JPH09163621A - バッテリー充電モード制御回路 - Google Patents
バッテリー充電モード制御回路Info
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- JPH09163621A JPH09163621A JP8109980A JP10998096A JPH09163621A JP H09163621 A JPH09163621 A JP H09163621A JP 8109980 A JP8109980 A JP 8109980A JP 10998096 A JP10998096 A JP 10998096A JP H09163621 A JPH09163621 A JP H09163621A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or discharging batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or discharging batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from AC mains by converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or discharging batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/90—Regulation of charging or discharging current or voltage
- H02J7/96—Regulation of charging or discharging current or voltage in response to battery voltage
- H02J7/963—Regulation of charging or discharging current or voltage in response to battery voltage in response to battery voltage gradient
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or discharging batteries or for supplying loads from batteries
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Secondary Cells (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＣ化した場合、小さなチップサイズと低コ
ストを実現するバッテリ充電モード制御回路に提供する
こと。 【解決手段】 電圧増幅回路１００とピーク検出回路２
００を備え、ピーク検出回路２００は微分回路と比較回
路２３０からなるものとする。これによって、アナログ
−ディジタル変換器を必要としないので、ＩＣ化した場
合、小さなチップサイズと低コストを実現できる。
ストを実現するバッテリ充電モード制御回路に提供する
こと。 【解決手段】 電圧増幅回路１００とピーク検出回路２
００を備え、ピーク検出回路２００は微分回路と比較回
路２３０からなるものとする。これによって、アナログ
−ディジタル変換器を必要としないので、ＩＣ化した場
合、小さなチップサイズと低コストを実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、充電可能なバッテ
リの急速充電の際、その充電状態に応じて充電モードを
自動変換するように制御するためのバッテリ充電モード
制御回路に関する。
リの急速充電の際、その充電状態に応じて充電モードを
自動変換するように制御するためのバッテリ充電モード
制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、充電可能なバッテリを使う携帯用
電子機器の需要が急増している。これに合わせて、携帯
用電子機器のバッテリは急速充電ができ、より長持ち
で、さらにより長い寿命を有することが求められる。
電子機器の需要が急増している。これに合わせて、携帯
用電子機器のバッテリは急速充電ができ、より長持ち
で、さらにより長い寿命を有することが求められる。
【０００３】バッテリを急速充電するシステムの設計に
おいて、最も注意深く考慮すべき事項はバッテリの急速
