JPH09172384A - Ａｍラジオ放送の受信装置 - Google Patents
Ａｍラジオ放送の受信装置Info
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- JPH09172384A JPH09172384A JP7348737A JP34873795A JPH09172384A JP H09172384 A JPH09172384 A JP H09172384A JP 7348737 A JP7348737 A JP 7348737A JP 34873795 A JP34873795 A JP 34873795A JP H09172384 A JPH09172384 A JP H09172384A
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 中間周波選択素子をＩＣに内蔵できるデジタ
ルチューニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置を実現
する。 【解決手段】 ダブルスーパーへテロダインの構成と
し、第１中間周波数を零でない数ｋＨｚの低い周波数に
選定し、第２中間周波数は数１０ｋＨｚに選定する。第
１および第２の第１ミキサ回路１２、２２に、受信信号
と、第１局部発振回路３１からの互いに位相が９０度異
なる第１および第２の第１局部発振信号を供給して第１
中間周波信号を生成し、フィルタ１３、２３で第１中間
周波信号を選択して得る。第２ミキサ回路１４、２４
に、フィルタ１３、２３からの第１中間周波信号を供給
すると共に、第２局部発振回路３２からの互いに位相が
９０度異なる第１および第２の第２局部発振信号を供給
する。第２ミキサ１４、２４の出力を加算回路１５で加
算し、その加算出力をフィルタ１６を通して第２中間周
波信号を得る。第２中間周波信号を増幅し、検波して音
声信号を得る。
ルチューニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置を実現
する。 【解決手段】 ダブルスーパーへテロダインの構成と
し、第１中間周波数を零でない数ｋＨｚの低い周波数に
選定し、第２中間周波数は数１０ｋＨｚに選定する。第
１および第２の第１ミキサ回路１２、２２に、受信信号
と、第１局部発振回路３１からの互いに位相が９０度異
なる第１および第２の第１局部発振信号を供給して第１
中間周波信号を生成し、フィルタ１３、２３で第１中間
周波信号を選択して得る。第２ミキサ回路１４、２４
に、フィルタ１３、２３からの第１中間周波信号を供給
すると共に、第２局部発振回路３２からの互いに位相が
９０度異なる第１および第２の第２局部発振信号を供給
する。第２ミキサ１４、２４の出力を加算回路１５で加
算し、その加算出力をフィルタ１６を通して第２中間周
波信号を得る。第２中間周波信号を増幅し、検波して音
声信号を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＬＬを用いた
デジタルチューニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置
に関する。
デジタルチューニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】スーパーヘテロダイン型のラジオ放送の
受信装置の構成は、次のようなものである。
受信装置の構成は、次のようなものである。
【０００３】すなわち、アンテナで放送電波を受信して
得た微弱な信号を高周波増幅器で増幅し、この増幅した
信号をミキサ回路で局部発振信号と混合して中間周波信
号を得る。ミキサ回路の出力には、中間周波信号以外の
信号成分も含まれるため、ミキサ回路の出力から、中間
周波選択素子（フィルタ）で選択して、中間周波信号の
みを得る。この中間周波信号を中間周波増幅回路で増幅
する。そして、増幅した中間周波信号をＡＭ検波回路で
検波して音声信号成分を得るようにする。
得た微弱な信号を高周波増幅器で増幅し、この増幅した
信号をミキサ回路で局部発振信号と混合して中間周波信
号を得る。ミキサ回路の出力には、中間周波信号以外の
信号成分も含まれるため、ミキサ回路の出力から、中間
周波選択素子（フィルタ）で選択して、中間周波信号の
みを得る。この中間周波信号を中間周波増幅回路で増幅
する。そして、増幅した中間周波信号をＡＭ検波回路で
検波して音声信号成分を得るようにする。
【０００４】この場合、受信周波数と局部発振周波数と
の差が中間周波数になるので、受信周波数は局部発振周
波数の値を変えることで決定される。この受信周波数の
値を変えることがチューニングである。
の差が中間周波数になるので、受信周波数は局部発振周
波数の値を変えることで決定される。この受信周波数の
値を変えることがチューニングである。
【０００５】ラジオ放送の受信装置のチューニング方式
には、アナログ方式とデジタル方式とがある。アナログ
方式は、バリアブルコンデンサを使用したもので、チュ
ーニングつまみを回すことにより、局部発振周波数を連
続的に可変させて、希望する受信周波数を選択する。
には、アナログ方式とデジタル方式とがある。アナログ
方式は、バリアブルコンデンサを使用したもので、チュ
ーニングつまみを回すことにより、局部発振周波数を連
続的に可変させて、希望する受信周波数を選択する。
【０００６】デジタル方式は、ＰＬＬにより局部発振回
路を構成し、ＰＬＬの一部を構成する可変分周器の分周
比Ｎを変えることで、局部発振周波数を、例えばＡＭ放
送のラジオ受信機であれば、９ｋＨｚあるいは１０ｋＨ
ｚおきに離散的に変えて受信周波数を変え、希望する放
送周波数を選択する。前記分周比Ｎは、例えばマイクロ
コンピュータから与えられる。
路を構成し、ＰＬＬの一部を構成する可変分周器の分周
比Ｎを変えることで、局部発振周波数を、例えばＡＭ放
送のラジオ受信機であれば、９ｋＨｚあるいは１０ｋＨ
ｚおきに離散的に変えて受信周波数を変え、希望する放
送周波数を選択する。前記分周比Ｎは、例えばマイクロ
コンピュータから与えられる。
【０００７】このデジタルチューニング方式の場合、希
望する放送局の受信周波数をミキサ回路で中間周波数に
変換するための局部発振周波数を得るための分周比Ｎ
を、例えばボタンに対応してメモリにプリセットしてお
くことにより、当該ボタンを押すだけで、希望する受信
周波数の放送を選局することができ、アナログ方式のよ
うなチューニングつまみによる微調整を必要としないの
で、使い勝手が良いという特徴がある。また、デジタル
チューニング方式のラジオ放送の受信装置は、ＩＣ化も
容易になるというメリットがある。
望する放送局の受信周波数をミキサ回路で中間周波数に
変換するための局部発振周波数を得るための分周比Ｎ
を、例えばボタンに対応してメモリにプリセットしてお
くことにより、当該ボタンを押すだけで、希望する受信
周波数の放送を選局することができ、アナログ方式のよ
うなチューニングつまみによる微調整を必要としないの
で、使い勝手が良いという特徴がある。また、デジタル
チューニング方式のラジオ放送の受信装置は、ＩＣ化も
容易になるというメリットがある。
【０００８】このため、ラジオ放送の受信装置の分野に
おいては、アナログチューニング方式から、ＰＬＬを用
いたデジタルチューニング方式へとチューニング方式は
変化してきている。
おいては、アナログチューニング方式から、ＰＬＬを用
いたデジタルチューニング方式へとチューニング方式は
変化してきている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、中間周波数
は、固定した値でなければならない。しかしながら、中
間周波選択素子（フィルタ）の選択特性にずれ（フィル
タの通過中心周波数のずれ）があると、中間周波数が変
動することになる。受信周波数と局部発振周波数との差
が中間周波数であるから、中間周波数が変動すると受信
周波数がずれてしまうことになる。
は、固定した値でなければならない。しかしながら、中
間周波選択素子（フィルタ）の選択特性にずれ（フィル
タの通過中心周波数のずれ）があると、中間周波数が変
動することになる。受信周波数と局部発振周波数との差
が中間周波数であるから、中間周波数が変動すると受信
周波数がずれてしまうことになる。
【００１０】アナログチューニング方式のラジオ受信機
では、局部発振周波数の可変方法が上述したように連続
的であるので、中間周波数が変動することにより受信周
波数が数ｋＨｚずれても、つまみによる微調整を行うこ
とで、問題を生じない。
では、局部発振周波数の可変方法が上述したように連続
的であるので、中間周波数が変動することにより受信周
波数が数ｋＨｚずれても、つまみによる微調整を行うこ
とで、問題を生じない。
【００１１】しかしながら、デジタルチューニング方式
のラジオ受信機では、受信周波数が、上述したように、
離散的に９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚおきに変わるた
め、受信周波数が数ｋＨｚずれると、希望する放送局を
受信できなくなる。
のラジオ受信機では、受信周波数が、上述したように、
離散的に９ｋＨｚあるいは１０ｋＨｚおきに変わるた
め、受信周波数が数ｋＨｚずれると、希望する放送局を
受信できなくなる。
【００１２】すなわち、中間周波選択素子を、ＩＣ内
で、容量と抵抗からなるアクティブフィルタで構成する
と、ＩＣの製造上のばらつきから抵抗値が、例えば±２
０％程度、ばらついてしまう。そのため、ＩＣ内部に構
成したアクティブフィルタの通過中心周波数も同程度ば
らついてしまう。中間周波数が数１０ｋＨｚ例えば５０
