JPH09161285A

JPH09161285A - トラッキング誤差検出装置

Info

Publication number: JPH09161285A
Application number: JP31644695A
Authority: JP
Inventors: Motoi Kimura; 基木村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-12-05
Filing date: 1995-12-05
Publication date: 1997-06-20

Abstract

(57)【要約】【課題】検出精度が高いトラッキング誤差検出装置を
提供する。【解決手段】受光手段１は、記録媒体の情報トラック
上に照射光を投射して形成された光スポットの反射光を
受光素子Ａ〜Ｄにより受光し、受光素子Ａ〜Ｄの受光量
に応じた電流を出力する。電流電圧変換手段２Ａ〜２Ｄ
は、受光手段１の電流出力を電圧信号に変換する。信号
検出手段３ａ，３ｂは、電流電圧変換手段２Ａ〜２Ｄか
らの電圧信号から上記記録媒体に記録されている情報に
応じて変化すると共に上記光スポットのトラッキング誤
差に応じて互いに位相が変化する２つの検出信号を生成
する。高域強調手段４ａ，４ｂは、上記２つの検出信号
の各高周波成分を増大して波形整形手段５ａ，５ｂに供
給する。波形整形手段５ａ，５ｂは、高域強調手段４
ａ，４ｂからの２つの検出信号を各々波形整形して２つ
のディジタル検出信号を生成する。位相比較手段６，７
は、上記２つのディジタル検出信号の位相差成分に基い
たトラッキング誤差信号を生成して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、光ディス
ク等の記録媒体に位相ピットにより記録された情報を再
生する光学的情報再生装置において、再生処理時に行う
トラッキング制御のためのトラッキング誤差信号を検出
するトラッキング誤差検出装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、コンパクトディスクやビデオディ
スク等の光ディスクから光学的に情報を読み取る光学的
情報再生装置が多く用いられている。上記光ディスクに
は、微細なトラックに情報が位相ピットにより記録され
ており、このトラックから正確に情報を再生するために
は、精密なトラッキング制御が必要である。また、精密
なトラッキング制御を行うためには、トラッキング誤差
の検出が必要であり、このトラッキング誤差の検出は、
通常、光学的手段を利用して行われる。

【０００３】そこで、上記光学的情報再生装置は、図１
３に示すようなトラッキング誤差検出回路２００を備え
ている。このトラッキング誤差検出回路２００は、例え
ば、位相差検出方式を用いたものである。

【０００４】以下、トラッキング誤差検出回路２００に
ついて説明する。

【０００５】先ず、図示していない光ディスクから反射
してきた光ビームを４分割フォトディテクタ２０１の中
心付近に入射させる。これにより、４分割フォトディテ
クタ２０１の４つの受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからは、受
光素子の受光量に応じた電流が電流電圧変換器２０２
Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０２Ｄに対して各々出力さ
れる。そして、電流電圧変換器２０２Ａ，２０２Ｂ，２
０２Ｃ，２０２Ｄにより、受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄから
の各出力電流が電圧信号に各々変換される。

【０００６】次に、加算器２０３ａは、電流電圧変換器
２０２Ａで得られた電圧信号と、電流電圧変換器２０２
Ｃで得られた電圧信号とを加算する。また、加算器２０
３ｂは、電流電圧変換器２０２Ｂで得られた電圧信号
と、電流電圧変換器２０２Ｄで得られた電圧信号とを加
算する。

【０００７】加算器２０３ａで得られた加算信号（以
下、Ａ＋Ｃ信号と言う。）は、２値化器２０４ａにより
２値化され、２値化されたＡ＋Ｃ信号は、ディジタル検
出信号（Ａ＋Ｃ）として位相比較器２０５に供給され
る。また、加算器２０３ｂで得られた加算信号（以下、
Ｂ＋Ｄ信号と言う。）も、２値化器２０４ｂにより２値
化され、２値化されたＢ＋Ｄ信号は、ディジタル検出信
号（Ｂ＋Ｄ）として位相比較器２０５に供給される。

【０００８】次に、位相比較器２０５は、２値化器２０
４ａからのディジタル検出信号（Ａ＋Ｃ）と、２値化器
２０４ｂからのディジタル検出信号（Ｂ＋Ｄ）とから、
進み位相差及び遅れ位相差を検出し、進み位相差のパル
ス、及び遅れ位相差のパルスを各々生成する。そして、
位相比較器２０５は、生成した２つのパルスを別々に出
力処理回路２０６に供給する。

【０００９】出力処理回路２０６は、位相比較器２０５
から別々に供給された２つのパルスからトラッキング誤
差信号を生成して出力する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、光ディスク
用光学系の空間周波数特性は、図１４に示すような特性
であり、上記図１４に示すように、短いピットになるほ
ど再生信号のレベルは低くなる。

