JPH09181545A - 周波数依存型ディジタルリミッタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブリージングがなく、リミッタ動作が保証さ
れ、Ｓ／Ｎ比の劣化も起こらない周波数依存型ディジタ
ルリミッタを提供する。 【解決手段】 入力信号は、希望する振幅圧縮の周波数
特性とは逆特性の周波数特性を有する逆特性フィルタ１
に通された後、ディジタルソフトクランプ部２におい
て、周波数に依らない振幅圧縮型非線形処理が行なわ
れ、希望する振幅圧縮の周波数特性を有する順特性フィ
ルタ３に入力される。入力信号の高レベル時には順特性
フィルタ３の周波数特性が優勢となり、低レベル時には
平坦な周波数特性になる。オーバサンプリング部４で
は、サンプリング周波数のｎ倍の周波数で再標本化し、
デシメーション部６では、元のサンプリング周波数ｆ₀
のディジタル信号に戻して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数に依存して
振幅圧縮特性が変化する周波数依存型ディジタルリミッ
タに関するものであり、例えば、音声伝送路や音声記録
再生過程において、ＡＭ変調やＦＭ変調の過変調を防止
したり、あるいは、ＦＭ変調における過変調防止による
音質劣化を低減するのに用いることができる。

【０００２】

【従来の技術】図８は、第１の従来例のブロック図であ
る。図中、５１は第１の帯域分割フィルタ、５２は第２
の帯域分割フィルタ、５３は準瞬時圧縮回路、５４はＲ
ＭＳ検出器、５５はゲイン制御器、５６は可変利得増幅
器、５７は加算器である。この従来技術は、入力信号の
特定の周波数帯域の成分に準瞬時圧縮を行ない、低レベ
ルの信号に対しては、周波数特性が平坦になるようにし
たものである。

【０００３】入力信号は、第１，第２の帯域分割フィル
タ５１，５２に入力され、準瞬時圧縮を受ける周波数帯
域の信号は、第２の帯域分割フィルタ５２、準瞬時圧縮
回路５３を経て加算器５７において第１の帯域分割フィ
ルタ５１の出力と加算されて出力信号となる。準瞬時圧
縮回路５３は、この回路への入力信号を可変利得増幅器
５６に入力させるとともに、実効値をＲＭＳ検出器５４
で検出しゲイン制御器５５を介し可変利得増幅器５６を
制御するものであり、入力レベルが高いほど利得を低く
抑える。なお、図示の回路は、アナログ回路を用いて
も、また、ディジタル信号処理プロッセッサ（以下、Ｄ
ＳＰという）等を用いたディジタル回路ても実現でき
る。

【０００４】しかし、ＲＭＳ検出器５４は、入力信号を
整流しローパスフィルタを通して実効値を得ているた
め、入力信号中に、変動する高レベルの信号成分と定常
的な低レベルの信号成分、例えば、ヒスノイズ等が含ま
れる場合、高レベルの信号成分によって決定されるゲイ
ン制御により、定常的な低レベルの信号成分に変動を生
じ、息継ぎ（ブリージング）と呼ばれる劣化が生じやす
いという問題がある。また、過渡的な入力信号に対して
は、ローパスフィルタの時定数の影響を受けゲインの制
御ができなくなり、リミッタ動作が行なわれなくなると
いう問題があり、変調器に使用する場合には過変調が発
生する。

【０００５】図９，図１０は、第２の従来例の説明図で
あり、図９はブロック図、図１０はその要部ブロックの
回路図である。図中、１は逆特性フィルタ、３は順特性
フィルタ、６１はダイオードクランプ回路、６２は演算
増幅器、６３は入力側抵抗Ｒ_S 、６４，６７は第１の分
圧抵抗Ｒ_A 、６５，６８は第２の分圧抵抗Ｒ_B 、６６，
６９は帰還ダイオードＤ_i である。図９に示すように、
この第２の従来例は、入力信号を、振幅圧縮量の周波数
特性とは逆特性になる逆特性フィルタ１を通した上でダ
イオードクランプ回路６１による瞬時圧縮を行なった
後、圧縮量の周波数特性となる順特性フィルタ３を通し
て、周波数に依存して振幅圧縮量が変化する瞬時圧縮を
行ない、低レベルの信号に対しては周波数特性が平坦に
なるようにしたものである。