充電モード時バッテリが完全充電される時点を正確に検
出して、バッテリの充電モードが低速充電モードに切替
えられるかバッテリの充電が中断されるかいずれにする
ことである。しかし、バッテリが完全充電された後も充
電モードの変換が行われずバッテリに続いて充電電流が
供給されると、そのバッテリは過充電されることに伴っ
てその内部温度が急上昇するためバッテリの寿命が短縮
される。特に、セルの耐性の弱いＮｉＭＨ（nickel-met
al hydride）バッテリの場合に過充電の影響はきわめて
致命的であると言われている。したがって、急速充電
時、バッテリの寿命を短縮しないようにすることが非常
に大切で、バッテリの完全充電以降はその内部温度が急
上昇する前に充電を遮断しなければならない。
おいて、最も注意深く考慮すべき事項はバッテリの急速
充電モード時バッテリが完全充電される時点を正確に検
出して、バッテリの充電モードが低速充電モードに切替
えられるかバッテリの充電が中断されるかいずれにする
ことである。しかし、バッテリが完全充電された後も充
電モードの変換が行われずバッテリに続いて充電電流が
供給されると、そのバッテリは過充電されることに伴っ
てその内部温度が急上昇するためバッテリの寿命が短縮
される。特に、セルの耐性の弱いＮｉＭＨ（nickel-met
al hydride）バッテリの場合に過充電の影響はきわめて
致命的であると言われている。したがって、急速充電
時、バッテリの寿命を短縮しないようにすることが非常
に大切で、バッテリの完全充電以降はその内部温度が急
上昇する前に充電を遮断しなければならない。
【０００４】急速充電時バッテリの完全充電時点を検出
するための技術としては、バッテリ充電時間に応じた電
圧変化（ｄＶbatt／ｄｔ）を利用する技術、充電終了時
点でのバッテリ電圧の降下値（−ΔＶbatt）を利用する
技術、充電によるバッテリの温度変化を利用する技術な
どがあるが、これらの適用はバッテリの種類によって異
なることになる。例えば、ＮｉＣｄバッテリの場合、−
ΔＶ検出器が主検出手段として使われ、相対的にセルの
耐性の弱いＮｉＭＨバッテリの場合には、バッテリ電圧
（Ｖbatt）のピークを検出するピーク検出器が主検出手
段として使用される。
するための技術としては、バッテリ充電時間に応じた電
圧変化（ｄＶbatt／ｄｔ）を利用する技術、充電終了時
点でのバッテリ電圧の降下値（−ΔＶbatt）を利用する
技術、充電によるバッテリの温度変化を利用する技術な
どがあるが、これらの適用はバッテリの種類によって異
なることになる。例えば、ＮｉＣｄバッテリの場合、−
ΔＶ検出器が主検出手段として使われ、相対的にセルの
耐性の弱いＮｉＭＨバッテリの場合には、バッテリ電圧
（Ｖbatt）のピークを検出するピーク検出器が主検出手
段として使用される。
【０００５】従来、ＮｉＭＨバッテリの充電制御のため
にバッテリ電圧のピークを検出するには、アナログ−デ
ィジタル変換器により所定の時間間隔を置いてバッテリ
電圧（Ｖbatt）を測定し、予め定められた２つの時点か
らの測定値を互いに比較することによってバッテリ電圧
のピークを検出した（Ｕ．Ｓ．Ｐａｔ．Ｎｏ．４，７４
６，８５２）。
にバッテリ電圧のピークを検出するには、アナログ−デ
ィジタル変換器により所定の時間間隔を置いてバッテリ
電圧（Ｖbatt）を測定し、予め定められた２つの時点か
らの測定値を互いに比較することによってバッテリ電圧
のピークを検出した（Ｕ．Ｓ．Ｐａｔ．Ｎｏ．４，７４
６，８５２）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、かかる技術
によると、アナログ−ディジタル変換器を用いているの
で、ＩＣ化した場合、チップのサイズが増加するように
なり、そして製品のコストが高くなる問題点があった。
によると、アナログ−ディジタル変換器を用いているの
で、ＩＣ化した場合、チップのサイズが増加するように
なり、そして製品のコストが高くなる問題点があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決するために、次のようなバッテリ充電モード制御回路
とする。すなわち、バッテリに接続される入力端子を有
し、時間によるバッテリ電圧の変化量を増幅する電圧増
幅回路と、この電圧増幅回路の出力端子に接続される入
力端子と充電モードの変換のための充電モード変換回路
に接続される出力端子を有し、バッテリ電圧のピークを
検出するピーク検出回路とを備え、ピーク検出回路は、