【００１１】尚、以下の説明において、光学系の遮断空
間周波数を［νｃｕｔｏｆｆ］、光学系の遮断空間周波
数相当のピット長を［Ｌｃｕｔｏｆｆ］、チャンネルク
ロック周期を［Ｔ］、及びｎ倍のチャンネルクロック周
期の長さを有するピット長を［Ｌ_nT］で示す。

【００１２】そこで、ピット長が［Ｌｃｕｔｏｆｆ］に
近いことにより再生信号の振幅（以下、再生振幅と言
う。）が小さい短ピットを有する光ディスクに対して、
上述したようなトラッキング誤差検出回路２００を備え
る光学的情報再生装置を用いて再生処理を行った場合、
上記図１４に示した空間周波数特性により、ピット非対
称性、すなわちピットアシンメトリによる中心レベルの
変動、フォーカスずれ、光ディスクの光ピックアップ光
軸からの傾き等に起因する再生信号のレベル低下、及び
トラッキング誤差検出回路２００の２値化器２０４ａ，
２０４ｂのオフセット電圧変動によるしきい値の変動等
が生じてしまっていた。このため、トラッキング誤差検
出回路２００では、短ピットの２値化処理を正確に行う
ことができない場合が生じ、それに伴い、トラッキング
誤差検出回路２００で得られるトラッキング誤差信号の
振幅低下、雑音増加、及び波形歪を招くことがあった。

【００１３】具体的に説明すると、例えば、コンパクト
ディスク（以下、ＣＤ：compact diskと言う。）用光学
系の空間周波数特性は、［νｃｕｔｏｆｆ］〜約１１５
０本／ｍｍであり、この値は、ピット長［Ｌｃｕｔｏｆ
ｆ］〜０．４３μｍに相当する。

【００１４】一方、ＣＤには、ＥＦＭ（Eight to Forte
en Modulation）変調方式によりディジタル化された信
号が［３Ｔ］〜［１１Ｔ］の長さのピットで記録されて
いる。したがって、ＣＤに記録されているピットのうち
［３Ｔ］の長さのピットが最短ピットとなるが、ＣＤの
規格では、［Ｌ_3T］＝０．８３μｍであり、空間周波数
特性は、［Ｌ_3T］〜２×［Ｌｃｕｔｏｆｆ］となる。

【００１５】ここで、上述のようなＣＤから得られる再
生信号において、図１５は、上記ＣＤがピット非対称性
を持たない場合のアイパターンを示したものであり、図
１６は、上記ＣＤがピット非対称性を有する場合のアイ
パターンを示したものである。

【００１６】上記図１５及び上記図１６に示すように、
最短ピットの再生振幅Ｉ_3Tは、比較的大きく、［１１
Ｔ］の長さのピットの再生振幅Ｉ_11Tの７０％程度とな
っている。したがって、このような場合には、ピット非
対称性を有するＣＤであっても２値化処理を行うことが
できる。

【００１７】しかし、最短ピットのピット長が［Ｌｃｕ
ｔｏｆｆ］に最も近い場合、例えば、空間周波数特性が
［Ｌ_3T］〜１．５×［Ｌｃｕｔｏｆｆ］であった場合、
図１７に示すように、最短ピットの再生振幅Ｉ_3Tは、
［１１Ｔ］の長さのピットの振幅Ｉ_11Tの２０％程度に
減少する。したがって、光学系の遮断空間周波数相当の
ピット長に近い長さのピットに対しては、上述したよう
なピット非対称性等の要因により、２値化処理を行うこ
とができない場合が生じてしまっていた。

【００１８】一方、上述したような問題点を解決するた
めに、例えば、２値化器への入力信号の振幅を全体的に
増大する装置が考えられるが、このような装置では、長
ピットの再生振幅までも増大されてしまい、長ピットの
再生振幅が非常に大きくなってしまう。このため、高い
電源電圧が必要となり、これは、装置の消費電力の増大
につながってしまう。

【００１９】そこで、本発明は、上述の如き従来の実情
に鑑みてなされたものであり、次のような目的を有する
ものである。

【００２０】即ち、本発明の目的は、検出精度が高いト
ラッキング誤差検出装置を提供することにある。

【００２１】また、本発明の目的は、トラッキング制御
の安定性及び制御精度を向上させることができるトラッ
キング誤差検出装置を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係るトラッキング誤差検出装置は、記録
媒体の情報トラック上に照射光を投射して形成された光
スポットの反射光を受光素子により受光し、上記受光素
子の受光量に応じた電流を出力する受光手段と、上記受
光手段の電流出力を電圧信号に変換する電流電圧変換手
段と、上記電流電圧変換手段で得られた電圧信号から上
記記録媒体に記録されている情報に応じて変化すると共
に上記光スポットのトラッキング誤差に応じて互いに位
相が変化する２つの検出信号を生成する信号検出手段
と、上記信号検出手段により生成された２つの検出信号
を各々波形整形して２つのディジタル検出信号を生成す
る波形整形手段と、上記波形整形手段により生成された
２つのディジタル検出信号の位相差成分に基いたトラッ
キング誤差信号を生成して出力する位相比較手段とを備
える。そして、上記波形整形手段の前に各高周波成分が
増大された２つの検出信号を生成する高域強調手段を備
えることを特徴とする。

