JPH0391304A - ひずみを減少させたｆｍ検波器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は一般に復調器に関するものであり、さらに詳細
には復調された出力信号における高調波ひずみを実質的
に除去する手段を備えたＦＭ（周波数変調）検波回路に
関するものである。

〔従来の技術〕

ＦＭ復調器は、ステレオ再生装置や携帯電話などの多く
の民生用電気機器の分野において、ＦＭ送信時に符号化
された情報を再生するために用いられている。１９８３
年３月１日に登録されたＪｅｔｔ、Ｊｒ、らによる米国
特許、Ｎｏ、４，３７５，６１８に開示されているよう
なＦＭ復調回路は、入力ＦＭ信号に応答する利得制御可
能な掛算器および直角移相回路を備えている。この移相
回路は典型的には、中心（搬送波）周波数においてπ／
２ラジアンの位相遅れをＦＭ信号に対して与えるように
調整されている。移相されたＦＭ信号はさらに掛算器に
印加され、移相回路の調整された直角周波数からのＦＭ
信号の偏位に比例した大きさの出力信号を得る。こうし
てＦＭ入力信号は、スピーカやヘッドセットなどの出力
機器を直接に駆動することのできる振幅変調波に変換さ
れている。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述のＦＭ復調器に伴う問題の一つは、出力信号が移相
回路内の受動素子の非線形的周波数特性に起因する奇数
調波ひずみを含むことである。さらに、第２調波ひずみ
が、調整された直角周波数のドリフトや掛算器の中での
デイレイによってもたらされる。高調波ひずみは出力信
号を減衰させ、ＦＭ信号を正確に復調できない可能性に
つながる。

このひずみの問題を解決するために、前出の米国特許発
明の回路では複雑なフィードバック回路を用いている。

このフィードバック回路は、掛算器の出力と電流源の制
御入力との間に結合されるオーディオ段と全波整流器を
含んでいる。電流源の出力は掛算器に接続され、掛算器
の直線領域を調整するための制御信号を与えている。オ
ーディオ段は出力信号から第２調波を取り出し、第三調
波をつくるために全波整流器の中で基本波と混合する。

この第三調波で利得調整信号を変調することによって出
力信号の中の第三調波成分を取り除いている。この回路
は第三調波によるひずみ部分を取り除くのには効果的で
ある。しかしながら、より高次の高調波に対してはあま
り効果的でなく、また第２調波を抑制することはほとん
ど不可能である。

高調波ひずみを取り除く他の方法としては、二重同調回
路を用いたものがある。この回路は２つの同調コイルを
持っており、第１同調コイルと第２同調コイルとは相互
に結合されている。それぞれの同調コイルは異なった中
心周波数を持っており、これによって移相回路における
直線領域の幅が広がっている。しかしながらこの２重同
調回路は製造中の調整が難しく、部品の個体差やドリフ
トの影響を受けやすい。

ゆえに、全ての高調波に起因する出力信号中のひずみを
実質的に取り除く手段を有することによって、出力信号
振幅がＦＭ信号の中心周波数がらの瞬時周波数偏位に真
に比例するようにした餅単なＦＭ検波回路が望まれてい
る。

したがって本発明の一目的は改良されたＦＭ検波回路を
提供することである。

他の目的は、ＦＭ検波回路の非線形的な動作に比例した
誤差信号を生成する手段を有する改良されたＦＭ検波回
路を提供することである。

さらに他の目的は、出力信号における高調波ひずみを補
償するために誤差信号を復調掛算器の利得調整に用いる
改良されたＦＭ検波回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の前述のおよびその他の目的を遠戚するために、
移相回路と第１および第２掛算器を含む改良されたＦＭ
検波回路を提供する。第１掛算器はＦＭ入力信号と移相
されたＦＭ信号とに応答して、復調出力信号をもたらす
。復調行程の結果、出力信号は高調波ひずみも含んでい
る。第２掛算器は移相されたＦＭ信号を受信し、その平
方に比例した出力信号を供給する。一定電流が第２掛算
器の出力信号と比較され、誤差信号を生成する。