ｋＨｚの場合でも、中間周波選択素子の通過中心周波数
が１０ｋＨｚもずれてしまい、希望する放送局を受信で
きなくなるのである。
で、容量と抵抗からなるアクティブフィルタで構成する
と、ＩＣの製造上のばらつきから抵抗値が、例えば±２
０％程度、ばらついてしまう。そのため、ＩＣ内部に構
成したアクティブフィルタの通過中心周波数も同程度ば
らついてしまう。中間周波数が数１０ｋＨｚ例えば５０
ｋＨｚの場合でも、中間周波選択素子の通過中心周波数
が１０ｋＨｚもずれてしまい、希望する放送局を受信で
きなくなるのである。
【００１３】そこで、従来のデジタルチューニング方式
のラジオ放送の受信装置では、中間周波数の変動をなく
すために、中間周波数選択用のフィルタとしてセラミッ
クフィルタを使用していた。
のラジオ放送の受信装置では、中間周波数の変動をなく
すために、中間周波数選択用のフィルタとしてセラミッ
クフィルタを使用していた。
【００１４】しかし、このセラミックフィルタは、ＩＣ
に対して外付けとする必要があるとともに、高価格であ
り、また、大きい部品であるため、ラジオ受信機を薄型
および小形にすることが難しいという問題があった。
に対して外付けとする必要があるとともに、高価格であ
り、また、大きい部品であるため、ラジオ受信機を薄型
および小形にすることが難しいという問題があった。
【００１５】この発明は、以上の点にかんがみ、デジタ
ルチューニング方式を採用するＡＭラジオ放送の受信装
置において、ＩＣに内蔵した容量と抵抗で構成されたア
クティブフィルタで中間周波選択素子を構成しても、受
信周波数がずれることなく、希望する放送局を確実に選
択できるようにすることを目的とする。
ルチューニング方式を採用するＡＭラジオ放送の受信装
置において、ＩＣに内蔵した容量と抵抗で構成されたア
クティブフィルタで中間周波選択素子を構成しても、受
信周波数がずれることなく、希望する放送局を確実に選
択できるようにすることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この発明によるＡＭラジオ放送の受信装置は、ＰＬ
Ｌからなる発振器を有し、互いに位相が９０度異なる第
１および第２の第１局部発振信号を出力する第１局部発
振回路と、前記第１局部発振回路からの前記第１の第１
局部発振信号と、受信した信号とが供給される第１のミ
キサ回路と、前記第１局部発振回路からの前記第２の第
１局部発振信号と、前記受信した信号とが供給される第
２のミキサ回路と、前記第１のミキサ回路の出力信号か
ら、第１中間周波数の信号を取り出す第１のフィルタ
と、前記第２のミキサ回路の出力信号から、前記第１中
間周波数の信号を取り出す第２のフィルタと、前記第１
および第２のフィルタからの前記第１中間周波数の信号
が、それぞれ供給される第３および第４のミキサ回路
と、前記第３および第４のミキサ回路に供給する、互い
に位相が９０度異なる第１および第２の第２局部発振信
号を出力する第２局部発振回路と、前記第３および第４
のミキサ回路の出力信号を加算する加算回路と、前記加
算回路の出力信号から第２中間周波数の信号を得る第３
のフィルタと、前記第３のフィルタからの前記第２中間
周波数の信号を増幅する中間周波増幅回路と、前記中間
周波増幅回路の出力信号をＡＭ検波して音声信号を得る
ＡＭ検波回路とを備え、前記第１中間周波数は、前記第
１および第２のフィルタでの通過中心周波数のばらつき
が、前記第１局部発振周波数の離散的な周波数変化の単
位の１／２以下になるような低い周波数（零を除く）に
設定されたことを特徴とする。
め、この発明によるＡＭラジオ放送の受信装置は、ＰＬ
Ｌからなる発振器を有し、互いに位相が９０度異なる第
１および第２の第１局部発振信号を出力する第１局部発
振回路と、前記第１局部発振回路からの前記第１の第１
局部発振信号と、受信した信号とが供給される第１のミ
キサ回路と、前記第１局部発振回路からの前記第２の第
１局部発振信号と、前記受信した信号とが供給される第
２のミキサ回路と、前記第１のミキサ回路の出力信号か
ら、第１中間周波数の信号を取り出す第１のフィルタ
と、前記第２のミキサ回路の出力信号から、前記第１中
間周波数の信号を取り出す第２のフィルタと、前記第１
および第２のフィルタからの前記第１中間周波数の信号
が、それぞれ供給される第３および第４のミキサ回路
と、前記第３および第４のミキサ回路に供給する、互い
に位相が９０度異なる第１および第２の第２局部発振信
号を出力する第２局部発振回路と、前記第３および第４
のミキサ回路の出力信号を加算する加算回路と、前記加
算回路の出力信号から第２中間周波数の信号を得る第３
のフィルタと、前記第３のフィルタからの前記第２中間
周波数の信号を増幅する中間周波増幅回路と、前記中間
周波増幅回路の出力信号をＡＭ検波して音声信号を得る
ＡＭ検波回路とを備え、前記第１中間周波数は、前記第
１および第２のフィルタでの通過中心周波数のばらつき
が、前記第１局部発振周波数の離散的な周波数変化の単
位の１／２以下になるような低い周波数（零を除く）に
設定されたことを特徴とする。
【００１７】上述の構成の、この発明によるＡＭラジオ
放送の受信装置においては、第１の中間周波数が第１局
部発振周波数の離散的な周波数変化の単位の１／２以下
になるような低い周波数、例えば数ｋＨｚにされるの
で、第１および第２のフィルタで通過中心周波数のばら
つきがあっても、それは小さくなり、確実に希望する放
送局を選択できる。
放送の受信装置においては、第１の中間周波数が第１局
部発振周波数の離散的な周波数変化の単位の１／２以下
になるような低い周波数、例えば数ｋＨｚにされるの
で、第１および第２のフィルタで通過中心周波数のばら
つきがあっても、それは小さくなり、確実に希望する放
送局を選択できる。
【００１８】また、第１中間周波数が低いことにより、
イメージ妨害が問題になるが、この発明では、第１中間
周波段での第１および第２のミキサ回路の直交関係の構
成とされ、第２中間周波段での第３および第４の直交関
係の構成とされ、さらに、第３および第４のミキサ回路
の出力信号が加算回路で加算される構成により、イメー
ジ妨害が少ない構成とされている。
イメージ妨害が問題になるが、この発明では、第１中間
周波段での第１および第２のミキサ回路の直交関係の構
成とされ、第２中間周波段での第３および第４の直交関
係の構成とされ、さらに、第３および第４のミキサ回路
の出力信号が加算回路で加算される構成により、イメー
ジ妨害が少ない構成とされている。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、この発明によるＡＭラジオ
放送の受信装置の一実施の形態を、図を参照しながら説
明する。
放送の受信装置の一実施の形態を、図を参照しながら説
明する。
【００２０】図１は、この実施の形態のＡＭラジオ放送
の受信装置のブロック図を示すもので、これはＩＣ化さ
れているものである。図１において、一点鎖線で囲む部
分が一つのＩＣを構成している。
の受信装置のブロック図を示すもので、これはＩＣ化さ
れているものである。図１において、一点鎖線で囲む部
分が一つのＩＣを構成している。
【００２１】この実施の形態の受信装置は、ダブルスー
パーヘテロダイン方式の構成とするとともに、第１中間
周波数は数ｋＨｚ、第２中間周波数は数１０ｋＨｚとし
て、ＩＣのばらつきがあっても受信周波数のばらつきを
約１ｋＨｚ程度に押さえるようにしている。以下に説明
する例では、第１中間周波数は３ｋＨｚ、第２中間周波
数は５０ｋＨｚに選定されている。
パーヘテロダイン方式の構成とするとともに、第１中間
周波数は数ｋＨｚ、第２中間周波数は数１０ｋＨｚとし
て、ＩＣのばらつきがあっても受信周波数のばらつきを
約１ｋＨｚ程度に押さえるようにしている。以下に説明
する例では、第１中間周波数は３ｋＨｚ、第２中間周波
数は５０ｋＨｚに選定されている。
【００２２】すなわち、ＩＣに対して外にあるアンテナ
１０で受信された受信信号Ｓr は、高周波同調回路１１
を通じて第１および第２の第１ミキサ回路１２および２
２に供給される。
１０で受信された受信信号Ｓr は、高周波同調回路１１
を通じて第１および第２の第１ミキサ回路１２および２
２に供給される。
【００２３】一方、第１局部発振回路３１からは、互い
に９０度の位相差を有する第１および第２の第１局部発
振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑが得られる。そして、第１の
第１局部発振信号Ｓ31ｉがミキサ回路１２に、第２の第
１局部発振信号Ｓ31ｑがミキサ回路２２に、それぞれ供
給される。
に９０度の位相差を有する第１および第２の第１局部発
振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑが得られる。そして、第１の
第１局部発振信号Ｓ31ｉがミキサ回路１２に、第２の第
１局部発振信号Ｓ31ｑがミキサ回路２２に、それぞれ供
給される。
【００２４】第１局部発振回路３１は、ＰＬＬ構成とさ
れている。この例においては、図示のように、可変周波
数発振器３１４は、ＩＣ内に設けられるが、ＰＬＬを構
成するその他の要素は、他のＩＣとして構成されてい
る。
れている。この例においては、図示のように、可変周波
数発振器３１４は、ＩＣ内に設けられるが、ＰＬＬを構
成するその他の要素は、他のＩＣとして構成されてい
る。
【００２５】そして、第１局部発振回路３１において
は、例えば水晶振動子を用いた高周波数精度の基準発振
器３１１からの発振出力信号が、分周器３１２に供給さ
れて分周され、この分周回路３１２の出力信号が位相比
較回路３１３に供給される。また、可変周波数発振器３