【００２３】また、本発明に係るトラッキング誤差検出
装置は、上記高域強調手段は、高域強調特性を有する上
記電流電圧変換手段により構成されることを特徴とす
る。

【００２４】また、本発明に係るトラッキング誤差検出
装置は、上記高域強調手段は、高域強調特性を有する上
記信号検出手段により構成されることを特徴とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、発明の実施の形態につい
て、図面を参照して詳細に説明する。

【００２６】本発明に係るトラッキング誤差検出装置
は、例えば、光ディスクに記録された情報を再生する光
学的情報再生装置に設けられた図１に示すようなトラッ
キング誤差検出回路１００に適用される。

【００２７】このトラッキング誤差検出回路１００は、
後述する位相差検出方式を用いたものであり、４つの受
光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄからなる４分割フォトディテクタ
１と、４つの受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの各出力が各々供
給される４つの電流電圧変換器２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ
と、電流電圧変換器２Ａの出力と電流電圧変換器２Ｃの
出力が供給される加算器３ａと、電流電圧変換器２Ｂの
出力と電流電圧変換器２Ｄの出力が供給される加算器３
ｂと、加算器３ａの出力が供給される高域強調回路４ａ
と、加算器３ｂの出力が供給される高域強調回路４ｂ
と、高域強調回路４ａの出力が供給される２値化器５ａ
と、高域強調回路４ｂの出力が供給される２値化器５ｂ
と、２値化器５ａの出力と２値化器５ｂの出力が供給さ
れる位相比較器６と、位相比較器６の出力が供給されト
ラッキング誤差信号を出力する出力処理回路７とを備え
ている。

【００２８】まず、４分割フォトディテクタ１には、例
えば、図２に示すような光ヘッド８からの光ビームが入
射するようになされている。

【００２９】すなわち、上記図２に示した光ヘッド８に
おいて、先ず、半導体レーザ８１から出射した発散光
は、ハーフミラー８２により反射し、コリメーターレン
ズ８３に入射する。

【００３０】コリメータレンズ８３は、発散光である入
射光を平行光に変換して出射する。コリメータレンズ８
３から出射される平行光は、対物レンズ８４により光デ
ィスク９上に集光する。この時、図示していないフォー
カシング制御回路は、光ディスク９上に集光するスポッ
ト径が常に最小となるようにフォーカスサーボを行う。

【００３１】そして、光ディスク９から反射した光は、
再度、対物レンズ８４とコリメータレンズ８３を介して
収束光となり、非点収差法によるフォーカス誤差検出用
の平行平面板８５を介した後、集差補正用レンズ８６を
介して光ビームとして４分割フォトディテクタ１に入射
する。

【００３２】上述のようにして光ヘッド８から出射され
る光ビームは、上記図１に示すように、４分割フォトデ
ィテクタ１の中心付近Ｃに入射されるようになされてい
る。

【００３３】つぎに、上述した位相差検出方式とは、上
記図２に示した光ディスク９からの反射光のような検出
光を受光し、受光面の２つの部分の受光量に基いた２つ
の電気信号の位相差を用いて、トラッキング誤差を検出
する方式である。このような位相差検出方式を用いたト
ラッキング誤差検出回路１００では、４分割フォトディ
テクタ１の受光素子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの各受光量に対応す
る電気信号の位相をＰ_A，Ｐ_B，Ｐ_C，Ｐ_Dとした場合、上
述した２つの電気信号の位相差ＴＥをＴＥ＝（Ｐ_A＋Ｐ_C）−（Ｐ_B＋Ｐ_D）なる式に基いて求めるようになされている。

【００３４】すなわち、先ず、受光素子Ａは、光ヘッド
８からの入射光を受光し、その受光量に対応した電流を
電流電圧変換器２Ａに供給する。また、他の３つの受光
素子Ｂ，Ｃ，Ｄも受光素子Ａと同様にして、各々、光ヘ
ッド８からの入射光を受光し、その受光量に対応した電
流を電流電圧変換器２Ｂ，２Ｃ，２Ｄに各々供給する。

【００３５】次に、電流電圧変換器２Ａは、受光素子Ａ
からの電流を電圧信号に変換し、その電圧信号を加算器
３ａに供給する。また、電流電圧変換器２Ｂ，２Ｃ，２
Ｄも電流電圧変換器２Ａと同様にして、各々、受光素子
Ｂ，Ｃ，Ｄからの電流を電圧信号に変換し、その電圧信
号を加算器３ｂ，３ｃ，３ｄに各々供給する。