【０００６】図１０に示すように、ダイオードクランプ
回路６１は、演算増幅器６２と第１の分圧抵抗Ｒ_A ６
４，６７、第２の分圧抵抗Ｒ_B ６５，６８、帰還ダイオ
ードＤ_i ６６，６９を用いたダイオードリミッタを基本
構成とし、分圧抵抗の分圧比および抵抗値の異なる４本
の帰還路を有するものである。

【０００７】入力側抵抗Ｒ_S ６３は、演算増幅器６２の
負入力端子に接続されるとともに、ここに帰還ダイオー
ドＤ_i ６６等の４本の帰還ダイオードのカソード側およ
び帰還ダイオードＤ_i ６９等の４本の帰還ダイオードの
アノード側が接続される。演算増幅器２の出力電圧が正
方向に上昇してＶ・（Ｒ_A ／Ｒ_B ）になると帰還ダイオ
ードＤ_i ６６が導通し、第２の分圧抵抗Ｒ_A ６４が帰還
抵抗として働く。同様に、演算増幅器２の出力電圧が負
方向に上昇して−Ｖ・（Ｒ_A ／Ｒ_B ）になると帰還ダイ
オードＤ_i ６９が導通し、第２の分圧抵抗Ｒ_A ６７が帰
還抵抗として働く。４本の帰還路が設けられているた
め、正負対称の圧縮回路となる。

【０００８】図９，図１０に示したような、アナログ信
号をダイオードクランプ回路で非線形処理するアナログ
瞬時圧縮型では、逆特性フィルタ１と順特性フィルタ３
を直列に接続して用いるため、前段の逆特性フィルタ１
でレベルを下げられた周波数帯域の信号は、後段の順特
性フィルタ３で増幅されることになるが、アナログ信号
のノイズレベルは一定の値を有するため、Ｓ／Ｎ比の劣
化が生じる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、従来の準瞬時圧縮回路のよ
うに、ブリージング等の劣化がなく、インパルス的な入
力信号に対してもリミッタ動作が保証され、アナログの
瞬時圧縮回路のようにＳ／Ｎ比の劣化が起こらない周波
数依存型ディジタルリミッタを提供することを目的とす
るものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
おいては、周波数依存型ディジタルリミッタにおいて、
逆特性フィルタと、該逆特性フィルタの出力を入力する
オーバサンプリング部と、該オーバサンプリング部の出
力を入力する振幅圧縮型非線形処理部と、該振幅圧縮型
非線形処理部の出力を入力するデシメーション部と、該
デシメーション部の出力を入力する順特性フィルタを有
し、該順特性フィルタの周波数特性に応じた振幅圧縮特
性を有することを特徴とするものである。

【００１１】請求項２に記載の発明においては、周波数
依存型ディジタルリミッタにおいて、逆特性フィルタ
と、該逆特性フィルタの出力を入力する縦続接続された
複数段のディジタルソフトクランプ部と、該縦続接続さ
れた複数段のディジタルソフトクランプ部の出力を入力
する順特性フィルタを有し、前記ディジタルソフトクラ
ンプ部は、オーバサンプリング部と、該オーバサンプリ
ング部の出力を入力する振幅圧縮型非線形処理部と、該
振幅圧縮型非線形処理部の出力を入力するデシメーショ
ン部を有し、該順特性フィルタの周波数特性に応じた振
幅圧縮特性を有することを特徴とするものである。

【００１２】請求項３に記載の発明においては、請求項
１または２に記載の周波数依存型ディジタルリミッタに
おいて、前記振幅圧縮型非線形処理部は、入力と該入力
の奇数次のべき乗項を加算する手段を有することを特徴
とするものである。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態のブロック図である。図中、図９と同様な部分には同
じ符号を用いて説明を省略する。２はディジタルソフト
クランプ部、４はオーバーサンプリング部、５は振幅圧
縮型非線形処理部、６はデシメーション部である。この
実施の形態は、ディジタル領域で振幅圧縮非線形処理を
行なう周波数依存型ディジタルリミッタである。