１４の出力信号が可変分周回路３１５により分周され、
位相比較回路３１３に供給される。
は、例えば水晶振動子を用いた高周波数精度の基準発振
器３１１からの発振出力信号が、分周器３１２に供給さ
れて分周され、この分周回路３１２の出力信号が位相比
較回路３１３に供給される。また、可変周波数発振器３
１４の出力信号が可変分周回路３１５により分周され、
位相比較回路３１３に供給される。
【００２６】可変分周回路３１５には、例えばマイクロ
コンピュータからその分周比を決定するための情報が供
給される。この可変分周回路３１５の分周比は、前述し
たように、受信周波数に応じたものとなる。
コンピュータからその分周比を決定するための情報が供
給される。この可変分周回路３１５の分周比は、前述し
たように、受信周波数に応じたものとなる。
【００２７】位相比較回路３１３は、２つの入力信号を
位相比較し、両入力信号の周波数が等しく、かつ、一定
の位相関係になるようにするための誤差電圧ＶCNT を出
力する。この誤差電圧ＶCNT は、可変周波数発振器３１
４の周波数を決定するための図示しないバリキャップに
印加され、可変周波数発振器３１４の周波数が制御され
る。なお、バリキャップは、ＩＣに対して外付けであ
る。
位相比較し、両入力信号の周波数が等しく、かつ、一定
の位相関係になるようにするための誤差電圧ＶCNT を出
力する。この誤差電圧ＶCNT は、可変周波数発振器３１
４の周波数を決定するための図示しないバリキャップに
印加され、可変周波数発振器３１４の周波数が制御され
る。なお、バリキャップは、ＩＣに対して外付けであ
る。
【００２８】そして、可変周波数発振器３１４の出力周
波数信号は、分周回路３１６に供給されて分周される。
そして、この分周回路３１６から、それぞれ周波数が等
しく、位相が互いに９０度異なる第１および第２の第１
局部発振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑが得られる。
波数信号は、分周回路３１６に供給されて分周される。
そして、この分周回路３１６から、それぞれ周波数が等
しく、位相が互いに９０度異なる第１および第２の第１
局部発振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑが得られる。
【００２９】この場合、可変分周回路３１５の分周比を
１ステップ変化させると、第１および第２の第１局部発
振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑの周波数は、デジタルチュー
ニングする受信周波数の離散的な変化の周波数、例えば
９ｋＨｚだけ変化する。そして、この実施の形態の場
合、第１および第２の第１局部発振信号Ｓ31ｉおよびＳ
31ｑの周波数は、選択すべき受信周波数に対して３ｋＨ
ｚ異なるものとなる。
１ステップ変化させると、第１および第２の第１局部発
振信号Ｓ31ｉおよびＳ31ｑの周波数は、デジタルチュー
ニングする受信周波数の離散的な変化の周波数、例えば
９ｋＨｚだけ変化する。そして、この実施の形態の場
合、第１および第２の第１局部発振信号Ｓ31ｉおよびＳ
31ｑの周波数は、選択すべき受信周波数に対して３ｋＨ
ｚ異なるものとなる。
【００３０】第１および第２の第１ミキサ回路１２およ
び２２では、高周波同調回路１１からの受信信号Ｓr
と、前記の第１および第２の第１局部発振信号とがそれ
ぞれ混合されて、第１ミキサ回路１２および２２から
は、互いに直交関係にあるとともに、それぞれ選択すべ
き受信信号が第１中間周波数の信号に変換された信号Ｓ
12およびＳ22が得られる。
び２２では、高周波同調回路１１からの受信信号Ｓr
と、前記の第１および第２の第１局部発振信号とがそれ
ぞれ混合されて、第１ミキサ回路１２および２２から
は、互いに直交関係にあるとともに、それぞれ選択すべ
き受信信号が第１中間周波数の信号に変換された信号Ｓ
12およびＳ22が得られる。
【００３１】これら信号Ｓ12およびＳ22は、それぞれ第
１中間周波フィルタ１３および２３に供給されて、これ
らより、選択すべき受信信号の第１中間周波数の信号Ｓ
13およびＳ23がそれぞれ得られる。この場合、第１中間
周波数は、３ｋＨｚであるので、第１中間周波フィルタ
１３および２３は、カットオフ周波数が６ｋＨｚのロー
パスフィルタであり、ＩＣ内において抵抗と容量からな
るアクティブフィルタとして構成されているものであ
る。
１中間周波フィルタ１３および２３に供給されて、これ
らより、選択すべき受信信号の第１中間周波数の信号Ｓ
13およびＳ23がそれぞれ得られる。この場合、第１中間
周波数は、３ｋＨｚであるので、第１中間周波フィルタ
１３および２３は、カットオフ周波数が６ｋＨｚのロー
パスフィルタであり、ＩＣ内において抵抗と容量からな
るアクティブフィルタとして構成されているものであ
る。
【００３２】この第１中間周波フィルタ１３および２３
の出力信号は、第１および第２の第２ミキサ回路１４お
よび２４に供給される。
の出力信号は、第１および第２の第２ミキサ回路１４お
よび２４に供給される。
【００３３】第２局部発振回路３２は、固定周波数の発
振器３２１と、分周回路３２２とからなる。この実施の
形態の場合、発振器３２１は、すべてＩＣ内に構成され
ているものであって、抵抗と容量とＩＣの温度特性で決
まり、トランジスタの特性のばらつきの影響を受けない
ＣＲ発振器の構成とされている。この発振器３２１につ
いては、後で詳述する。
振器３２１と、分周回路３２２とからなる。この実施の
形態の場合、発振器３２１は、すべてＩＣ内に構成され
ているものであって、抵抗と容量とＩＣの温度特性で決
まり、トランジスタの特性のばらつきの影響を受けない
ＣＲ発振器の構成とされている。この発振器３２１につ
いては、後で詳述する。
【００３４】この第２局部発振回路３２においては、発
振器３２１からの発振信号が分周回路３２２に供給さ
れ、この分周回路３２２から、互いに９０度の位相差を
有し、周波数が４７ｋＨｚの第１および第２の第２局部
発振信号Ｓ32ｑおよびＳ32ｉが得られる。そして、第１
の第２局部発振信号Ｓ32ｑがミキサ回路１４に、第２の
第２局部発振信号Ｓ32ｉがミキサ回路２４に、それぞれ
供給される。
振器３２１からの発振信号が分周回路３２２に供給さ
れ、この分周回路３２２から、互いに９０度の位相差を
有し、周波数が４７ｋＨｚの第１および第２の第２局部
発振信号Ｓ32ｑおよびＳ32ｉが得られる。そして、第１
の第２局部発振信号Ｓ32ｑがミキサ回路１４に、第２の
第２局部発振信号Ｓ32ｉがミキサ回路２４に、それぞれ
供給される。
【００３５】第２ミキサ回路１４および２４からは、そ
れぞれ第２中間周波数５０ｋＨｚの信号Ｓ14およびＳ24
が得られる。そして、これら第２ミキサ回路１４および
２４からの第２中間周波数の信号Ｓ14およびＳ24が、加
算回路１５に供給されて、加算される。そして、この加
算回路１５からの加算出力信号が第２中間周波フィルタ
１６に供給される。この第２中間周波フィルタ１６は、
通過中心周波数が５０ｋＨｚのバンドパスフィルタであ
り、ＩＣ内において抵抗と容量からなるアクティブフィ
ルタとして構成されているものである。
れぞれ第２中間周波数５０ｋＨｚの信号Ｓ14およびＳ24
が得られる。そして、これら第２ミキサ回路１４および
２４からの第２中間周波数の信号Ｓ14およびＳ24が、加
算回路１５に供給されて、加算される。そして、この加
算回路１５からの加算出力信号が第２中間周波フィルタ
１６に供給される。この第２中間周波フィルタ１６は、
通過中心周波数が５０ｋＨｚのバンドパスフィルタであ
り、ＩＣ内において抵抗と容量からなるアクティブフィ
ルタとして構成されているものである。
【００３６】このフィルタ１６の出力信号は、中間周波
増幅回路１７で増幅され、ＡＭ検波回路１８で検波され
て、音声信号が復調される。
増幅回路１７で増幅され、ＡＭ検波回路１８で検波され
て、音声信号が復調される。
【００３７】次に、この実施の形態の場合のダブルスー
パーヘテロダイン方式により、第２中間周波信号を得る
までの動作を、数式を用いて、さらに説明する。
パーヘテロダイン方式により、第２中間周波信号を得る
までの動作を、数式を用いて、さらに説明する。
【００３８】この場合、簡単のため、図２Ａに示すよう
に、受信信号Ｓｒが、そのキャリア周波数から周波数Ｄ
だけ離れた下側帯波の帯域内および上側帯波の帯域内に
信号成分Ｓａを有するとともに、 ωｏ：受信信号Ｓｒのキャリア周波数（角周波数） Ｅｏ：受信信号Ｓｒのキャリア振幅 Ｅａ：キャリア周波数から周波数Ｄだけ離れた信号成分
の振幅 とすれば、 Ｓｒ＝Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ｛sin(ωｏ−Ｄ）ｔ＋si
n(ωｏ＋Ｄ）ｔ｝ となる。
に、受信信号Ｓｒが、そのキャリア周波数から周波数Ｄ
だけ離れた下側帯波の帯域内および上側帯波の帯域内に
信号成分Ｓａを有するとともに、 ωｏ：受信信号Ｓｒのキャリア周波数（角周波数） Ｅｏ：受信信号Ｓｒのキャリア振幅 Ｅａ：キャリア周波数から周波数Ｄだけ離れた信号成分
の振幅 とすれば、 Ｓｒ＝Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ｛sin(ωｏ−Ｄ）ｔ＋si
n(ωｏ＋Ｄ）ｔ｝ となる。
【００３９】ここで、 Ｌ＝ωｏ−Ｄ Ｕ＝ωｏ＋Ｄ とすれば、 Ｓｒ＝Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ（sin Ｌｔ＋sin Ｕｔ） となる。