【００３６】したがって、加算器３ａには、電流電圧変
換器２Ａと電流電圧変換器２Ｃからの各電圧信号が供給
され、加算器３ｂには、電流電圧変換器２Ｂと電流電圧
変換器２Ｄからの各電圧信号が供給されることとなる。

【００３７】そして、加算器３ａは、電流電圧変換器２
Ａからの電圧信号と、電流電圧変換器２Ｃからの電圧信
号とを加算し、その加算信号Ｓ_a1を高域強調回路４ａに
供給する。また、加算器３ｂは、電流電圧変換器２Ｂか
らの電圧信号と、電流電圧変換器２Ｄからの電圧信号と
を加算し、その加算信号Ｓ_a2を高域強調回路４ｂに供給
する。

【００３８】ここで、加算器３ａから出力される加算信
号Ｓ_a1、すなわち受光素子Ａにおける受光量に対応した
電圧信号と、受光素子Ｃにおける受光量に対応した電圧
信号とを加算して得られた信号（以下、Ａ＋Ｃ信号Ｓ_a1
と言う。）は、例えば、図３の（１）に示すような波形
となる。また、加算器３ｂから出力される加算信号
Ｓ_a2、すなわち受光素子Ｂにおける受光量に対応した電
圧信号と、受光素子Ｄにおける受光量に対応した電圧信
号とを加算して得られた信号（以下、Ｂ＋Ｄ信号Ｓ_a2と
言う。）は、例えば、上記図３の（２）に示すような波
形となる。上記図３の（１）及び（２）に示すように、
Ａ＋Ｃ信号Ｓ_a1及びＢ＋Ｄ信号Ｓ_a2は、各々、ピットの
有無に応じた波形となり、このようなＡ＋Ｃ信号Ｓ_a1及
びＢ＋Ｄ信号Ｓ_a2が高域強調回路５ａ及び高域強調回路
５ｂに各々供給される。

【００３９】高域強調回路４ａは、例えば、図４に示す
ような構成をしており、図５に示すような特性を有して
いる。

【００４０】すなわち、高域強調回路４ａでは、電荷容
量Ｃ１を有するコンデンサ４１、抵抗値Ｒ２を有する抵
抗４２、及び差動増幅回路４３が入力端子Ｉ_inと出力端
子Ｉ_out間に順に設けられている。また、入力端子Ｉ_in
と出力端子Ｉ_out間には、コンデンサ４１、抵抗４２、
及び差動増幅回路４３に対して並列に抵抗値Ｒ１を各々
有する抵抗４５と抵抗４６とが順に設けられている。さ
らに、抵抗４５と抵抗４６間と、抵抗４２と差動増幅器
４３間とが接続されている。

【００４１】上述のような構成により、上記図５に示す
ように、入力端子Ｉ_inから入力される入力信号の周波数
が１／（２π（Ｒ１＋Ｒ２）Ｃ１）から高周波になる
程、２０ｄｂ／ｄｅｃの利得が与えられ、周波数１／
（２πＲ２Ｃ１）では、出力端子Ｉ_outから出力される
信号は、Ｒ１／（Ｒ１／／Ｒ２）で表される利得が与え
られることとなる。

【００４２】尚、高域強調回路４ｂは、上記図４に示し
た高域強調回路４ａの構成と同様の構成をしており、ま
た、上記図５に示した特性を有したものであるため、そ
の詳細な説明は省略する。また、高域強調回路４ａ，４
ｂによる具体的な効果についての詳細な説明は後述す
る。

【００４３】したがって、加算器３ａで得られたＡ＋Ｃ
信号Ｓ_a1は、高域強調回路４ａにより高周波成分が増大
されてＡ＋Ｃ信号Ｓ^d _a1として２値化器５ａに供給され
る。また、加算器３ｂで得られたＢ＋Ｄ信号Ｓ_a2は、高
域強調回路４ｂにより高周波成分が増大されてＢ＋Ｄ信
号Ｓ^d _a2として２値化器５ｂに供給される。

【００４４】２値化器５ａには、例えば、図示していな
いコンデンサにより、直流成分が遮断された高域強調回
路４ａからのＡ＋Ｃ信号Ｓ^d _a1が供給される。そして、
２値化器５ａは、直流成分が遮断されたＡ＋Ｃ信号Ｓ^d
_a1に対して、ＧＮＤレベルを中心とした２値化処理、す
なわち上記図３の（１）に示すような平均直流レベルＬ
₁を中心とした２値化処理を施す。これにより、２値化
器５ａでは、上記図３の（３）に示すような波形のディ
ジタル検出信号Ｓ_b1が得られる。