【００１４】デジタル音声信号等の入力信号は、希望す
る振幅圧縮の周波数特性とは逆特性の周波数特性を有す
る逆特性フィルタ１に通された後、ディジタルソフトク
ランプ部２に入力され、ここでディジタル信号処理によ
り、周波数に依らない振幅圧縮型非線形処理が行なわれ
る。この出力は、希望する振幅圧縮の周波数特性を有す
る順特性フィルタ３に入力され、この出力がディジタル
信号出力となる。入力信号の高レベル時には順特性フィ
ルタ３の周波数特性が優勢となり、低レベル時には平坦
な周波数特性になる。

【００１５】ディジタルソフトクランプ部２は、オーバ
サンプリング部４、振幅圧縮型非線形処理部５、デシメ
ーション部６が縦続接続されたものである。オーバサン
プリング部４においては、ｆ₀ を入力信号のサンプリン
グ周波数とし、ｎを２以上の整数としたとき、ｎｆ₀ と
いう高次のサンプリング周波数で再標本化する。例え
ば、サンプリング点を増やしてここに０ビット挿入を行
なう。振幅圧縮型非線形処理部５は、ｎ倍のサンプリン
グ周波数ｎｆ₀ で信号処理する。デシメーション部６に
おいては、信号処理されたデータを間引いて元のサンプ
リング周波数ｆ₀のディジタル信号に戻して出力する。

【００１６】振幅圧縮型非線形処理部５は、瞬時圧縮を
実現するため、ブリージング現象がなくなり音質劣化解
決される。また、リミッタ動作の不確定も解決され、過
変調の低減等に有効である。ディジタル領域で瞬時圧縮
を実現するため、同じ瞬時圧縮でもアナログ方式のもの
と比べて、格段のＳ／Ｎ比を確保することができる。一
方、非線形処理によって高調波歪みや混変調歪みを発生
し、この中でナイキスト周波数ｆ₀ ／２より高い成分は
折り返し雑音を発生する。しかし、あらかじめオーバー
サンプリングを行ない周波数ｎｆ₀ で非線形処理を行な
うため、ナイキスト周波数ｆ₀ ／２より高い成分を容易
に除去できるため折り返し雑音の発生を抑制することが
できる。なお、高調波歪みや混変調歪みのうち、入力信
号の周波数帯域内の成分については、試聴実験を行なっ
た結果、複雑なスペクトルを持つ楽音では、比較的これ
らの歪みは聴感上認識されにくいことがわかっている。

【００１７】なお、上述した説明では、逆特性フィルタ
１および順特性フィルタ３をディジタルフィルタとし、
例えばＤＳＰで実現するようにしたが、アナログフィル
タで実現してもよい。また、ディジタルフィルタとした
場合には、ディジタルソフトクランプ部２と同様にオー
バサンプリングした上でフィルタ特性を実現してもよ
い。この場合、さらにオーバサンプリング部４を逆特性
フィルタ１の前段に移し、デシメーション部６を順特性
フィルタ６の後段に移してもよい。

【００１８】図２は、振幅圧縮型非線形処理部における
入出力特性曲線の一例の特性図である。図示の曲線は、
ｘを入力信号、ｙを出力信号、ａを負の実数としたと
き、ｙ＝ａｘ³ ＋ｘの関数曲線であるが、この実線部分
を使用し、振幅圧縮型非線形処理部の入出力特性とす
る。実線部分で示される入出力特性は、入力信号の絶対
値が増加するにつれ出力信号の絶対値が増加するがその
増加率は小さくなるような振幅圧縮特性である。任意の
個数の奇数次べき乗項と入力信号の総和からなる関数で
あれば、同様にして振幅圧縮型非線形処理部の入出力特
性として使用することができる。

【００１９】この特性は、例えば、音声信号のソフト・
クランパ、リミッタ、コンプレッサ等の入出力特性を模
擬することができる特性であり、飽和特性ということも
できる。なお、図２の破線部分は、入力信号の絶対値が
増加すると出力信号の絶対値が減少する範囲であるが、
この破線部分の範囲に若干広げて関数を使用してもさし
つかえない。