前記電圧増幅回路の出力を微分する微分回路と、この微
分回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回
路を含むものとする。
決するために、次のようなバッテリ充電モード制御回路
とする。すなわち、バッテリに接続される入力端子を有
し、時間によるバッテリ電圧の変化量を増幅する電圧増
幅回路と、この電圧増幅回路の出力端子に接続される入
力端子と充電モードの変換のための充電モード変換回路
に接続される出力端子を有し、バッテリ電圧のピークを
検出するピーク検出回路とを備え、ピーク検出回路は、
前記電圧増幅回路の出力を微分する微分回路と、この微
分回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回
路を含むものとする。
【０００８】利用が容易になるように増幅される。
【０００９】
【発明の実施の形態】次に添付図面を参照して本発明に
よるバッテリ充電モード制御回路の実施の形態を詳細に
説明するが、その前に本発明の回路の原理的構成を説明
しておく。図２は本発明によるバッテリ充電モード制御
回路の原理的構成を示しているブロック図である。この
図２において、電圧増幅回路１００は時間によるバッテ
リ電圧（Ｖbatt）の変化量を増幅してピーク検出回路２
００へ出力する。ピーク検出回路２００は前記電圧増幅
回路１００の出力を受けてバッテリ電圧のピークを検出
し、これを充電モード変換回路３００に出力する。これ
により、充電モード変換回路３００はバッテリが完全充
電されたと判断してバッテリの充電モードを低速充電モ
ードに切替えるとか、もしくはバッテリの充電を中止さ
せる。
よるバッテリ充電モード制御回路の実施の形態を詳細に
説明するが、その前に本発明の回路の原理的構成を説明
しておく。図２は本発明によるバッテリ充電モード制御
回路の原理的構成を示しているブロック図である。この
図２において、電圧増幅回路１００は時間によるバッテ
リ電圧（Ｖbatt）の変化量を増幅してピーク検出回路２
００へ出力する。ピーク検出回路２００は前記電圧増幅
回路１００の出力を受けてバッテリ電圧のピークを検出
し、これを充電モード変換回路３００に出力する。これ
により、充電モード変換回路３００はバッテリが完全充
電されたと判断してバッテリの充電モードを低速充電モ
ードに切替えるとか、もしくはバッテリの充電を中止さ
せる。
【００１０】図１は本発明によるバッテリ充電モード制
御回路の望ましい実施の形態を示している。図１を参照
すると、この回路は、フィルタ回路１０と、バッファ回
路２０と、電圧増幅回路１００と、ピーク検出回路２０
０と、充電モード変換回路３００とにより構成される。
フィルタ回路１０は抵抗１１とコンデンサ１２とにより
構成されており、入力が図示しないバッテリに接続され
る。バッファ回路２０はフィルタ回路１０の出力に入力
が接続される。電圧増幅回路１００はバッファ回路２０
の出力に入力が接続され、差動増幅器１０５と、この差
動増幅器１０５の非反転入力端子、反転入力端子ならび
に出力端子にそれぞれ接続される抵抗１０１〜１０４を
備え、抵抗１０４には第１の基準電圧Ｖref1が供給され
る。
御回路の望ましい実施の形態を示している。図１を参照
すると、この回路は、フィルタ回路１０と、バッファ回
路２０と、電圧増幅回路１００と、ピーク検出回路２０
０と、充電モード変換回路３００とにより構成される。
フィルタ回路１０は抵抗１１とコンデンサ１２とにより
構成されており、入力が図示しないバッテリに接続され
る。バッファ回路２０はフィルタ回路１０の出力に入力
が接続される。電圧増幅回路１００はバッファ回路２０
の出力に入力が接続され、差動増幅器１０５と、この差
動増幅器１０５の非反転入力端子、反転入力端子ならび
に出力端子にそれぞれ接続される抵抗１０１〜１０４を
備え、抵抗１０４には第１の基準電圧Ｖref1が供給され
る。
【００１１】ピーク検出回路２００は電圧増幅回路１０
０の出力に入力が接続され、サンプル／ホールド回路２
１０及び電圧−電流変換回路２２０からなる微分回路
と、この微分回路と充電モード変換回路３００との間に
接続される比較回路２３０とから構成される。サンプル
／ホールド回路２１０は、所定の周期ΔＴのクロックパ
ルスＣＬＫが制御端子へ供給され、入力端子が差動増幅
器１０５の出力に接続される伝達ゲート２１１と保持コ
ンデンサ２１２からなり、電圧−電流変換回路２２０は
トランスコンダクタンス増幅器２２１とコンデンサ２２