電流供給手段が誤差信号を受け、高調波ひずみに比例す
るほぼ同一の第１および第２利得制御信号を供給する。

第２掛算器回路は第２利得制御信号に応答し、第２掛算
器の出力信号の大きさを前記の一定電流に等しくなるよ
うに調整する。第１掛算器は第１利得制御信号に応答し
、ＦＭ信号の中心周波数からの周波数偏位に比例する出
力信号をもたらし、□これによって実質的に高調波ひず
みを取り除いている。

〔実施例〕

第１図において、ＦＭ検波回路１０は在来の集積回路プ
ロセスを用いたモノリシック集積回路として実現するこ
とができる。ＦＭ検波回路１０は入力１２および出力１
４を有し、入力１２は利得調整可能な掛算器１６の第１
入力ポートに、出力１４は掛算器１６の出力にそれぞれ
接続されている。移相回路１８が入力および出力を有し
、入力１２および掛算器１６の第２入力ポートにそれぞ
れ接続されている。利得制御回路２０が第１ポートおよ
び第２ポートを有する利得調整可能な掛算器２２を含ん
でおり、この第１および第２ポートは共に移相回路１８
の出力に結合され、それゆえに掛算器２２の出力信号は
移相されたＦＭ信号の平方に比例する。キャパシタ２６
の第１端子は掛算器２２の出力とノード２７で結合され
ている。

キャパシタ２６の第２端子には所定の電圧、代表的には
大地電位が与えられている。電流源２４には電源電圧（
一般にＶｃｃと呼ばれる）が与えられ、ノード２７に流
れ込む電流Ｉ２４を供給している。リミッタ回路２８お
よび電流源３０．３２の制御入力が、ノード２７に結合
されている。電流源３０と３２は掛算器１６と２２にそ
れぞれ、実質的に同じ大きさの電流、■３０１■３２を
供給している。

以下ＦＭ検波回路１０の動作について詳しく解説する。

説明のため、ここでは初期状態として、電流源３０．３
２の制御入力が一時的にノード２７から切り離されたも
のを仮定する。こうして利得調整回路２０が無能力化し
た結果、残りの回路は従来の復調器の様に動作する。こ
の場合電流Ｉ３ｏ、Ｉ３□は一定であると仮定される。

入力１２に印加されるＦＭ信号は、搬送周波数または中
心周波数（ｆｃ）の周りのある周波数範囲にわたって動
作Ｏ する。移相回路１８はＦＭ信号に応答して、振幅Ａ（ω
）、位相π１２±φ（ω）の移相ＦＭ信号を供給する。

ここでφ（ω）は入力ＦＭ信号における角周波数ωの関
数としての相対的な位相の偏位とする。

代表的に移相回路１８は、周波数ｆｃにおいてからπ１
２ラジアンだけ位相シフトするように調整されている。

掛算器１６の出力に流れる電流■１６は、入力ＦＭ信号
と移相ＦＭ信号との積に比例している。

直線性または利得は電流Ｉ３０によって制御される。

従って、電流Ｌ６のＩ３０に対する比は掛算器１６の伝
達関数となる。

最初にＦＭ信号が周波数ｆ、だけを持つと仮定すると、
相対位相はπ／２ラジアン、そして相対的位相偏位はゼ
ロである。掛算器１６の伝達関数は、数学的には、与え
られた角、ωｔの正弦関数と余弦関数の積として以下の
ように記述することができる。

Ｉ、６／Ｉ、。＝［５ｉｎ（ωｔ　）］Ｘ［ＫＡ（ω）
ｓｉｎ（ωｔ　＋ｙｒ／２）］＝ＫＡ（ω）Ｘｓｉｎ（
ωｔ　）Ｘｃｏｓ（ωｔ　）＝［ＫＡ（ω）／２］Ｘ５
ｉｎ（２ωｔ　）　　　　　（１）１０− （Ｋは定数、ωｔは時間の関数としての角）ゆえに、掛
算器１６の伝達関数は、入力信号の振幅の１／２に比例
し、その周波数の２倍に依存している。いまここでＦＭ
信号の瞬時周波数が中心周波数から偏位していると仮定
し、それゆえに相対的位相偏位φ（ω）はゼロでない特
定値とする。