【００４０】また、 Ｅ１：第１局部発振信号Ｓ31ｉ、Ｓ31ｑの振幅 ωｃ：第１局部発振周波数 とすれば、 Ｓ31ｉ＝Ｅ１・sin ωｃｔ Ｓ31ｑ＝Ｅ１・cos ωｃｔ ωｃ＝ωｏ＋ωｉ ωｉ＝２πｆｉ （ｆｉは第１中間周波数で、ｆｉ＝３ｋＨｚ）である。
【００４１】したがって、ミキサ回路１２、２２の出力
信号Ｓ12、Ｓ22は、 Ｓ12＝Ｓｒ・Ｓ31ｉ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・sin ωｃｔ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos ωｉｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ22＝Ｓｒ・Ｓ31ｑ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・cos ωｃｔ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αｂ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin ωｉｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ αｃ＝Ｅｏ・Ｅ１／２ αａ＝Ｅａ・Ｅ１／２ となる。
信号Ｓ12、Ｓ22は、 Ｓ12＝Ｓｒ・Ｓ31ｉ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・sin ωｃｔ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos ωｉｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ22＝Ｓｒ・Ｓ31ｑ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・cos ωｃｔ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αｂ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin ωｉｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ αｃ＝Ｅｏ・Ｅ１／２ αａ＝Ｅａ・Ｅ１／２ となる。
【００４２】そして、これら信号Ｓ12、Ｓ22が第１中間
周波フィルタ（ローパスフィルタ）１３、２３に供給さ
れるので、これらフィルタ１３および２３から取り出さ
れる、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23は、 Ｓ13＝αｃ・cos ωｉｔ ＋αａ｛cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ23＝−αｃ・sin ωｉｔ −αａ｛sin （ωｃ−Ｌ）ｔ−αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ となる。
周波フィルタ（ローパスフィルタ）１３、２３に供給さ
れるので、これらフィルタ１３および２３から取り出さ
れる、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23は、 Ｓ13＝αｃ・cos ωｉｔ ＋αａ｛cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ23＝−αｃ・sin ωｉｔ −αａ｛sin （ωｃ−Ｌ）ｔ−αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ となる。
【００４３】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換の第２ミキサ回路１４、２４に供給される。したがっ
て、 Ｓ32ｉ＝Ｅ２・sin ωｓｔ Ｓ32ｑ＝Ｅ２・cos ωｓｔ Ｅ２：第２局部発振信号Ｓ32ｉ、Ｓ32ｑの振幅 ωｓ＝２πｆｓ （ｆｓ＝４７ｋHz） ωＩ＝ωｓ＋ωｉ＝２πｆＩ （ｆＩは第２中間周波数でｆＩ＝５０ｋHz）とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ32ｑ ＝｛αｃ・cos ωｉｔ＋αａ・cos （ωｃ−Ｌ）ｔ ＋αａ・cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝×Ｅ２・cos ωｓｔ ＝βｃ｛cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ＋cos （ωｉ−ωｓ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｓ−Ｌ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （Ｕ−ωｃ＋ωｓ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ32ｉ ＝｛−αｃ・sin ωｉｔ−αａ・sin （ωｃ−Ｌ）ｔ ＋αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝×Ｅ２・sin ωｓｔ ＝βｃ｛cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ−cos （ωｉ−ωｓ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ−cos （ωｃ−ωｓ−Ｌ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ−cos （Ｕ−ωｃ＋ωｓ）ｔ｝ βｃ＝αｃ・Ｅ２／２ βａ＝αａ・Ｅ２／２ となる。
換の第２ミキサ回路１４、２４に供給される。したがっ
て、 Ｓ32ｉ＝Ｅ２・sin ωｓｔ Ｓ32ｑ＝Ｅ２・cos ωｓｔ Ｅ２：第２局部発振信号Ｓ32ｉ、Ｓ32ｑの振幅 ωｓ＝２πｆｓ （ｆｓ＝４７ｋHz） ωＩ＝ωｓ＋ωｉ＝２πｆＩ （ｆＩは第２中間周波数でｆＩ＝５０ｋHz）とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ32ｑ ＝｛αｃ・cos ωｉｔ＋αａ・cos （ωｃ−Ｌ）ｔ ＋αａ・cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝×Ｅ２・cos ωｓｔ ＝βｃ｛cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ＋cos （ωｉ−ωｓ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｓ−Ｌ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （Ｕ−ωｃ＋ωｓ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ32ｉ ＝｛−αｃ・sin ωｉｔ−αａ・sin （ωｃ−Ｌ）ｔ ＋αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝×Ｅ２・sin ωｓｔ ＝βｃ｛cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ−cos （ωｉ−ωｓ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ−cos （ωｃ−ωｓ−Ｌ）ｔ｝ ＋βａ｛cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ−cos （Ｕ−ωｃ＋ωｓ）ｔ｝ βｃ＝αｃ・Ｅ２／２ βａ＝αａ・Ｅ２／２ となる。
【００４４】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算されるので、加算回路１５から
は、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βｃ・cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ ＋２βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ｝ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。
１５に供給されて加算されるので、加算回路１５から
は、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βｃ・cos （ωｉ＋ωｓ）ｔ ＋２βａ｛cos （ωｃ＋ωｓ−Ｌ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ−ωｓ）ｔ｝ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。
【００４５】ここで、 Ｌ＝ωｏ−Ｄ Ｕ＝ωｏ＋Ｄ ωｃ＝ωｏ＋ωｉ ωＩ＝ωｓ＋ωｉ であるので、 Ｓ15＝２βｃ・cos ωＩｔ＋２βａ｛cos （ωＩ＋Ｄ）
ｔ＋cos （ωＩ−Ｄ）ｔ｝ となる。
ｔ＋cos （ωＩ−Ｄ）ｔ｝ となる。
【００４６】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図２Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓｒを、キャリア周波数（角周波数）ωＩの信号に
周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、