【００２０】図３は、振幅圧縮型非線形処理部の一例の
ブロック図である。このブロック図は、図１の振幅圧縮
型非線形処理部５の一例である。図中、１１はＦＩＲロ
ーパスフィルタ、１２は３次べき乗器、１３は５次べき
乗器、１４は増幅器、１５は増幅器、１６は加算器、１
７はＦＩＲローパスフィルタである。まず、ナイキスト
周波数ｆ₀ ／２以下の周波数帯域、または、これより低
い入力信号の周波数帯域のみを通過させるＦＩＲ（Ｆｉ
ｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ローパ
スフィルタ１１に、図１のオーバサンプリング部４の出
力信号を入力することにより、折り返し雑音の発生を未
然に防ぐ。なお、オーバサンプリング部４の出力信号に
ｆ₀ ／２以上の成分が含まれていない場合には、ＦＩＲ
ローパスフィルタ１１を設ける必要がない。

【００２１】ＦＩＲローパスフィルタ１１の出力は、加
算器１６、３次べき乗器１２、５次べき乗器１３にそれ
ぞれ入力し、３次べき乗器１２，５次べき乗器１３はそ
れぞれ増幅器１４，１５により所望の特性を実現する増
幅率で増幅され、加算器１６においてＦＩＲローパスフ
ィルタ１１の出力と加算される。なお、べき乗器として
は、３次べき乗器１２だけでもよく、または、さらに高
次数の奇数次べき乗器をＦＩＲローパスフィルタ１１お
よび加算器１６の間に接続してもよい。３次べき乗器１
２，５次べき乗器１３では、高調波が発生しているた
め、加算器１６の出力を、ナイキスト周波数ｆ₀ ／２以
下の周波数帯域または、これより低い入力信号の周波数
帯域のみを通過させるＦＩＲローパスフィルタ１７に通
すことにより、折り返し雑音の発生を未然に防ぐ。ＦＩ
Ｒローパスフィルタ１７の出力は、図１のデシメーショ
ン部６に出力される。

【００２２】なお、ＦＩＲローパスフィルタ１１，１７
は、ＦＩＲ型でなくてもよいが、ＦＩＲ型を用いること
によって、位相歪みをなくし、正しい振幅制限動作をさ
せることができる。位相歪みが発生すると、波形が変形
して振幅レベルの限界値であるクリップレベル以上のピ
ークが発生することがある。

【００２３】図４は、振幅圧縮型非線形処理部の具体例
のブロック図である。この具体例は、図３の振幅圧縮型
非線形処理部５のさらに具体的な例である。図中、図
１，図３と同様な部分には同じ符号を用いて説明を省略
する。２１，２２は乗算器、２３は制御部である。奇数
次べき乗器としては３次べき乗器１２のみを用い、ＦＩ
Ｒローパスフィルタ１１の出力をｘとし、加算器１６の
出力をｙとしたとき、ｙ＝ａｘ³ ＋ｘになるようにし、
図２に示した入出力特性を有するものとしている。

【００２４】３次べき乗器１２は、ＦＩＲローパスフィ
ルタ１１の出力ｘを乗算器２１で自乗し、さらにこれに
出力ｘを乗算器２２で乗算することにより実現する。３
次べき乗器１２の出力は、増幅器１４で増幅し、制御部
２３で減衰量を制御することにより、係数ａを変えて振
幅圧縮特性を調整することができる。増幅器２４は、利
得を調整する。これらの信号処理は、ＤＳＰにより実行
することができる。

【００２５】上述した説明により本発明の周波数依存型
ディジタルリミッタの実施の形態を説明したが、このリ
ミッタの具体的な使用例として、光ビデオディスク（以
下、ＬＤという）のプリマスタリングに使用するＦＭ音
声信号用リミッタについて説明する。最初に、ＬＤカッ
ティングシステムのＦＭ音声信号処理部について簡単に
説明する。

【００２６】図５は、ＬＤカッティングシステムのＦＭ
音声信号処理部の概要ブロック図である。図中、３１は
ＣＸノイズリダクションエンコーダ、３２はプリエンフ
ァシス部、３３はＦＭ帯域制限器、３４はＦＭ変調器、
３５は加算器、３６はＬＤカッティングマシンである。