このとき掛算器１６の伝達関数は以下のように表わされ
る。

Ｉ、６／Ｉ、。＝　［５ｉｎ（ωｔ　）］：Ｘ［ＫＡ（
ω）ｓｉｎ（ωｔ　＋＋ｒ１２＋φ（ω））］＝　ＫＡ
（ω）ｓｉｎ（ωｔ　）Ｘ［５ｉｎ（ω　ｔ　）Ｘｃｏ
ｓ（π／２＋φ（ω））＋ｃｏｓ（ωｔ　）Ｘ　５ｉｎ
（ｙｒ　／２＋φ（ω））Ｊ＝（ＫＡ（ｃｃ＋）／２］
Ｘ［Ｃ０８（ｙｒ／２＋φ（ω））−ｃｏｓ（２ｃｃ＋
　ｔ　）Ｘｃｏｓ（ｙｒ／２＋φ（ω）〉＋５ｉｎ（２
ｗ　ｔ　）Ｘ　５ｉｎ（ｙｒ　／２＋φ（ω））１　　
　（２）ここで注意すべきは式（２）が２つの第２調波
の項と、　　［ＫＡ　（ｃｃ、）　／　２）　Ｘｃ　ｏ
　ｓ　　（π／２＋φ（ω））′で表わされる直流成分
を含んでいることである。第２調波項のＦＭ信号の各１
周期にわたる平均値はゼロであるから、無視できる。

変数Ａ（ω）、φ　（ω）は角周波数の関数であり、１
１− それゆえ時間に関して定数であると考えられる。

Ａ（ω）およびφ（ω）がωの線形関数であると仮定す
れば、電流Ｉ＋６の直流成分は、ＦＭ信号の中心周波数
からの瞬時周波数偏位に従う。この直流成分をＬ６°と
表記する。直流成分ＩＩ６°はＦＭ信号に含まれる情報
を直接に反映しているといえる。

言い換えれば、中心周波数よりも大きいＦＭ信号の特定
の周波数（正偏位）は、特定の復調データに対応する特
定の正の直流値に変換される。同様に負の周波数偏位は
上とは異なった復調データに対応する負の直流値に変換
される。式（１）は、最初の仮定によってＦＭ信号が中
心周波数ｆｃから変化しないとしたために直流の項を含
まず、従って変調されたデータも含まない。

あいにく変数Ａ（ω）、φ（ω）は実際には角周波数の
非線形関数であり、その結果、移相回路１８の受動素子
の非線形周波数応答および掛算器１６のデイレイ、また
移相回路１８の直角移相のドリフトといった原因から式
（２）中の直流環がひずむ（振幅が減少する）。

１２− より詳しくこの関係を説明すると、掛算器１６の直流伝
達関数の微分は電流ＩＩ６°のＩ３ｏに対する比として
導入される。ＦＭ信号と移相されたＦＭ信号との積がＦ
Ｍ信号の動作周波数の各半周期にわたって毎に積分され
、正弦波成分を取り除き平均直流値だけを残す。第２図
に示されているように、波形３３で表わされるＦＭ信号
は十分に大きいので掛算器１６でクリッピングされ、１
に等しい相対振幅と２π／ωの周期を有するおおよその
矩形波（波形３４）にされる。移相されたＦＭ信号は、
振幅Ａ（ω）、位相ωｔ＋φ　（ω）＋π／２を有する
波形３５として表わされる。掛算器１６の正規化した直
流伝達関数は以下のように与えられる。

式 （４） の新しい変数ｒｖＪ と ＶｔＪ はそれぞ れ最大値とｒＫＴ／ｑＪを表わしている。ここで「ｋ」
はボルツマン定数、ＩＴＪは絶対温度、「ｑ」は電荷量
である。これらの変数は式（２）に前出のパラメータｒ
ＫＪからより詳しい記述のために導かれたものである。