信号Ｓ15は、中間周波数ｆＩの第２中間周波信号であ
る。
図２Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓｒを、キャリア周波数（角周波数）ωＩの信号に
周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、
信号Ｓ15は、中間周波数ｆＩの第２中間周波信号であ
る。
【００４７】したがって、この第２中間周波信号Ｓ15
が、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およ
び中間周波増幅回路１７を通じてＡＭ検波回路１８に供
給されて、もとの音声信号が復調されるものである。
が、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およ
び中間周波増幅回路１７を通じてＡＭ検波回路１８に供
給されて、もとの音声信号が復調されるものである。
【００４８】以上のようなダブルスーパーヘテロダイン
方式および直交変換を用いる構成とすることにより、第
１中間周波数を数ｋＨｚの低い周波数に選定しても、隣
接イメージ妨害をなくすことができる。すなわち、上述
の数式では、省略したが、２段階の直交変換により、イ
メージ妨害成分は、互いに逆相になり、加算回路１５で
除去されるものである。
方式および直交変換を用いる構成とすることにより、第
１中間周波数を数ｋＨｚの低い周波数に選定しても、隣
接イメージ妨害をなくすことができる。すなわち、上述
の数式では、省略したが、２段階の直交変換により、イ
メージ妨害成分は、互いに逆相になり、加算回路１５で
除去されるものである。
【００４９】なお、第１および第２の第２ミキサ回路１
４および２４に入力される第２局部発振信号は、４７ｋ
Ｈｚであり、バンドパスフィルタ１６の通過中心周波数
は、５０ｋＨｚであるため、そのばらつきのため、第２
局部発振信号が第２ミキサ回路１４、２４の出力側に漏
れる場合には、この漏洩分はバンドパスフィルタ１６で
は、除去できずに、ＡＭ放送受信時にビートとなってし
まう。
４および２４に入力される第２局部発振信号は、４７ｋ
Ｈｚであり、バンドパスフィルタ１６の通過中心周波数
は、５０ｋＨｚであるため、そのばらつきのため、第２
局部発振信号が第２ミキサ回路１４、２４の出力側に漏
れる場合には、この漏洩分はバンドパスフィルタ１６で
は、除去できずに、ＡＭ放送受信時にビートとなってし
まう。
【００５０】そこで、この実施の形態においては、詳細
な説明は省くが、第２ミキサ回路１４、２４を次のよう
な構成としている。すなわち、これらミキサ回路を平衡
変調型に構成するとともに、第２局部発振信号の漏洩分
を、例えば同期検波して、ミキサ回路１４、２４の出力
側で検出し、この検出出力に応じて、ミキサ回路の平衡
変調回路を構成するトランジスタの直流バイアス電位を
制御するように、アンバランスを補正するように負帰還
を施している。
な説明は省くが、第２ミキサ回路１４、２４を次のよう
な構成としている。すなわち、これらミキサ回路を平衡
変調型に構成するとともに、第２局部発振信号の漏洩分
を、例えば同期検波して、ミキサ回路１４、２４の出力
側で検出し、この検出出力に応じて、ミキサ回路の平衡
変調回路を構成するトランジスタの直流バイアス電位を
制御するように、アンバランスを補正するように負帰還
を施している。
【００５１】この負帰還回路により、フィルタ１３、２
３からの０Ｈｚに近い周波数成分は第２ミキサ回路１
４、２４では変換されず、これら第２ミキサ回路１４、
２４の出力側には表れない。したがって、ＡＭ放送波の
受信システムにおいて第１中間周波数を０Ｈｚにする
と、キャリア成分が第２ミキサ回路で変換されず、ＡＧ
Ｃをかけるために必要な信号が得られない。
３からの０Ｈｚに近い周波数成分は第２ミキサ回路１
４、２４では変換されず、これら第２ミキサ回路１４、
２４の出力側には表れない。したがって、ＡＭ放送波の
受信システムにおいて第１中間周波数を０Ｈｚにする
と、キャリア成分が第２ミキサ回路で変換されず、ＡＧ
Ｃをかけるために必要な信号が得られない。
【００５２】このように、ＡＭ放送波の受信には、第１
中間周波数が０Ｈｚになるシステムは適さず、第１中間
周波数は、０Ｈｚよりも大きく、第２ミキサ回路１４、
２４の負帰還回路でキャリア成分が消滅しない周波数に
選定される必要がある。この実施の形態の第１中間周波
数＝３ｋＨｚは、これを満足している。
中間周波数が０Ｈｚになるシステムは適さず、第１中間
周波数は、０Ｈｚよりも大きく、第２ミキサ回路１４、
２４の負帰還回路でキャリア成分が消滅しない周波数に
選定される必要がある。この実施の形態の第１中間周波
数＝３ｋＨｚは、これを満足している。
【００５３】この実施の形態においては、第２局部発振
回路３２は、後述もするように、ＩＣ内部で構成され、
ＩＣ内部の抵抗と容量とで発振周波数が決まる構成とさ
れているおり、また、第２中間周波フィルタ１６も、同
じＩＣ内で抵抗と容量とで構成されるアクティブフィル
タの構成とされている。したがって、ＩＣのばらつきに
より抵抗値が変動したときには、第２局部発振回路３２
と第２中間周波フィルタ１６とは、同じ比率で抵抗値が
変わるので、第２局部発振周波数と第２中間周波フィル
タ１６の通過中心周波数は、同じ比率で変動する。この
ため、これら第２局部発振回路３２および第２中間周波
フィルタ１６のばらつきの受信周波数に対する影響は問
題にならない。
回路３２は、後述もするように、ＩＣ内部で構成され、
ＩＣ内部の抵抗と容量とで発振周波数が決まる構成とさ
れているおり、また、第２中間周波フィルタ１６も、同
じＩＣ内で抵抗と容量とで構成されるアクティブフィル
タの構成とされている。したがって、ＩＣのばらつきに
より抵抗値が変動したときには、第２局部発振回路３２
と第２中間周波フィルタ１６とは、同じ比率で抵抗値が
変わるので、第２局部発振周波数と第２中間周波フィル
タ１６の通過中心周波数は、同じ比率で変動する。この
ため、これら第２局部発振回路３２および第２中間周波
フィルタ１６のばらつきの受信周波数に対する影響は問
題にならない。
【００５４】一方、第１局部発振回路３１はＰＬＬで構
成され、このＰＬＬを構成する基準発振器の周波数精度
で決まる。これに対して、第１中間周波フィルタ１３、
２３は、ＩＣ内で、抵抗と容量とで構成されるので、Ｉ
Ｃのばらつきの影響を受ける。そこで、この実施の形態
の受信装置におけるＩＣで生じるばらつきによる受信周
波数のずれに関しては、この第１中間周波フィルタ１
３、２３で生じるばらつきのみ問題にすればよい。ＩＣ
の製造上のばらつきから、例えば抵抗値が±２０％ばら
つくとすると、第１中間周波フィルタの中心周波数も±
２０％ずれる。このため、第１中間周波数は３ｋＨｚで
あるので、受信周波数のずれは、±６００Ｈｚとなる。
成され、このＰＬＬを構成する基準発振器の周波数精度
で決まる。これに対して、第１中間周波フィルタ１３、
２３は、ＩＣ内で、抵抗と容量とで構成されるので、Ｉ
Ｃのばらつきの影響を受ける。そこで、この実施の形態
の受信装置におけるＩＣで生じるばらつきによる受信周
波数のずれに関しては、この第１中間周波フィルタ１
３、２３で生じるばらつきのみ問題にすればよい。ＩＣ
の製造上のばらつきから、例えば抵抗値が±２０％ばら
つくとすると、第１中間周波フィルタの中心周波数も±
２０％ずれる。このため、第１中間周波数は３ｋＨｚで
あるので、受信周波数のずれは、±６００Ｈｚとなる。
【００５５】デジタルチューニング方式により受信周波
数は、前述したように、離散的に、９ｋＨｚあるいは１
０ｋＨｚおきに変わるようにしているので、この離散的
な受信周波数の変化の１／２以下であれば、希望放送が
受信できないということはない。したがって、受信周波
数のばらつきが４．５ｋＨｚあるいは５ｋＨｚより小さ
ければ、放送局が受信できないという事態の発生を防止
することができる。
数は、前述したように、離散的に、９ｋＨｚあるいは１
０ｋＨｚおきに変わるようにしているので、この離散的
な受信周波数の変化の１／２以下であれば、希望放送が
受信できないということはない。したがって、受信周波
数のばらつきが４．５ｋＨｚあるいは５ｋＨｚより小さ
ければ、放送局が受信できないという事態の発生を防止
することができる。
【００５６】この実施の形態においては、上述したよう
に、受信周波数のずれが１ｋＨｚ以下であり、確実に希
望する放送局を受信することが可能になるものである。
に、受信周波数のずれが１ｋＨｚ以下であり、確実に希
望する放送局を受信することが可能になるものである。
【００５７】次に、この実施の形態の第２局部発振回路
３２の具体的構成例について説明する。図３は、この例
の第２局部発振回路３２の回路構成を示すものであり、
図４は、その要部の動作を説明するための波形図であ
る。
３２の具体的構成例について説明する。図３は、この例
の第２局部発振回路３２の回路構成を示すものであり、
図４は、その要部の動作を説明するための波形図であ
る。
【００５８】図３において、この発振回路３２は、発振
器３２１と、この発振器３２１を動作させる電流源３２
２と、電流源３２２に供給する電流Ｉ２を生成する電流
生成部３２３とを備える。
器３２１と、この発振器３２１を動作させる電流源３２
２と、電流源３２２に供給する電流Ｉ２を生成する電流
生成部３２３とを備える。
【００５９】また、このＩＣ化第２局部発振回路３２に
は、例えば２Ｖの直流電圧Ｖｃｃを得る電圧源４１が設
けられと共に、例えば１．２５Ｖの直流電圧を得る電圧
源４２が設けられる。そして、電圧源４２からの直流電
圧は、安定化回路４３により安定化されて、安定化電圧
Ｅｒｇとされる。