２とから構成される。トランスコンダクタンス増幅器２
２１は非反転入力端子が差動増幅器１０５の出力に接続
される一方、反転入力端子が伝達ゲート２１１の出力に
接続される。比較回路２３０は抵抗２３１と比較器２３
２からなり、トランスコンダクタンス増幅器２２１の出
力に並列に接続された前記抵抗２３１と比較器２３２の
反転入力端子には第２の基準電圧Ｖref2が供給される。
０の出力に入力が接続され、サンプル／ホールド回路２
１０及び電圧−電流変換回路２２０からなる微分回路
と、この微分回路と充電モード変換回路３００との間に
接続される比較回路２３０とから構成される。サンプル
／ホールド回路２１０は、所定の周期ΔＴのクロックパ
ルスＣＬＫが制御端子へ供給され、入力端子が差動増幅
器１０５の出力に接続される伝達ゲート２１１と保持コ
ンデンサ２１２からなり、電圧−電流変換回路２２０は
トランスコンダクタンス増幅器２２１とコンデンサ２２
２とから構成される。トランスコンダクタンス増幅器２
２１は非反転入力端子が差動増幅器１０５の出力に接続
される一方、反転入力端子が伝達ゲート２１１の出力に
接続される。比較回路２３０は抵抗２３１と比較器２３
２からなり、トランスコンダクタンス増幅器２２１の出
力に並列に接続された前記抵抗２３１と比較器２３２の
反転入力端子には第２の基準電圧Ｖref2が供給される。
【００１２】次いで、以上の構成を持つ図１の回路の動
作について詳細に説明する。ＳＭＰＳ（switching mode
power supply)による急速充電により生じられるバッテ
リ電圧のスイッチングノイズはフィルタ回路１０により
除去される。バッファ回路２０はノイズ除去の為のフィ
ルタ回路１０によるバッテリ電圧の損失を防止する働き
をする。一方、ＳＭＰＳの代わりに定電流源としてバッ
テリを充電する場合にはフィルタ回路１０とバッファ回
路２０とを必要とすることはない。
作について詳細に説明する。ＳＭＰＳ（switching mode
power supply)による急速充電により生じられるバッテ
リ電圧のスイッチングノイズはフィルタ回路１０により
除去される。バッファ回路２０はノイズ除去の為のフィ
ルタ回路１０によるバッテリ電圧の損失を防止する働き
をする。一方、ＳＭＰＳの代わりに定電流源としてバッ
テリを充電する場合にはフィルタ回路１０とバッファ回
路２０とを必要とすることはない。
【００１３】電圧増幅回路１００は所定の基準電圧とバ
ッファ回路２０の出力電圧間の差電圧、つまり、時間に
よるバッテリ電圧の変化量を伝達関数Ｋで増幅する。言
い替えれば、この電圧増幅回路１００は、時間変化に応
じたバッテリ電圧変化特性が極めて少ないので、これを
大きくしてくれる役割を果たす。したがって、電圧増幅
回路１００の出力である点Ａでの電圧はＫ・Ｖbattの値
を有する。
ッファ回路２０の出力電圧間の差電圧、つまり、時間に
よるバッテリ電圧の変化量を伝達関数Ｋで増幅する。言
い替えれば、この電圧増幅回路１００は、時間変化に応
じたバッテリ電圧変化特性が極めて少ないので、これを
大きくしてくれる役割を果たす。したがって、電圧増幅
回路１００の出力である点Ａでの電圧はＫ・Ｖbattの値
を有する。
【００１４】この電圧増幅回路１００の出力電圧（Ｋ・
Ｖbatt）は２つの経路を介してサンプル／ホールド回路
２１０と電圧−電流変換回路２２０とからなる微分回路
にそれぞれ供給されるが、トランスコンダクタンスの増
幅器２２１の入力端子に関しては、非反転入力端子に電
圧増幅回路１００の出力電圧がそのまま提供されるのに
対し、それの反転入力端子にはサンプル／ホールド回路
２１０により所定のサンプリング周波数でサンプルされ
た電圧が供給される。この際、電圧増幅回路１００の出
力電圧に対するサンプリングは、所定の周期（ΔＴ）を
持つクロックパルスＣＬＫが供給される伝達ゲート２１
１により行われるが、伝達ゲート２１１の代わりにＣＭ
ＯＳトランジスタ、もしくはバイポーラトランジスタが
使われることもある。
Ｖbatt）は２つの経路を介してサンプル／ホールド回路
２１０と電圧−電流変換回路２２０とからなる微分回路
にそれぞれ供給されるが、トランスコンダクタンスの増
幅器２２１の入力端子に関しては、非反転入力端子に電
圧増幅回路１００の出力電圧がそのまま提供されるのに
対し、それの反転入力端子にはサンプル／ホールド回路
２１０により所定のサンプリング周波数でサンプルされ
た電圧が供給される。この際、電圧増幅回路１００の出
力電圧に対するサンプリングは、所定の周期（ΔＴ）を