変数ｒａＪは、移相回路１８の帯域幅に対して正規化さ
れたＦＭ信号の周波数偏位として、下の式（５）に導入
されている。言い換えれば、正規化されたＦＭ信号の周
波数偏位「ａ」は、中心周波数からの実際の偏位と３ｄ
Ｂの帯域幅における周波数偏位との比に等しい。

移相されたＦＭ信号の中心周波数ｆｃがらの偏位は、虚
数単位ｊを用いて１／（１＋ｊａ）と複素形式で表わす
か、あるいは偏位が＜　１＋、２）４／２の絶対値で、
ｔａｎ４（ａ）の角を持つものとして表わせることは従
来から知られている。ここで変数Ａ（ω）、φ（ω）は
それぞれ、Ａ　（ω）　−（１＋ａ２）−”、　　φ（
ω）＝ｔａｎ４（ａ）で表わせる。これらの表現を式（
４）に代入すると、以下を得る。

Ｌ６°／Ｉ、。＝（−ｖ／ｙｒ　Ｖｔ）Ｘ（１＋ａ２）
−””Ｘ５ｉｎ（ｔａｎ”（ａ））　　　　　（５）＝
（−ｖ／　ｙｒ　Ｖｔ）　Ｘ　（１＋ａ２）−”Ｘ　ａ
（１＋ａ２）””＝（−ｖ／πＶｔ）Ｘ［ａ／（１＋ａ
２）］　　　　　　　　　　　（６）掛算器１６の正規
化直流伝達関数の非線形性は、式（６）中の　（１＋ａ
２）　　”の項として現われている。従来型のＦＭ復調
器におけるこの非線形性は位相対周波数の関係、一般に
Ｓカーブとして知られているグラフ（第３図の波形３６
）として表わされている。

波形３６はＦＭ信号の瞬時周波数が中心周波数から離れ
るに従って非線形的になっている。この非線形性すなわ
ちひずみは、（１＋ａ２）’の項を取り去り、式（６）
をｒａＪの線形関数とすることによって数学的に無視で
き、これによって式（６）は波形３８に表わされるよう
な正規化された周波数偏位「ａ」に比例するようになる
。波形３８における線形な帯域幅は、従来型のたいてい
（全てではないが）のＦＭ復調器の波形３６における帯
域幅より広く、かなり改良されている。またこの帯域幅
はｆｍｉｎとＦｍａｘで囲まれているが、これらは主１
５− に電流源３０や掛算器１６の物理的限界に因るものであ
る。

ここで望ましくないひずみの項を取り除くための手段で
ある利得調整可能な掛算器２２の動作についての議論に
移る。掛算器２２の出力に流れる電流２２は、移相され
たＦＭ信号の振幅関数の平方に比例している。直線性ま
たは利得は電流■３□により制御される。また掛算器２
２の直流伝達関数は■２□′／■３□に等しい。ここで
１２□′はＩ２□の直流成分である。直流伝達関数はＦ
Ｍ信号の半周期を積分区間として積分され、以下のよう
になここで移相されたＦＭ信号の振幅関数は正規化され
た周波数偏位に換算すると（１＋　ａ２　＞−１７２で
あるこ１６− とを再び考慮する。振幅関数は掛算器２２によって平方
され、かくして式（６）にあったように（１＋ａ２）４
の項が式（８）中にあられれる。

Ｉ２２’／ｌ３２＝（（Ｖ／２Ｖｔ）２／２）Ｘ（１＋
ａ”）’　　　　　（８）ここまでは本発明に関する適
当な基礎事項について説明してきたが、ここからは電流
源３０，３２の制御入力を再び接続したとして、説明す
ることにする。後述するように利得調整回路２０は式（
６）、　　（８）における非線形項（１＋ａ２）４を消
去する手段を提供する。代表的には電流源２４はノード
２７に電流工２４を供給する。電流工２４は工、□と比
較され、これらの差に比例した誤差信号を発生し、これ
は電流源３０．３２を制御するのに利用される。キャパ
シタ２６は誤差信号の高周波成分を取り除くためにノー
ド２７に接続されている。