は、例えば２Ｖの直流電圧Ｖｃｃを得る電圧源４１が設
けられと共に、例えば１．２５Ｖの直流電圧を得る電圧
源４２が設けられる。そして、電圧源４２からの直流電
圧は、安定化回路４３により安定化されて、安定化電圧
Ｅｒｇとされる。
【００６０】この場合、安定化回路４３からの安定化電
源電圧Ｅｒｇは、バンドギャップレファレンスと同じ温
度特性を有するものとされている。バンドギャップレフ
ァレンスとは、負の温度特性を有するトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧ＶBEと、正の温度特性を有するｋ
Ｔ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子
の電荷量）に比例した電圧との和であり、この実施の形
態においては、安定化電源電圧Ｅｒｇの値を、約１．２
５Ｖの電圧に設定したことで、当該電圧Ｅｒｇの温度に
よる変化を小さくしたことを特徴としている。
源電圧Ｅｒｇは、バンドギャップレファレンスと同じ温
度特性を有するものとされている。バンドギャップレフ
ァレンスとは、負の温度特性を有するトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧ＶBEと、正の温度特性を有するｋ
Ｔ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子
の電荷量）に比例した電圧との和であり、この実施の形
態においては、安定化電源電圧Ｅｒｇの値を、約１．２
５Ｖの電圧に設定したことで、当該電圧Ｅｒｇの温度に
よる変化を小さくしたことを特徴としている。
【００６１】図５は、この１．２５Ｖの安定化電源電圧
Ｅｒｇを得る回路の一例である。この回路の主要な構成
および動作を説明する。
Ｅｒｇを得る回路の一例である。この回路の主要な構成
および動作を説明する。
【００６２】抵抗Ｒ３１とダイオード接続されたトラン
ジスタＱ３９の直列回路には、例えば３Ｖの直流電圧Ｅ
Ｖが印加される。すると、抵抗Ｒ３１に応じた電流がト
ランジスタＱ３９を通じて流れ、トランジスタＱ３９と
カレントミラー構成のトランジスタＱ３８に同じ電流が
流れ、トランジスタＱ３７がオンとなる。このため、ト
ランジスタＰ１４〜Ｐ１６にもベース電流が流れて、こ
れらトランジスタＰ１４〜Ｐ１６が動作を開始し、差動
アンプを構成するトランジスタＱ３４，Ｑ３６にベース
電流が流れる。
ジスタＱ３９の直列回路には、例えば３Ｖの直流電圧Ｅ
Ｖが印加される。すると、抵抗Ｒ３１に応じた電流がト
ランジスタＱ３９を通じて流れ、トランジスタＱ３９と
カレントミラー構成のトランジスタＱ３８に同じ電流が
流れ、トランジスタＱ３７がオンとなる。このため、ト
ランジスタＰ１４〜Ｐ１６にもベース電流が流れて、こ
れらトランジスタＰ１４〜Ｐ１６が動作を開始し、差動
アンプを構成するトランジスタＱ３４，Ｑ３６にベース
電流が流れる。
【００６３】そして、トランジスタＱ３４およびＱ３６
のベース電位の差分がトランジスタＱ３４のコレクタ側
に得られ、これにより、トランジスタＰ１４〜Ｐ１６に
流れる電流Ｉ３が変化して抵抗Ｒ２４の両端電圧が変化
し、トランジスタＱ３４とトランジスタＱ３６のベース
電位が等しくなるように動作する。
のベース電位の差分がトランジスタＱ３４のコレクタ側
に得られ、これにより、トランジスタＰ１４〜Ｐ１６に
流れる電流Ｉ３が変化して抵抗Ｒ２４の両端電圧が変化
し、トランジスタＱ３４とトランジスタＱ３６のベース
電位が等しくなるように動作する。
【００６４】こうして、トランジスタＰ１４〜Ｐ１６を
流れる電流Ｉ３は、トランジスタＱ３４とＱ３６のベー
ス電位が等しくなるような一定の値になる。このとき、
抵抗Ｒ２４の両端には、ｋＴ／ｑ（常温では２６ｍＶ）
の整数倍の電圧が得られるようにされている。したがっ
て、トランジスタＰ１４〜Ｐ１６には、ｋＴ／ｑに比例
した一定の電流Ｉ３が流れることになる。
流れる電流Ｉ３は、トランジスタＱ３４とＱ３６のベー
ス電位が等しくなるような一定の値になる。このとき、
抵抗Ｒ２４の両端には、ｋＴ／ｑ（常温では２６ｍＶ）
の整数倍の電圧が得られるようにされている。したがっ
て、トランジスタＰ１４〜Ｐ１６には、ｋＴ／ｑに比例
した一定の電流Ｉ３が流れることになる。
【００６５】そして、トランジスタＰ１４を流れる、こ
の電流Ｉ３によりトランジスタＱ２８がオンとなること
により、トランジスタＰ１３がオンとなり、電流Ｉ３と
等しい電流がトランジスタＰ１３，抵抗Ｒ２２，Ｒ２
１，トランジスタＱ２７を通じて流れ、トランジスタＰ
１３のコレクタと抵抗Ｒ２２との接続点から、１．２５
Ｖの安定化電圧Ｅｒｇが得られる。
の電流Ｉ３によりトランジスタＱ２８がオンとなること
により、トランジスタＰ１３がオンとなり、電流Ｉ３と
等しい電流がトランジスタＰ１３，抵抗Ｒ２２，Ｒ２
１，トランジスタＱ２７を通じて流れ、トランジスタＰ
１３のコレクタと抵抗Ｒ２２との接続点から、１．２５
Ｖの安定化電圧Ｅｒｇが得られる。
【００６６】この安定化電圧Ｅｒｇは、電流Ｉ３と、抵
抗Ｒ２２，２１と、ダイオード接続されたトランジスタ
Ｑ２７のベースエミッタ間電圧ＶBEとに比例したもので
あり、前述したバンドギャップレファレンスと同じ温度
特性を有する電圧である。そして、前述したように、Ｅ
ｒｇ＝１．２５Ｖに選定されていることにより、この電
圧Ｅｒｇは、温度変化の影響の少ない電圧である。
抗Ｒ２２，２１と、ダイオード接続されたトランジスタ
Ｑ２７のベースエミッタ間電圧ＶBEとに比例したもので
あり、前述したバンドギャップレファレンスと同じ温度
特性を有する電圧である。そして、前述したように、Ｅ
ｒｇ＝１．２５Ｖに選定されていることにより、この電
圧Ｅｒｇは、温度変化の影響の少ない電圧である。
【００６７】次に、図３の説明に戻る。発振器３２１
は、基本的には非安定マルチバイブレータ形式のもの
で、トランジスタＱ９，Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ１５と、抵
抗Ｒ１２，Ｒ１５と、容量Ｃ２とからなる。つまり、発
振器３２１は、抵抗と容量との共振による、いわゆるＣ
Ｒ発振器の構成とされている。
は、基本的には非安定マルチバイブレータ形式のもの
で、トランジスタＱ９，Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ１５と、抵
抗Ｒ１２，Ｒ１５と、容量Ｃ２とからなる。つまり、発
振器３２１は、抵抗と容量との共振による、いわゆるＣ
Ｒ発振器の構成とされている。
【００６８】すなわち、トランジスタＱ９のエミッタと
トランジスタＱ１５のエミッタとの間に容量Ｃ２が接続
される。また、トランジスタＱ９のコレクタが、トラン
ジスタＱ１５のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１２
を通じて、安定化電源電圧Ｅｒｇが得られる安定化回路
４３の出力側に接続される。そして、このトランジスタ
Ｑ９のコレクタより出力端子OUTaが導出される。
トランジスタＱ１５のエミッタとの間に容量Ｃ２が接続
される。また、トランジスタＱ９のコレクタが、トラン
ジスタＱ１５のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１２
を通じて、安定化電源電圧Ｅｒｇが得られる安定化回路
４３の出力側に接続される。そして、このトランジスタ
Ｑ９のコレクタより出力端子OUTaが導出される。
【００６９】また、トランジスタＱ１５のコレクタが、
トランジスタＱ９のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ
１５を通じて、安定化電源電圧Ｅｒｇが得られる安定化
回路４３の出力側に接続される。そして、さらに、この
トランジスタＱ１５のコレクタより出力端子OUTbが導出
される。
トランジスタＱ９のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ
１５を通じて、安定化電源電圧Ｅｒｇが得られる安定化
回路４３の出力側に接続される。そして、さらに、この
トランジスタＱ１５のコレクタより出力端子OUTbが導出
される。
【００７０】そして、トランジスタＱ９と、トランジス
タＱ１５とのエミッタは、それぞれ電流Ｉ２の電流源に
接続される。
タＱ１５とのエミッタは、それぞれ電流Ｉ２の電流源に
接続される。
【００７１】また、トランジスタＱ１１が、トランジス
タＱ９とベースおよびコレクタが共通に接続されて設け
られると共に、トランジスタＱ１３が、トランジスタＱ
１５とベースおよびコレクタが共通に接続されて設けら
れる。そして、これらトランジスタＱ１１とトランジス
タＱ１３のエミッタが共通に接続され、その接続点は電
流Ｉ１の電流源に接続される。
タＱ９とベースおよびコレクタが共通に接続されて設け
られると共に、トランジスタＱ１３が、トランジスタＱ
１５とベースおよびコレクタが共通に接続されて設けら
れる。そして、これらトランジスタＱ１１とトランジス
タＱ１３のエミッタが共通に接続され、その接続点は電
流Ｉ１の電流源に接続される。
【００７２】電流源３２２は、上記電流Ｉ１の電流源を
構成するトランジスタＱ７，Ｑ８および抵抗Ｒ８，Ｒ
９，１Ｒ１０と、上記電流Ｉ２の電流源を構成するトラ
ンジスタＱ１０，Ｑ１４および抵抗Ｒ１１，Ｒ１４とに
より構成される。
構成するトランジスタＱ７，Ｑ８および抵抗Ｒ８，Ｒ
９，１Ｒ１０と、上記電流Ｉ２の電流源を構成するトラ
ンジスタＱ１０，Ｑ１４および抵抗Ｒ１１，Ｒ１４とに
より構成される。
【００７３】すなわち、トランジスタＱ９のエミッタ