持つクロックパルスＣＬＫが供給される伝達ゲート２１
１により行われるが、伝達ゲート２１１の代わりにＣＭ
ＯＳトランジスタ、もしくはバイポーラトランジスタが
使われることもある。
【００１５】図３はバッテリが完全充電される前の点Ａ
及び点Ｂ（トランスコンダクタンス増幅器２２１の反転
入力端子）における電圧波形を示している。この時、サ
ンプル／ホールド回路２１０及び電圧−電流変換回路２
２０からなる微分回路の伝達特性をＧとし、時間ｔ1 に
おいて電圧増幅回路１００の出力電圧の増加量をΔＶ
battとすると、時間間隔ｔ1 〜ｔ2 の間、微分回路によ
り得られる電圧増幅回路１００の出力電圧の微分値、す
なわち、図１の点Ｃ（比較器２３２の非反転入力端子）
における電圧値はほぼ次の式１のようになる。
及び点Ｂ（トランスコンダクタンス増幅器２２１の反転
入力端子）における電圧波形を示している。この時、サ
ンプル／ホールド回路２１０及び電圧−電流変換回路２
２０からなる微分回路の伝達特性をＧとし、時間ｔ1 に
おいて電圧増幅回路１００の出力電圧の増加量をΔＶ
battとすると、時間間隔ｔ1 〜ｔ2 の間、微分回路によ
り得られる電圧増幅回路１００の出力電圧の微分値、す
なわち、図１の点Ｃ（比較器２３２の非反転入力端子）
における電圧値はほぼ次の式１のようになる。
【００１６】 Ｇ・（ΔＴ・Ｋ・ΔＶbatt）／２ …（１） ただし、図１とは逆に、電圧増幅回路１００の出力がト
ランスコンダクタンス増幅器２２１の反転入力端子へ供
給され、サンプル／ホールド回路２１０の出力がトラン
スコンダクタンス増幅器２２１の非反転入力端子に供給
されるようにすると、点Ｃにおける微分値は−Ｇ・
［（ΔＴ・Ｋ・ΔＶbatt）／２］になる。
ランスコンダクタンス増幅器２２１の反転入力端子へ供
給され、サンプル／ホールド回路２１０の出力がトラン
スコンダクタンス増幅器２２１の非反転入力端子に供給
されるようにすると、点Ｃにおける微分値は−Ｇ・
［（ΔＴ・Ｋ・ΔＶbatt）／２］になる。
【００１７】図４においては、バッテリが完全充電され
る時点での点Ａ，Ｂにおける電圧波形が示されている。
バッテリが完全充電される時点まではバッテリ電圧の変
化量が増加するものの、バッテリの完全充電時点ｔ4 の
以降はバッテリの自然放電によりバッテリ電圧がむしろ
減少される。したがって、完全充電される時間ｔ4 にお
ける電圧増幅回路１００の出力電圧の増加量をΔＶ
batt1 とし、時間ｔ5 におけるそれを−ΔＶbatt2 とす
れば、時間間隔ｔ3 〜ｔ5 間、微分回路により得られる
点Ｃでの微分値は次の式２の通りである。
る時点での点Ａ，Ｂにおける電圧波形が示されている。
バッテリが完全充電される時点まではバッテリ電圧の変
化量が増加するものの、バッテリの完全充電時点ｔ4 の
以降はバッテリの自然放電によりバッテリ電圧がむしろ
減少される。したがって、完全充電される時間ｔ4 にお
ける電圧増幅回路１００の出力電圧の増加量をΔＶ
batt1 とし、時間ｔ5 におけるそれを−ΔＶbatt2 とす
れば、時間間隔ｔ3 〜ｔ5 間、微分回路により得られる
点Ｃでの微分値は次の式２の通りである。
【００１８】 Ｇ・（ΔＴ・Ｋ・ΔＶbatt1)/2＋Ｇ・［ΔＴ・Ｋ・（−ΔＶbatt2)］/2 ＝ (1/2)・Ｇ・ΔＴ・Ｋ・（ΔＶbatt1 −ΔＶbatt2 ） …（２） ここで、ΔＶbatt1 とΔＶbatt2 はバッテリ電圧の完全
充電時点ｔ4 において、すなわちバッテリ充電電圧曲線
のピークの周りでのバッテリ電圧変化量であるので、Δ
Ｖbatt1 ≒ΔＶbatt2 となる。したがって、時間間隔ｔ
3 〜ｔ5 間、微分回路により得られる点Ｃでの微分値は
ほぼ０になる。
充電時点ｔ4 において、すなわちバッテリ充電電圧曲線
のピークの周りでのバッテリ電圧変化量であるので、Δ
Ｖbatt1 ≒ΔＶbatt2 となる。したがって、時間間隔ｔ
3 〜ｔ5 間、微分回路により得られる点Ｃでの微分値は
ほぼ０になる。
【００１９】図５においては、バッテリが完全充電され
たのちの点Ａ，Ｂにおける電圧波形が示されている。図
５に示された、バッテリが完全充電された以後の区間で
はバッテリの自然放電が間断なく続くので、バッテリ電
圧の変化量は負の値を有するため、微分回路により得ら
れる点Ｃでの微分値は次の式３のようである。
たのちの点Ａ，Ｂにおける電圧波形が示されている。図
５に示された、バッテリが完全充電された以後の区間で
はバッテリの自然放電が間断なく続くので、バッテリ電
圧の変化量は負の値を有するため、微分回路により得ら