さらに、ＦＭ信号の周波数偏位がＦＭ検波回路１０の動
作範囲を越えている場合には、リミッタ回路が誤差信号
の大きさを制限する。電流源３２は誤差信号に比例する
電流■３□を供給し、掛算器２２の総合利得を制御して
電流■２□′が一定電流■２４に等しくなるようにする
。電流源３２は高利得のデバイスであり、よって電流Ｉ
３□を維持するのに要する有限の誤差信号を無視するこ
とができ、電流Ｉ２４と■２□′を等しいとみなすこと
ができる。

式（８）から引き続いて電流Ｉ２４で■２□′を以下の
ように置き換える。

’ｚｚ　＝　Ｉｚ４／［（（ｖ／２Ｖｔ）”／２）　Ｘ
　（１＋ａ２）−’　］＝　［Ｉ２４Ｘ　（１＋ａ２）
］／［（ｖ／２Ｖｔ）”／２］　　　　（９）こうして
電流Ｉ３□はＦＭ検波回路１０の出力信号における高調
波ひずみに比例する。電流源３０の制御入力は同様に誤
差信号を受は取って、電流■３゜に実質的に等しい電流
Ｉ３０を供給する。式（９）で電流■３□を電流Ｉ３０
で置き換えて、以下を得る。

■、。＝　［Ｉ２４Ｘ　（１＋ａ２）］／［（ｖ／２Ｖ
ｔ）２／２］　　　　（１０）式（６）を引用し、電流
Ｉ３０に対し式（１０）を代入すると、以下を得る。

Ｉ、６’　／Ｉ、。＝　（−ｖ／　ｙｒ　Ｖｔ）　Ｘ　
ａ（１＋ａ”）−’Ｌ６°＝［（−ｖ／ｙｒＶｔ）Ｘａ
（１＋ａ”）−’］Ｘ［Ｉ２４Ｘ（１＋ａ２）バ（ｖ／
２Ｖｔ）”／２）］ いくつかの項を消去した結果、電流■１６′は相対周波
数偏位ｒａＪの線形関数となる。

１１６’　＝　−Ｉ２４Ｘ（８Ｖｔ／ｖｙｒ）Ｘａ　　
　　（１１）こうして利得調整回路２０は式（６）中に
ある式（８）と共通の項、（１＋ａ２）−１項を消去し
た。これによって電流■１６′に含まれる高調波ひずみ
を実質的に取り除くことになる。ここで電流１１６の大
きさは、中心周波数からのＦＭ信号の瞬時周波数の偏位
に比例する。また式（１１）における電流Ｉ２４が■１
６′の利得制御変数として機能す１９− ることに注意する必要がある。第３図における波形３８
のＳカーブの傾き、すなわちＦＭ検波回路１０の感度を
調整するために、電流源２４を制御することができる。

本発明の詳細な回路図を第４図に図示する。ＦＭ信号は
トランジスタ４０のベースへの入力１２に印加される。

トランジスタ４０はエミッタが電流源４２に結合された
エミッタホロワとして動作し、ＦＭ入力信号がトランジ
スタ４４のベースにおいてはトランジスタ４０のＶｂｅ
　（ベース・エミッタ間電圧）分だけ降圧している。差
動トランジスタ４４．４６が単動のＦＭ信号をトランジ
スタ４４．４６のコレクタにおいて差動ＦＭ信号に変換
する。トランジスタ４８と電流源５０は、差動ＦＭ信号
に対する参照レベルを維持するために、トランジスタ４
６のベースにおいて電源電圧よりもＶｂｅだけ低い信号
を供給す・る。抵抗器５２，５４と電流源５６は、差動
ＦＭ信号のために所要の平均直流電圧を供給するように
選択される。従来型の移相回路１８は、トランジスタ４
０のエミツ２０− 夕に結合した入力と、移相されたＦＭ信号を供給するト
ランジスタ５８のベースに結合した出力とを持っている
。エミッタホロワ型のトランジスタ５８と電流源６０は
、トランジスタ５８のエミッタにおいて移相ＦＭ信号の
直流成分をＶｂｅだけ減少させる。