【００４５】また、２値化器５ｂには、２値化器５ａと
同様にして、図示していないコンデンサにより、直流成
分が遮断された高域強調回路４ｂからのＢ＋Ｄ信号Ｓ^d
_a2が供給される。そして、２値化器５ｂは、２値化器５
ａと同様にして、直流成分が遮断されたＢ＋Ｄ信号Ｓ^d
_a2に対して、ＧＮＤレベルを中心とした２値化処理、す
なわち上記図３の（２）に示すような平均直流レベルＬ
₂を中心とした２値化処理を施す。これにより、２値化
器５ｂでは、上記図３の（４）に示すような波形のディ
ジタル検出信号Ｓ_b2が得られる。

【００４６】上述のようにして２値化器５ａで得られた
ディジタル検出信号Ｓ^d _b1、及び２値化器５ｂで得られ
たディジタル検出信号Ｓ^d _b2は、各々、位相比較器６に
供給される。

【００４７】位相比較器６は、例えば、図６に示すよう
な構成をしており、２値化器５ａからのディジタル検出
信号Ｓ^d _b1と、２値化器２０４ｂからのディジタル信号
Ｓ^d _b2とから、進み位相差のパルス、及び遅れ位相差の
パルスを生成して、生成した２つのパルスを別々に出力
する。

【００４８】以下、上記図３の（３）〜（６）及び上記
図６を用いて、位相比較器６により生成される各パルス
について具体的に説明する。

【００４９】尚、上記図３の（５）及び（６）は、位相
比較器６により生成されるパルスの波形を示したもので
あり、上記図３の（３）〜（６）において、各信号の状
態部分及び状態反転部分を各々ｂ１−Ｘ、ｂ２−Ｘ、Ｃ
１−Ｘ、Ｃ２−Ｘで示すものとする。

【００５０】まず、位相比較器６において、ＮＡＮＤゲ
ート６００の出力信号Ａは、状態部分ｂ１−１及びｂ２
−１に示すように、２値化器５ａからのディジタル検出
信号Ｓ^d _b1と、２値化器５ｂからのディジタル検出信号
Ｓ^d _b2とが共に「１」の場合のみ「０」となる。また、
ＯＲゲート６０１の出力信号Ｂは、状態部分ｂ１−２及
びｂ２−２に示すように、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1と
ディジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に「０」の場合のみ
「０」となる。さらに、ＮＡＮＤゲート６１２の出力信
号は、後述するが、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とディジ
タル検出信号Ｓ^d _b2が共に等しい場合のみ通常「０」と
なる。このため、ＮＡＮＤゲート６００の出力信号Ａ、
又はＯＲゲート６０１の出力信号Ｂが「０」の場合に、
フリップフロップ６０４は、セット、又はリセットさ
れ、信号Ｃを出力する。

【００５１】すなわち、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とデ
ィジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に「１」の場合に、フリッ
プフロップ６０４は、セットされて、「１」の信号Ｃを
出力し、ディジタル検出信号Ｓ_b1とディジタル検出信号
Ｓ_b2が共に「０」の場合に、フリップフロップ６０４
は、リセットされて、「０」の信号Ｃを出力する。

【００５２】そこで、例えば、ディジタル検出信号Ｓ^d
_b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に「１」の場合、フ
リップフロップ６０４は、セットされて、「１」の信号
Ｃを出力するため、ＮＡＮＤゲート６０６の出力信号
Ｄ、及びＮＡＮＤゲート６０８の出力信号Ｆは、共に
「０」となる。また、この場合、ＯＲゲート６０７の出
力信号Ｅ、及びＯＲゲート６０９の出力信号Ｇは、共に
「１」となる。

【００５３】したがって、状態部分Ｃ１−１に示すよう
に、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とディジタル検出信号Ｓ^d
_b2が共に「１」の場合には、信号Ｈ、すなわち出力端子
Ｉ₁から出力されるパルスＳ_C1が「０」で出力される。
また、状態部分Ｃ２−１に示すように、信号Ｉ、すなわ
ち出力端子Ｉ₂から出力されるパルスＳ_C2も「０」で出
力される。

【００５４】次に、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1又はディ
ジタル検出信号Ｓ^d _b2が「０」になると、例えば、状態
反転部分ｂ１−３に示すように、ディジタル検出信号Ｓ
^d _b1が「０」になると、状態反転部分Ｃ１−２に示すよ
うに、パルスＳ_C1が「１」となる。この時、パルスＳ_C2
は、「０」である。

【００５５】また、状態反転部分ｂ２−３に示すよう
に、ディジタル検出信号Ｓ^d _b2が「０」になり、ディジ
タル検出信号Ｓ^d _b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に
「０」になると、状態反転部分Ｃ１−３に示すように、
パルスＳ_C1が「０」となる。この時、パルスＳ_C2は、
「０」である。