は、トランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１１を通じて接地
されると共に、トランジスタＱ９のベースに、電流生成
部３２３からの電流Ｉ２が供給される。また、トランジ
スタＱ１５のエミッタは、トランジスタＱ１４および抵
抗Ｒ１４を通じて接地されると共に、トランジスタＱ１
４のベースに、電流生成部３２３からの電流Ｉ２が供給
される。
は、トランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１１を通じて接地
されると共に、トランジスタＱ９のベースに、電流生成
部３２３からの電流Ｉ２が供給される。また、トランジ
スタＱ１５のエミッタは、トランジスタＱ１４および抵
抗Ｒ１４を通じて接地されると共に、トランジスタＱ１
４のベースに、電流生成部３２３からの電流Ｉ２が供給
される。
【００７４】また、トランジスタＱ７はダイオード接続
されるとともに、このトランジスタＱ７のコレクタに
は、抵抗Ｒ９を通じて安定化電源電圧Ｅｒｇが印加さ
れ、エミッタは、抵抗Ｒ８を通じて接地される。そし
て、このトランジスタＱ７のベースがトランジスタＱ８
のベースに接続される。
されるとともに、このトランジスタＱ７のコレクタに
は、抵抗Ｒ９を通じて安定化電源電圧Ｅｒｇが印加さ
れ、エミッタは、抵抗Ｒ８を通じて接地される。そし
て、このトランジスタＱ７のベースがトランジスタＱ８
のベースに接続される。
【００７５】したがって、トランジスタＱ７のベース・
エミッタ間電圧をＶBEとすれば、トランジスタＱ８に
は、 Ｉ１＝（Ｅｒｇ−ＶBE）／（Ｒ８＋Ｒ９） となる電流Ｉ１が流れる。安定化電源電圧Ｅｒｇは、前
述したように、バンドギャップレファレンスと同じ温度
特性を備えるもので、トランジスタのベース・エミッタ
間電圧ＶBEと、ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶
対温度、ｑ：電子の電荷量）に比例した電圧との和であ
るので、上式から分かるように、電流Ｉ１の電流値の温
度特性は、ｋＴ／ｑと、抵抗の温度特性とで決まる正の
温度特性となる。
エミッタ間電圧をＶBEとすれば、トランジスタＱ８に
は、 Ｉ１＝（Ｅｒｇ−ＶBE）／（Ｒ８＋Ｒ９） となる電流Ｉ１が流れる。安定化電源電圧Ｅｒｇは、前
述したように、バンドギャップレファレンスと同じ温度
特性を備えるもので、トランジスタのベース・エミッタ
間電圧ＶBEと、ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶
対温度、ｑ：電子の電荷量）に比例した電圧との和であ
るので、上式から分かるように、電流Ｉ１の電流値の温
度特性は、ｋＴ／ｑと、抵抗の温度特性とで決まる正の
温度特性となる。
【００７６】電流生成部３２３は、トランジスタＱ３〜
Ｑ６およびトランジスタＰ２〜Ｐ５と、抵抗Ｒ４〜Ｒ７
と、容量Ｃ１とにより構成され、トランジスタＰ５を流
れる電流として、電流Ｉ２を生成する。
Ｑ６およびトランジスタＰ２〜Ｐ５と、抵抗Ｒ４〜Ｒ７
と、容量Ｃ１とにより構成され、トランジスタＰ５を流
れる電流として、電流Ｉ２を生成する。
【００７７】電流生成部３２３においては、安定化電源
電圧Ｅｒｇが抵抗Ｒ４，Ｒ５により分圧されて、トラン
ジスタＱ４のベースには、その分圧電圧Ｅｄ（この例で
はＥｄ＝１Ｖ）の電圧が印加される。そして、トランジ
スタＱ４のコレクタは、トランジスタＰ４のベース・コ
レクタ間を介してトランジスタＱ６のベースに接続され
て、負帰還回路（なお、容量Ｃ１および抵抗Ｒ６は、位
相補正用である）が構成されているので、トランジスタ
Ｑ６のベース電位もＥｄ（＝１Ｖ）になる。
電圧Ｅｒｇが抵抗Ｒ４，Ｒ５により分圧されて、トラン
ジスタＱ４のベースには、その分圧電圧Ｅｄ（この例で
はＥｄ＝１Ｖ）の電圧が印加される。そして、トランジ
スタＱ４のコレクタは、トランジスタＰ４のベース・コ
レクタ間を介してトランジスタＱ６のベースに接続され
て、負帰還回路（なお、容量Ｃ１および抵抗Ｒ６は、位
相補正用である）が構成されているので、トランジスタ
Ｑ６のベース電位もＥｄ（＝１Ｖ）になる。
【００７８】したがって、トランジスタＰ４を流れる電
流Ｉａは、 Ｉａ＝Ｅｄ／Ｒ７ となる。
流Ｉａは、 Ｉａ＝Ｅｄ／Ｒ７ となる。
【００７９】トランジスタＰ４とトランジスタＰ５と
は、カレントミラー構成であるので、トランジスタＰ５
に流れる電流Ｉ２の値も、 Ｉ２＝Ｅｄ／Ｒ７ となる。ここで、電圧Ｅｄは、上述したように温度変化
のほとんどない安定化電圧Ｅｒｇを抵抗分割して得たも
のであるので、電流Ｉ２の温度特性は、ほぼ抵抗Ｒ７に
のみ比例する。
は、カレントミラー構成であるので、トランジスタＰ５
に流れる電流Ｉ２の値も、 Ｉ２＝Ｅｄ／Ｒ７ となる。ここで、電圧Ｅｄは、上述したように温度変化
のほとんどない安定化電圧Ｅｒｇを抵抗分割して得たも
のであるので、電流Ｉ２の温度特性は、ほぼ抵抗Ｒ７に
のみ比例する。
【００８０】この実施の形態においては、前述した電流
Ｉ１で、発振用トランジスタの温度特性変化による発振
周波数の変動をなくすようにする。以下、この発振回路
３２の発振周波数を、数式を用いて、以下に説明する。
Ｉ１で、発振用トランジスタの温度特性変化による発振
周波数の変動をなくすようにする。以下、この発振回路
３２の発振周波数を、数式を用いて、以下に説明する。
【００８１】図４は、この発振回路３２の発振波形（シ
ミュレーション結果である）を示す。図４において、波
形５１は、トランジスタＱ９のコレクタでの波形であ
る。また、波形５２は、トランジスタＱ９のエミッタで
の波形を示している。
ミュレーション結果である）を示す。図４において、波
形５１は、トランジスタＱ９のコレクタでの波形であ
る。また、波形５２は、トランジスタＱ９のエミッタで
の波形を示している。
【００８２】図４に示すように、 ＴＨ：発振周波数の１周期の１／２の区間 ＶＣ：容量Ｃ２の電圧変化の１／２の値 Ｉ２：トランジスタＱ１０，Ｑ１４に流れる電流 とすると、容量Ｃ２は電流Ｉ２で放電されるので、 ＴＨ＝（２×ＶＣ）×Ｃ２／Ｉ２ …（１） となる。
【００８３】トランジスタＱ１３，Ｑ１５がオンになっ
たときに抵抗Ｒ１５に生じる電圧降下をＶＲとすると、 ＶＲ＝Ｒ１５×（Ｉ１＋２×Ｉ２） …（２） となる。
たときに抵抗Ｒ１５に生じる電圧降下をＶＲとすると、 ＶＲ＝Ｒ１５×（Ｉ１＋２×Ｉ２） …（２） となる。
【００８４】電圧ＶＲとＶＣとに差が生じるのは、トラ
ンジスタＱ９がオフからオンに変わるときの電圧ＶBE1
と、トランジスタＱ９がオン状態を保持しているときの
電圧ＶBE2 とが異なるからであり、 Ｉc1：オフからオンに変わるときの電流 Ｉc2：オン状態を保持しているときの電流 とすると、 ＶＲ−ＶＣ＝ＶBE2 −ＶBE1 ＝ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1） …（３） が成立する。
ンジスタＱ９がオフからオンに変わるときの電圧ＶBE1
と、トランジスタＱ９がオン状態を保持しているときの
電圧ＶBE2 とが異なるからであり、 Ｉc1：オフからオンに変わるときの電流 Ｉc2：オン状態を保持しているときの電流 とすると、 ＶＲ−ＶＣ＝ＶBE2 −ＶBE1 ＝ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1） …（３） が成立する。
【００８５】（２）式、（３）式を（１）式に代入する
と、 ＴＨ＝２×｛Ｒ１５×（Ｉ１＋２×Ｉ２） −ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝×Ｃ２／Ｉ２ …（４） となる。
と、 ＴＨ＝２×｛Ｒ１５×（Ｉ１＋２×Ｉ２） −ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝×Ｃ２／Ｉ２ …（４） となる。
【００８６】電流Ｉ１は、前述したように、抵抗Ｒ８，
Ｒ９およびトランジスタＱ７で決まり、 Ｉ１＝（Ｅｒｇ−ＶBE）÷Ｒ＝ｋＴ／ｑ×Ｎ÷Ｒ …（５） である。ただし、Ｎは比例定数である。
Ｒ９およびトランジスタＱ７で決まり、 Ｉ１＝（Ｅｒｇ−ＶBE）÷Ｒ＝ｋＴ／ｑ×Ｎ÷Ｒ …（５） である。ただし、Ｎは比例定数である。
【００８７】そして、（５）式を（４）式に代入する
と、 ＴＨ＝２×｛Ｒ１５×（ｋＴ／ｑ×Ｎ÷Ｒ＋２×Ｉ２） −ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝×Ｃ２／Ｉ２ ＝２×［ｋＴ／ｑ｛Ｒ１５×Ｒ／Ｎ−ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝ ＋２×Ｒ１５×Ｉ２］×Ｃ２／Ｉ２ …（６） となる。
と、 ＴＨ＝２×｛Ｒ１５×（ｋＴ／ｑ×Ｎ÷Ｒ＋２×Ｉ２） −ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝×Ｃ２／Ｉ２ ＝２×［ｋＴ／ｑ｛Ｒ１５×Ｒ／Ｎ−ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）｝ ＋２×Ｒ１５×Ｉ２］×Ｃ２／Ｉ２ …（６） となる。
【００８８】ここで、 Ｒ１５×Ｒ／Ｎ−ｌｎ（Ｉc2／Ｉc1）＝０ となるように、比例定数Ｎの値を定めれば、前記（６）
式は、 ＴＨ＝２×（２×Ｒ１５×Ｉ２）×Ｃ２／Ｉ２ ＝４×Ｒ１５×Ｃ２ …（７） となる。
式は、 ＴＨ＝２×（２×Ｒ１５×Ｉ２）×Ｃ２／Ｉ２ ＝４×Ｒ１５×Ｃ２ …（７） となる。
【００８９】この（７）式から明らかなように、図３の
回路構成の発振回路３２の発振周波数は、抵抗と容量の
積で決まり、トランジスタの特性の変化には影響されな