一般的に知られているように、掛算器１６はエミッタ結
合のトランジスタペア（６２：６４）。

（６６：６８）を含んでいる。掛算器１６のトランジス
タ７０．７２のコレクタは、トランジスタペア（６２：
６４）、　　（６６：６８）の各エミッタにそれぞれ結
合している。トランジスタ５８のエミッタはトランジス
タ７０のベースに結合している。トランジスタ６２．６
６のベースは共にトランジスタ４６のコレクタに接続さ
れている。同様にトランジスタ６４．６８のベースは共
にトランジスタ４４のコレクタに結合している。トラン
ジスタ６２，６８のコレクタは共にトランジスタ７４の
エミッタに結合している。またトランジスタ６４．６６
のコレクタは共にトランジスタ７６９１− のエミッタに結合している。トランジスタ７４゜７６と
抵抗７５．７７の組み合わせは、トランジスタ６２，６
４のコレクタにおいて供給される差動積信号の大きさを
減少させる。従来型の差動−単動コンバータがトランジ
スタ７８．８０で実現され、出力１４に流れる電流Ｉ、
６を供給する。

掛算器２２はエミッタ結合型トランジスタペア（８２：
８４）、　　（８６：８８）から構成される。

掛算器２２のトランジスタ９０．９２のコレクタは、ト
ランジスタペア（８２：８４）、　　（８６：８８）の
各エミッタにそれぞれ結合している。トランジスタ５８
のベースにおける移相ＦＭ信号は、トランジスタ８２．
８６のベースにもまた印加されている。特定の電圧、代
表的にはＶｃｃがトランジスタ８４．８８のベースに印
加されている。トランジスタ５８のエミッタはトランジ
スタ９０のベースにも結合されている。トランジスタ９
４は電流源９６に結合され、ＶｃｃよりもＶｂｅ分だけ
低い大きさの信号をそのエミッタにおいて供給する。

そしてトランジスタ９４のエミッタはトランジス９つ タ９２，７２のベースに結合される。トランジスタ８２
．８８のコレクタは共にトランジスタ１００のエミッタ
に結合される。同様にトランジスタ８４．８６のコレク
タは共にトランジスタ１０２のエミッタに結合される。

トランジスタ１００゜１０２と抵抗１０１，１０３の組
み合わせはトランジスタ８２．８６のコレクタにおいて
供給される差動積信号の大きさを減少させる。従来型の
差動−単動コンバータがトランジスタ１０４，１０６と
して実現され、掛算器２２の出力に流れる電流工。。を
供給する。

電流源２４とキャパシタ２６がノード２７において掛算
器２２の出力に結合している。トランジスタ１０８，１
１０のベースは共にノード２７に結合され、−ノード２
７において生成される誤差信号に応答する。誤差信号は
キャパシタ２６を通して生成され、各コレクターエミッ
タ伝導路を流れる電流■３□Ｉ　Ｉ３０を供給する。こ
れらの電流の大きさは誤差信号に応じて変化する。

トランジスタ１０８のコレクタはトランジスタ２３− ９０．９２のエミッタに結合し、一方トランジスタ１１
０のコレクタはトランジスタ７０．７２のエミッタに結
合する。リミッタ回路２８は、電流源１１２と、ノード
２７に結合するベースを有するトランジスタ１１４とを
含んでいる。トランジスタ１１４のコレクタ電流とこれ
に関するＶｂｅは、電流Ｌ＋２の大きさによって制限さ
れる。トランジスタ１０８，１１０のＶｂｅは、トラン
ジスタ１１４と同じ大きさのＶｂｅに制限される。よっ
て、電流Ｉ３０とＩ３２は電流Ｉ１１□の大きさ以下に
制限される。