【００５６】そして、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とディ
ジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に「０」になると、すなわち
ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が
共に同じ状態となると、上述したが、ＮＡＮＤゲート６
１２の出力は、「０」となり、ＯＲゲート６０１の出力
信号Ｂも「０」となる。このため、フリップフロップ６
０４は、リセットされる。これにより、ＮＡＮＤゲート
６０６の出力信号Ｄ、及びＮＡＮＤゲート６０８の出力
信号Ｆは、共に「１」となる。また、ＯＲゲート６０７
の出力信号Ｅ、及びＯＲゲート６０９の出力信号Ｇは、
共に「０」となる。

【００５７】以後、ディジタル検出信号Ｓ^d _b1又はディ
ジタル検出信号Ｓ^d _b2が「１」になると、パルスＳ_C1又
はパルスＳ_C2が「１」となり、ディジタル検出信号Ｓ^d
_b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に「１」になると、
パルスＳ_C1又はパルスＳ_C2が共に「０」となって、最初
の状態に戻る。

【００５８】上述のように、位相比較器６に供給される
ディジタル検出信号Ｓ_b1の状態のみが反転した場合に
は、位相比較器６からパルスＳ_C1が「１」で出力され、
ディジタル検出信号Ｓ^d _b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が
共に同じ状態になると、パルスＳ_C1が「０」となる。ま
た、位相比較器６に供給されるディジタル検出信号Ｓ^d _b
₂の状態のみが反転した場合には、位相比較器６からパ
ルスＳ_C2が「１」で出力され、ディジタル検出信号Ｓ^d
_b1とディジタル検出信号Ｓ^d _b2が共に同じ状態になる
と、パルスＳ_C2が「０」となる。

【００５９】そして、パルスＳ_C1とパルスＳ_C2の「１」
の時間の長さの差が位相差を示すこととなる。

【００６０】上述のようにして位相比較器６で得られた
パルスＳ_C1とパルスＳ_C2は、別々に、出力処理回路７に
供給される。

【００６１】出力処理回路７は、図示していないが、低
域通過フィルタ及び差動増幅回路からなる。この出力処
理回路７において、位相比較器６からのパルスＳ_C1とパ
ルスＳ_C2は、上記低域通過フィルタを介して上記差動増
幅回路に供給される。そして、上記差動増幅回路は、上
記低域通過フィルタを介したパルスＳ_C1とパルスＳ_C2の
差分をとり、その差分に基いたトラッキング誤差信号を
生成する。したがって、出力処理回路７からは、上記図
３の（７）に示すようなトラッキング誤差信号Ｓ_d出力
される。

【００６２】上述のように、トラッキング誤差検出回路
１００では、２値化器５ａ，５ｂの前段に高域強調回路
４ａ，４ｂを備え、２値化器５ａ，５ｂには、高域強調
回路４ａ，４ｂを介した信号が供給されるようになされ
ている。

【００６３】以下、高域強調回路４ａ，４ｂを備えるこ
とによる効果について具体的に説明する。

【００６４】例えば、上記図２に示した光ディスク９に
は、ＥＦＭ変調方式により［３Ｔ］〜［１１Ｔ］の長さ
のピットの情報が記録されているものとする。また、空
間周波数特性は［Ｌ_3T］〜１．５×［Ｌｃｕｔｏｆ
ｆ］、［３Ｔ］の長さのピット（以下、３Ｔピットと言
う。）の繰り返し時の再生信号周波数は約４．５ＭＨ
ｚ、［１１Ｔ］の長さのピット（以下、１１Ｔピットと
言う。）の繰り返し時の再生信号周波数は約１．２ＭＨ
ｚとする。さらに、高域強調回路４ａ，４ｂは、１ＭＨ
ｚで約＋３ｄｂの利得を与え、４ＭＨｚで約＋１２ｄｂ
の利得を与えるものとする。

【００６５】まず、上述のような条件において、光ディ
スク９からは、上記図１７に示したようなアイパターン
を有する再生信号が得られる。また、上記図１７に示し
たアイパターンを有する光ディスク９からは、トラッキ
ング誤差検出回路１００により、図７に示すようなトラ
ッキング誤差信号が得られる。このトラッキング誤差信
号は、フォーカスサーボをかけて光ディスク９のトラッ
クを横切っていく場合に得られたものである。

【００６６】つぎに、例えば、光ディスク９をピット非
対称性を有するディスクとした場合、この光ディスク９
からは、図８に示すように、３Ｔピットの振幅の中心レ
ベルＬ_3Tが１１Ｔピットの振幅の中心レベルＬ_11Tから
大きくずれたアイパターンを有する再生信号が得られ
る。

【００６７】そこで、上述のようなピット非対称性を有
する光ディスク９からトラッキング誤差信号を検出する
場合において、高域強調回路４ａ，４ｂの有無によるト
ラッキング誤差信号の違いは以下のようになる。