れる点Ｃでの微分値は次の式３のようである。
【００２０】 Ｇ・［ΔＴ・Ｋ・（−ΔＶbatt）］／２ …（３） 以上の説明から、点Ｃにおける電圧値はバッテリ充電電
圧曲線の傾きに比例することが分かる。したがって、比
較器２３２の基準電圧Ｖref2を完全充電時点での点Ｃの
電圧値に設定すると、点Ｄでの電圧、すなわち、比較器
２３２の出力電圧Ｖout は、図６に示すように、バッテ
リの完全充電前は‘ハイレベル’を維持しながら時間間
隔ｔ3 〜ｔ5 においては‘ローレベル’に遷移される。
したがって、これを持って、充電モード変換回路３００
はバッテリの充電モードを急速充電モードより低速充電
モードに変換させるか、またはバッテリの充電を終了す
ることになる。
圧曲線の傾きに比例することが分かる。したがって、比
較器２３２の基準電圧Ｖref2を完全充電時点での点Ｃの
電圧値に設定すると、点Ｄでの電圧、すなわち、比較器
２３２の出力電圧Ｖout は、図６に示すように、バッテ
リの完全充電前は‘ハイレベル’を維持しながら時間間
隔ｔ3 〜ｔ5 においては‘ローレベル’に遷移される。
したがって、これを持って、充電モード変換回路３００
はバッテリの充電モードを急速充電モードより低速充電
モードに変換させるか、またはバッテリの充電を終了す
ることになる。
【００２１】
【発明の効果】このように本発明のバッテリ充電モード
制御回路によれば、アナログ−ディジタル変換器を必要
とせずに、アナログ的にバッテリ充電モード制御回路が
実現可能となり、ＩＣ化した場合、小さいチップサイズ
と低コストを実現できる。
制御回路によれば、アナログ−ディジタル変換器を必要
とせずに、アナログ的にバッテリ充電モード制御回路が
実現可能となり、ＩＣ化した場合、小さいチップサイズ
と低コストを実現できる。
【図１】本発明によるバッテリ充電モード制御回路の実
施の形態を示す回路図。
施の形態を示す回路図。
【図２】本発明によるバッテリ充電モード制御回路の原
理的構成例を示すブロック図。
理的構成例を示すブロック図。
【図３】図１の点Ａ及びＢでの電圧波形を示したもの
で、バッテリが完全充電される前の電圧波形図。
で、バッテリが完全充電される前の電圧波形図。
【図４】図１の点Ａ及びＢでの電圧波形を示したもの
で、バッテリが完全充電される時点における電圧波形
図。
で、バッテリが完全充電される時点における電圧波形
図。
【図５】図１の点Ａ及びＢでの電圧波形を示したもの
で、バッテリが完全充電された以降の電圧波形図。
で、バッテリが完全充電された以降の電圧波形図。
【図６】バッテリ電圧による図１の回路の出力波形図。
１０ フィルタ回路 ２０ バッファ回路 １００ 電圧増幅回路 ２００ ピーク検出回路 ２１０ サンプル／ホールド回路 ２２０ 電圧−電流変換器 ２３０ 比較回路 ３００ 充電モード変換回路
Claims (3)
- 【請求項１】 バッテリに接続される入力端子を有し、
時間によるバッテリ電圧の変化量を増幅する電圧増幅回
路と、 前記電圧増幅回路の出力端子に接続される入力端子と充
電モードの変換のための充電モード変換回路に接続され
る出力端子を有し、バッテリ電圧のピークを検出するピ
ーク検出回路とを備え、 前記ピーク検出回路は、前記電圧増幅回路の出力を微分
する微分回路と、 前記微分回路の出力電圧と所定の基準電圧とを比較する
比較回路とを含むことを特徴とするバッテリ充電モード
制御回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のバッテリ充電モード制御
回路において、前記バッテリに接続される入力端子を有
しバッテリ電圧のノイズを取除くフィルタ回路と、 前記フィルタ回路の出力端子と前記電圧増幅回路の前記
入力端子との間に接続され前記フィルタ回路による前記
バッテリ電圧の損失を防止するバッファ回路とを更に備
えることを特徴とするバッテリ充電モード制御回路。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載のバッテリ充電モー
ド制御回路において、 前記微分回路は、所定のサンプリング周波数で前記電圧
増幅回路の出力電圧をサンプリングして保持するサンプ
ル／ホールド回路と、 前記電圧増幅回路の前記出力端子に接続される非反転端
子と前記サンプル／ホールド回路の出力端子に接続され
る反転端子とを有する電圧−電流変換回路とを含むこと
を特徴とするバッテリ充電モード制御回路。
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