第４図の回路図は、ＦＭ検波回路１０の追加的機能をも
含んでいる。すなわち、ＦＭ信号が検波動作範囲に入っ
ていることを知らせる「同調中」信号を供給するための
トランジスタ１１６と１１８を有している。トランジス
タ１１６のベースはトランジスタ１１４のコレクタに結
合している。トランジスタ１１４のベースにおける電圧
が電流１１２によって導かれる上限よりも小さい限り、
トランジスタ１１６は導通し、出力１２０における２４
− 電圧はトランジスタ１１６の飽和電位に等しくなる。ト
ランジスタ１１４のベースにおける誤り信号が上限を越
えた場合、トランジスタ１１４は飽和し、これによって
トランジスタ１１６をオフし、出力１２０の電圧を電源
電圧に等しくする。

〔発明の効果〕

前述のＦＭ復調回路は復調掛算器の利得調整をおこなう
手段を備えた新規なものであり、この結果、有害な高調
波によるひずみを抑制することができ、出力信号はＦＭ
信号の中心周波数からの周波数個′位に正確に比例する
ようになる。これまで発明の詳細な説明の欄に記述した
内容は特定の装置に関連して本発明の詳細な説明したも
のであり、単なる具体例であって、本発明の範囲を限定
したものではない。

〔主要符号の説明〕

１６．２２・・・掛算器回路、　　　１８・・・移相回
路、２４．３０．３２・・・電流源、　　２６・・・キ
ャパシタ、２８・・・リミッタ回路、　　　　　２７・
・・回路節点。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）利得制御入力を有し、印加されるＦＭ信号と移相
   されたＦＭ信号とに応答する第１の掛算器回路を有し、
   不所望な高調波ひずみを含む復調出力信号をもたらすＦ
   Ｍ検波回路において：出力において電流を供給するため
   の電流供給手段； 利得制御入力を有し、移相されたＦＭ信号を受信し、出
   力において移相されたＦＭ信号の平方に比例した出力信
   号をもたらす第２掛算器回路；当該ＦＭ検波回路の出力
   信号における前記高調波ひずみに比例した大きさを持つ
   誤差信号が生成されるように、前記電流供給手段の前記
   出力と前記第２掛算器回路の前記出力とを結合する結合
   手段；ならびに 前記誤差信号に応答し、前記誤差信号に比例する第１お
   よび第２利得制御信号を供給する回路手段であって、前
   記第１利得制御信号が前記第２掛算器回路の前記出力信
   号の大きさを制御し、前記第２利得制御信号が当該ＦＭ
   検波回路の出力信号の大きさを制御して、高調波ひずみ
   を実質的に除去する回路手段； からなるＦＭ検波回路。
2. （２）請求項１記載のＦＭ検波回路において：前記回路
   手段が、 前記結合手段の出力に結合されたベース、および前記第
   ２掛算器回路の前記利得制御入力と電源端子との間に結
   合されたコレクターエミッタ伝導路を有する第１トラン
   ジスタを含み； 前記第１利得制御信号が前記コレクターエミッタ伝導路
   を流れて、前記第２掛算器回路の利得を制御することに
   より、前記第２掛算器回路に生ずる前記出力信号中の直
   流成分の大きさが前記電流供給手段を流れる前記電流と
   実質的に等しく保たれる； ことを特徴とするＦＭ検波回路。
3. （３）請求項２記載のＦＭ検波回路において：前記回路
   手段が、 前記結合手段の前記出力に結合したベース、および 前記第１掛算器回路の前記利得制御入力と電源端子との
   間に結合されたコレクターエミッタ伝導路を有する第２
   トランジスタを含み； 前記第２利得制御信号が前記第２トランジスタの前記コ
   レクターエミッタ伝導路を流れる；ことを特徴とするＦ
   Ｍ検波回路。
4. （４）請求項３記載のＦＭ検波回路において：前記結合
   手段が、 誤差信号を供給するように前記第２掛算器回路の前記出
   力と前記電流供給手段との間に結合された回路節点を含
   む； ことを特徴とするＦＭ検波回路。