【００６８】図９は、トラッキング誤差検出回路１００
から高域強調回路４ａ，４ｂを省いた場合に得られるト
ラッキング誤差信号、すなわち上記図１３に示したよう
な従来のトラッキング誤差検出回路２００を用いた場合
に得られるトラッキング誤差信号を示した図である。ま
た、図１０の（ａ）及び（ｂ）は、この場合において、
２値化器に入力される信号の波形、及び２値化器から出
力される信号の波形を示した図である。

【００６９】上記図９に示したトラッキング誤差信号
は、上記図７に示したトラッキング誤差信号に比べ、振
幅低下、雑音増加、及び波形歪が生じている。また、上
記図１０の（ａ）に示すように、２値化器へ入力される
信号は、短ピットの再生振幅が中心からずれているた
め、しきい値Ｔを横切ることができない部分Ｅ_r1〜Ｅ_r4
が生じている。このため、上記図１０の（ｂ）に示すよ
うに、しきい値Ｔを横切ることができない部分Ｅ_r1〜Ｅ
_r4は、２値化されずに出力されている。

【００７０】一方、図１１は、高域強調回路４ａ，４ｂ
を備えたトラッキング誤差検出回路１００を用いた場合
に得られるトラッキング誤差信号を示した図である。ま
た、図１２の（ａ）及び（ｂ）は、この場合の２値化器
５ａ，５ｂに入力される信号の波形、及び２値化器５
ａ，５ｂから出力される信号の波形を示した図である。

【００７１】上記図１１に示したトラッキング誤差信号
は、上記図７に示したトラッキング誤差信号に比べ、振
幅低下、雑音増加、及び波形歪が生じているが、上記図
９に示したトラッキング誤差信号より、振幅低下、雑音
増加、及び波形歪が大幅に改善されている。また、上記
図１２の（ａ）に示すように、高域強調回路４ａ，４ｂ
により、短ピットの再生振幅が増大されている。このた
め、上記図１２の（ｂ）に示すように、短ピットの再生
振幅が中心からずれていてもしきい値Ｔを横切ることが
でき、確実に２値化することができる。

【００７２】上述のように、２値化器５ａ，５ｂの前段
に高域強調回路４ａ，４ｂを備えることにより、短ピッ
トの再生振幅が増大されるため、２値化処理及び位相比
較処理を正確に行うことができる。したがって、ピット
非対称性を有する光ディスクから得られるトラッキング
誤差信号の振幅低下、雑音増加、及び波形歪を低減する
ことができる。

【００７３】また、２値化器５ａ，５ｂのオフセット電
圧のばらつき、フォーカスずれ、及び光ディスクの光ピ
ックアップ光軸からの傾き等に起因する再生信号のレベ
ル低下により生じるトラッキング誤差信号の振幅低下、
雑音増加、及び波形歪を低減することができる。

【００７４】したがって、トラッキング誤差検出回路１
００は、良質なトラッキング誤差信号を得ることができ
る。そして、トラッキング誤差検出回路１００で得られ
たトラッキング誤差信号を用いることにより、安定した
高精度のトラッキング制御を行うことができる。

【００７５】尚、上述したトラッキング誤差検出回路１
００では、２値化器５ａ，５ｂの前段に高域強調回路４
ａ，４ｂを設けた構成としたが、高域強調回路４ａ，４
ｂを設けずに、電流電圧変換器２Ａ〜２Ｄに高域強調特
性を各々持たせるようにしてもよい。或いは、電流電圧
変換器２Ａ〜２Ｄではなく加算器３ａ，３ｂに高域強調
特性を各々持たせるようにしてもよい。

【００７６】

【発明の効果】本発明に係るトラッキング誤差検出装置
では、受光手段は、記録媒体の情報トラック上に照射光
を投射して形成された光スポットの反射光を受光素子に
より受光し、上記受光素子の受光量に応じた電流を出力
する。電流電圧変換手段は、上記受光手段の電流出力を
電圧信号に変換する。信号検出手段は、上記電流電圧変
換手段で得られた電圧信号から上記記録媒体に記録され
ている情報に応じて変化すると共に上記光スポットのト
ラッキング誤差に応じて互いに位相が変化する２つの検
出信号を生成する。波形整形手段は、上記信号検出手段
により生成された２つの検出信号を各々波形整形して２
つのディジタル検出信号を生成する。この時、上記波形
整形手段の前に備えられた高域強調手段は、各高周波成
分が増大された２つの検出信号を生成して上記波形整形
手段に供給する。位相比較手段は、上記波形整形手段に
より生成された２つのディジタル検出信号の位相差成分
に基いたトラッキング誤差信号を生成して出力する。こ
れにより、上記波形整形手段に供給される２つの検出信
号は、各高周波成分が増大されたものであるため、上記
上記波形整形手段は、２値化処理を正確に行うことがで
きる。また、上記位相比較手段には、正確な２値化処理
により得られた２つのディジタル検出信号が供給される
ため、上記位相比較手段は、位相比較処理を正確に行う
ことができ、良質のトラッキング誤差信号を生成するこ
とができる。したがって、上記トラッキング誤差検出装
置の検出精度を向上させることができる。また、このト
ラッキング誤差検出回路で得られた良質のトラッキング
誤差信号を用いることにより、安定した高精度のトラッ
キング制御を行うことができる。