い。
回路構成の発振回路３２の発振周波数は、抵抗と容量の
積で決まり、トランジスタの特性の変化には影響されな
い。
【００９０】したがって、この第２局部発振回路３２
は、前述したように、ＩＣのばらつきにより抵抗がばら
つくと、その抵抗のばらつきに比例して発振周波数がば
らつくことになる。したがって、同じＩＣ内に構成さ
れ、同じように抵抗がばらつくバンドパスフィルタ１６
の通過中心周波数のずれと、第２局部発振周波数のずれ
とは同じ比率になり、両者の差に周波数である第１中間
周波数に対する、両周波数ずれの影響はない。
は、前述したように、ＩＣのばらつきにより抵抗がばら
つくと、その抵抗のばらつきに比例して発振周波数がば
らつくことになる。したがって、同じＩＣ内に構成さ
れ、同じように抵抗がばらつくバンドパスフィルタ１６
の通過中心周波数のずれと、第２局部発振周波数のずれ
とは同じ比率になり、両者の差に周波数である第１中間
周波数に対する、両周波数ずれの影響はない。
【００９１】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、中間周波選択素子をＩＣに内蔵できるデジタルチュ
ーニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置を実現でき
る。したがって、この発明によれば、外付けのセラミッ
クフィルタが必要ではないので、安価で、薄型、小型の
ラジオ受信機を実現することができる。
ば、中間周波選択素子をＩＣに内蔵できるデジタルチュ
ーニング方式のＡＭラジオ放送の受信装置を実現でき
る。したがって、この発明によれば、外付けのセラミッ
クフィルタが必要ではないので、安価で、薄型、小型の
ラジオ受信機を実現することができる。
【図１】この発明によるラジオ放送の受信装置の一実施
の形態のブロック図である。
の形態のブロック図である。
【図２】この発明によるラジオ放送の受信装置の一実施
の形態の要部の説明のための図である。
の形態の要部の説明のための図である。
【図３】この発明によるラジオ放送の受信装置の一実施
の形態の第２局部発振回路の具体回路例を説明するため
の図である。
の形態の第２局部発振回路の具体回路例を説明するため
の図である。
【図４】図３の発振回路を説明するための波形図であ
る。
る。
【図５】図３の発振回路の一部の具体回路例を示す図で
ある。
ある。
１２ 第１の第１ミキサ回路 １３ 第１中間周波フィルタ（ローパスフィルタ） １４ 第１の第２ミキサ回路 ２２ 第２の第１ミキサ回路 ２３ 第１中間周波フィルタ（ローパスフィルタ） １４ 第２の第２ミキサ回路 １５ 加算回路 １６ 第２中間周波フィルタ（バンドパスフィルタ） １７ 中間周波増幅回路 １８ ＡＭ検波回路 ３１ 第１局部発振回路 ３２ 第２局部発振回路 ３２１ 発振器 ３２２ 電流源 ３２３ 電流生成部 ４３ 安定化回路 Ｅｒｇ バンドギャップレファレンスと同じ温度特性を
有する安定化電圧 Ｑ１〜Ｑ１５ トランジスタ Ｐ１〜Ｐ５ トランジスタ Ｒ３〜Ｒ１０ 抵抗 Ｒ１２，Ｒ１５ 発振器３２１を構成する共振用抵抗 Ｃ２ 発振器３２１を構成する共振用容量
有する安定化電圧 Ｑ１〜Ｑ１５ トランジスタ Ｐ１〜Ｐ５ トランジスタ Ｒ３〜Ｒ１０ 抵抗 Ｒ１２，Ｒ１５ 発振器３２１を構成する共振用抵抗 Ｃ２ 発振器３２１を構成する共振用容量
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年１２月９日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】したがって、ミキサ回路１２、２２の出力
信号Ｓ12、Ｓ22は、 Ｓ12＝Ｓｒ・Ｓ31ｉ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・sin ωｃｔ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos ωｉｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ22＝Ｓｒ・Ｓ31ｑ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・cos ωｃｔ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin ωｉｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ αｃ＝Ｅｏ・Ｅ１／２ αａ＝Ｅａ・Ｅ１／２ となる。
信号Ｓ12、Ｓ22は、 Ｓ12＝Ｓｒ・Ｓ31ｉ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・sin ωｃｔ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛−cos （ωｏ＋ωｃ）ｔ＋cos ωｉｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｌ＋ωｃ）ｔ＋cos （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛−cos （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋cos （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ Ｓ22＝Ｓｒ・Ｓ31ｑ ＝（Ｅｏ・sin ωｏｔ＋Ｅａ・sin Ｌｔ＋Ｅａ・sin Ｕｔ） ×Ｅ１・cos ωｃｔ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−ωｏ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ ＝αｃ｛sin （ωｏ＋ωｃ）ｔ−sin ωｉｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｌ＋ωｃ）ｔ−sin （ωｃ−Ｌ）ｔ｝ ＋αａ｛sin （Ｕ＋ωｃ）ｔ＋sin （Ｕ−ωｃ）ｔ｝ αｃ＝Ｅｏ・Ｅ１／２ αａ＝Ｅａ・Ｅ１／２ となる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４２】そして、これら信号Ｓ12、Ｓ22が第１中間
周波フィルタ（ローパスフィルタ）１３、２３に供給さ
れるので、これらフィルタ１３および２３から取り出さ
れる、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23は、 Ｓ13＝αｃ・cos ωｉｔ＋αａ・cos （ωｃ−Ｌ）ｔ＋
αａ・cos （Ｕ−ωｃ）ｔ Ｓ23＝−αｃ・sin ωｉｔ−αａsin （ωｃ−Ｌ）ｔ＋
αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ となる。
周波フィルタ（ローパスフィルタ）１３、２３に供給さ
れるので、これらフィルタ１３および２３から取り出さ
れる、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23は、 Ｓ13＝αｃ・cos ωｉｔ＋αａ・cos （ωｃ−Ｌ）ｔ＋
αａ・cos （Ｕ−ωｃ）ｔ Ｓ23＝−αｃ・sin ωｉｔ−αａsin （ωｃ−Ｌ）ｔ＋
αａ・sin （Ｕ−ωｃ）ｔ となる。
Claims (3)
- 【請求項１】ＰＬＬからなる発振器を備え、互いに位相
が９０度異なる第１および第２の第１局部発振信号を出
力する第１局部発振回路と、 前記第１局部発振回路からの前記第１の第１局部発振信
号と、受信した信号とが供給される第１のミキサ回路
と、 前記第１局部発振回路からの前記第２の第１局部発振信
号と、前記受信した信号とが供給される第２のミキサ回
路と、 前記第１のミキサ回路の出力信号から、第１中間周波数
の信号を取り出す第１のフィルタと、 前記第２のミキサ回路の出力信号から、前記第１中間周
波数の信号を取り出す第２のフィルタと、 前記第１および第２のフィルタからの前記第１中間周波
数の信号が、それぞれ供給される第３および第４のミキ
サ回路と、 前記第３および第４のミキサ回路に供給する、互いに位
相が９０度異なる第１および第２の第２局部発振信号を
出力する第２局部発振回路と、 前記第３および第４のミキサ回路の出力信号を加算する
加算回路と、 前記加算回路の出力信号から第２中間周波数の信号を得
る第３のフィルタと、 前記第３のフィルタからの前記第２中間周波数の信号を
増幅する中間周波増幅回路と、 前記中間周波増幅回路の出力信号をＡＭ検波して音声信
号を得るＡＭ検波回路とを備え、 前記第１中間周波数は、前記第１および第２のフィルタ
での通過中心周波数のばらつきが、受信周波数の離散的
な変化の周波数の１／２以下になるように低い周波数
（零を除く）に設定されたことを特徴とするＡＭラジオ
放送の受信装置。 - 【請求項２】前記第２局部発振回路は、抵抗と容量とで
発振周波数が決まる発振回路で構成されることを特徴と
する請求項１に記載のＡＭラジオ放送の受信装置。 - 【請求項３】前記第１中間周波数は数ｋＨｚに設定さ
れ、第２中間周波数が数１０ｋＨｚに設定されてなる請
求項１に記載のＡＭラジオ放送の受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7348737A JPH09172384A (ja) | 1995-12-19 | 1995-12-19 | Ａｍラジオ放送の受信装置 |
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