装置からのデータを受信するデ
ィジタルデータ受信装置の概略構成を示すブロック図で
ある。

【図２】上記ディジタルデータ伝送装置のΣΔ変調回路
から出力されるΣΔデータのデータフォーマットを示す
模式図である。

【図３】上記ΣΔデータの周波数−ダイナミックレンジ
特性図である。

【図４】従来のマルチビットディジタルデータの周波数
−ダイナミックレンジ特性図である。

【図５】上記ディジタルデータ伝送装置のバイフェーズ
マーク変調回路の詳細な構成を示す回路図である。

【図６】上記バイフェーズマーク変調を説明するための
タイミングチャートである。

【図７】７５０Ｈｚのサイン波をΣΔ変調したときのス
ペクトラム図である。

【図８】図７をバイフェーズマーク変調したときのスペ
クトラム図である。

【図９】実際の音楽信号をΣΔ変調したときのスペクト
ラム図である。

【図１０】図９をバイフェーズマーク変調したときのス
ペクトラム図である。

【図１１】従来のディジタルデータ伝送装置で伝送され
る、シンクワードS(0),S(1),S(2),S(3)を先頭にシンク
パターンとして付加してフレーム化された１６ビットの
ディジタルデータを示す模式図である。

【図１２】従来のディジタルデータ伝送装置の概略構成
を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ ディジタルデータ伝送装置 ３ ΣΔ変調回路 ４ 加算器 ５ 積分器 ６ 比較器 ７ 遅延器 ８ Ｄ／Ａ変換器 ９ バイフェーズマーク変調回路 ２０ ディジタルデータ受信装置 ２３ バイフェーズマーク復調回路 ２４ アナログフィルタ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を所定ビットのディジタルデー
   タに変換し該ディジタルデータを伝送するディジタルデ
   ータ伝送方法において、 伝送しようとする上記入力信号が供給される加算工程
   と、 上記加算工程からの加算出力を積分する積分工程と、 上記積分工程からの積分出力を１サンプル期間毎に所定
   ビットに量子化して上記ディジタルデータを出力すると
   共に該ディジタルデータを上記加算工程に供給する比較
   工程とを備えることを特徴とするディジタルデータ伝送
   方法。
2. 【請求項２】 上記所定ビットは１ビットであり、上記
   ディジタルデータは１ビットディジタルデータであるこ
   とを特徴とする請求項１記載のディジタルデータ伝送方
   法。
3. 【請求項３】 上記比較工程からの上記ディジタルデー
   タを、上記入力信号のスペクトラムと無相関のスペクト
   ラムの変調データとすることを特徴とする請求項１記載
   のディジタルデータ伝送方法。
4. 【請求項４】 上記変調データは、バイフェーズマーク
   変調データであることを特徴とする請求項３記載のディ
   ジタルデータ伝送方法。
5. 【請求項５】 入力信号を所定ビットのディジタルデー
   タに変換し該ディジタルデータを伝送するディジタルデ
   ータ伝送装置において、 伝送しようとする上記入力信号が供給される加算手段
   と、 上記加算手段からの加算出力を積分する積分手段と、 上記積分手段からの積分出力を１サンプル期間毎に所定
   ビットに量子化して上記ディジタルデータを出力すると
   共に該ディジタルデータを上記加算手段に供給する比較
   手段とを備えることを特徴とするディジタルデータ伝送
   装置。
6. 【請求項６】 上記所定ビットは１ビットであり、上記
   ディジタルデータは１ビットディジタルデータであるこ
   とを特徴とする請求項５記載のディジタルデータ伝送装
   置。
7. 【請求項７】 上記比較手段からの上記ディジタルデー
   タを、上記入力信号のスペクトラムと無相関のスペクト
   ラムの変調データとすることを特徴とする請求項５記載
   のディジタルデータ伝送装置。
8. 【請求項８】 上記変調データは、バイフェーズマーク
   変調データであることを特徴とする請求項７記載のディ
   ジタルデータ伝送装置。