【００７７】また、本発明に係るトラッキング誤差検出
装置では、上記高域強調手段は、高域強調特性を有する
上記電流電圧変換手段により構成される。これにより、
信号検出手段には、各高周波成分が増大された電圧信号
が供給されることとなり、信号検出手段は、各高周波成
分が増大された２つの検出信号を生成することができ
る。また、上記波形整形手段は、２値化処理を正確に行
うことができる。また、上記位相比較手段は、位相比較
処理を正確に行うことができ、良質のトラッキング誤差
信号を生成することができる。したがって、上記トラッ
キング誤差検出装置の検出精度を向上させることができ
る。

【００７８】また、本発明に係るトラッキング誤差検出
装置では、上記高域強調手段は、高域強調特性を有する
上記信号検出手段により構成される。これにより、上記
波形整形手段に供給される２つの検出信号は、各高周波
成分が増大されたものであるため、上記上記波形整形手
段は、２値化処理を正確に行うことができる。また、上
記位相比較手段は、位相比較処理を正確に行うことがで
き、良質のトラッキング誤差信号を生成することができ
る。したがって、上記トラッキング誤差検出装置の検出
精度を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るトラッキング誤差検出装置を適用
したトラッキング誤差検出回路の構成を示すブロック図
である。

【図２】光ヘッドの構成を示すブロック図である。

【図３】上記トラッキング誤差検出回路の各構成要素の
各出力信号を説明するための波形図である。

【図４】上記トラッキング誤差検出回路の高域強調回路
の構成を示す回路図である。

【図５】上記高域強調回路の特性を説明するための図で
ある。

【図６】上記トラッキング誤差検出回路の位相比較器の
構成を示す回路図である。

【図７】下記図１７のアイパターンを有する光ディスク
から得られるトラッキング誤差信号を説明するための図
である。

【図８】ピット非対称性を有する光ディスクから得られ
る再生信号のアイパターンを説明するための図である。

【図９】上記高域強調回路を備えない場合に得られるト
ラッキング誤差信号を説明するための図である。

【図１０】上記高域強調回路を備えない場合の２値化器
における入出力信号を説明するための波形図である。

【図１１】上記高域強調回路を備えた場合に得られるト
ラッキング誤差信号を説明するための図である。

【図１２】上記高域強調回路を備えた場合の２値化器に
おける入出力信号を説明するための波形図である。

【図１３】従来のトラッキング誤差検出回路の構成を示
すブロック図である。

【図１４】光ディスク用光学系の空間周波数特性を説明
するための図である。

【図１５】ピット非対称性を持たない光ディスクから得
られる再生信号のアイパターンを説明するための図であ
る。

【図１６】ピット非対称性を有する光ディスクから得ら
れる再生信号のアイパターンを説明するための図であ
る。

【図１７】最短ピットのピット長が光学系の遮断空間周
波数相当のピット長に最も近い場合の最短ピットの再生
振幅を説明するための図である。

【符号の説明】

１４分割フォトディテクタ２Ａ〜２Ｄ電流電圧変換器３ａ，３ｂ加算器４ａ，４ｂ高域強調回路５ａ，５ｂ２値化器６位相比較器７出力処理回路１００トラッキング誤差検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体の情報トラック上に照射光を投
射して形成された光スポットの反射光を受光素子により
受光し、上記受光素子の受光量に応じた電流を出力する
受光手段と、上記受光手段の電流出力を電圧信号に変換する電流電圧
変換手段と、上記電流電圧変換手段で得られた電圧信号から上記記録
媒体に記録されている情報に応じて変化すると共に上記
光スポットのトラッキング誤差に応じて互いに位相が変
化する２つの検出信号を生成する信号検出手段と、上記信号検出手段により生成された２つの検出信号を各
々波形整形して２つのディジタル検出信号を生成する波
形整形手段と、上記波形整形手段により生成された２つのディジタル検
出信号の位相差成分に基いたトラッキング誤差信号を生
成して出力する位相比較手段とを備え、上記波形整形手段の前に各高周波成分が増大された２つ
の検出信号を生成する高域強調手段を備えることを特徴
とするトラッキング誤差検出装置。
【請求項２】上記高域強調手段は、高域強調特性を有
する上記電流電圧変換手段により構成されることを特徴
とする請求項１記載のトラッキング誤差検出装置。
【請求項３】上記高域強調手段は、高域強調特性を有
する上記信号検出手段により構成されることを特徴とす
る請求項１記載のトラッキング誤差検出装置。