【００２７】マスターテープ等からの音声信号（以下、
ＦＭ用音声信号という）は、本発明とは直接関係しない
ＣＸエンコーダ３１でＣＸノイズリダクション方式に基
づいて、周波数に関係なく−２８ｄＢより大きいレベル
の信号に対してデシベルで２：１の圧縮をされる。続い
て、プリエンファシス部３２において高域側を持ち上げ
られ、ＦＭ帯域制限器３３において最大振幅レベルを所
定値に制限された後、ＦＭ変調器３４においてＦＭ変調
され、加算器３５において、ＦＭ変調された映像信号、
および、音声信号（以下、ＥＦＭ用音声信号という）が
ＥＦＭ符号化された信号と加算され、周波数分割多重形
式でＬＤカッティングマシン３８に供給され、ＬＤのマ
スター原盤が作られる。

【００２８】ＬＤにおいては、ディジタル記録されるＥ
ＦＭ用音声信号、アナログＦＭ変調記録されるＦＭ用音
声信号という２種類の音声信号が記録される。なお、実
際にはいずれも左右のステレオチャネルを持つが、図で
は省略している。ＬＤ再生装置側において、復号または
復調された各音声信号を相互に切り換えたときにレベル
差が生じないようにする必要がある。そのため、記録時
において、ＥＦＭ用音声信号およびＦＭ用音声信号は、
レベルを合わせる必要がある。

【００２９】一方、市場では再生時の音量感が音質の評
価に影響を与えるので、ＥＦＭ用音声信号およびＦＭ用
音声信号は、できるだけ高レベルで符号化またはＦＭ変
調して記録することが望ましい。

【００３０】しかし、ＦＭ用音声信号は、ＬＤにおける
ＦＭ変調信号の帯域制限規格を満足するように、ＦＭ帯
域制限器３３において、振幅レベルの絶対値の最大値が
制限されるので、制限レベルを越えた音声信号は急峻に
ハードクリップしてしまい、楽音信号のスペクトルによ
っては再生時にノイズになってしまうという問題があ
る。しかも、この前段のプリエンファシス部３２におい
て、ＬＤにおけるアナログＦＭ変調信号の規格として音
声信号の高域強調が行なわれるから、音声信号が高い周
波数成分を持つほど、ＦＭ帯域制限器３３においてハー
ドクリップが生じやすいという問題がある。

【００３１】そこで、マスターテープ等の音源を作成す
るプリマスタリングの段階において、ＦＭ用音声信号を
専用のＦＭ音声信号用リミッタに通してマスターテープ
を作成する。このマスターテープを用いることにより、
図５のＬＤカッティングシステムにおいても、帯域制限
およびプリエンファシスの規格を満たし、かつ、音声信
号が高レベルになってもＦＭ帯域制限器３３においてハ
ードクリップを発生しないようにする。なお、このＦＭ
音声信号用リミッタを図５の入力部に直接接続すること
も可能である。

【００３２】図６は、ＦＭ音声信号用リミッタのブロッ
ク図である。図中、４１はプリエンファシス部、４２ａ
〜４２ｈは第１〜第８のディジタルソフトクランプ部、
４３はディエンファシス部、４４は２倍オーバサンプリ
ング部、４５は３次べき乗加算器、４６は１／２デシメ
ーション部である。このＦＭ音声信号用リミッタにおい
ては、図５のプリエンファシス部３３において強調され
る音声信号の高域側の信号成分ほど大きく振幅圧縮し、
フルレベル信号入力時に利得が最大２０ｄＢまで低下す
る振幅圧縮処理を行なう。

【００３３】このＦＭ音声信号用リミッタは、図１の周
波数依存型リミッタを基本構造とするものであり、本発
明の周波数依存型リミッタの実施の一形態である。図１
の順特性フィルタ３として、図５のプリエンファシス部
３３とは逆特性のフィルタを用いる。すなわち、アナロ
グＦＭ復調側に設けたディエンファシス部と同様の特性
になるため、このフィルタをディエンファシス部４３と
表記する。また、図１の逆特性フィルタ１は、順特性フ
ィルタ３と逆特性であるから、図５のプリエンファシス
部３３と同様の特性になるため、このフィルタをプリエ
ンファシス部４１と表記する。なお、ディエンファシス
部４３の周波数特性は、実用上、図５のプリエンファシ
ス部３３の周波数特性と完全に逆特性にする必要はな
く、ほぼ逆特性であればよく、プリエンファシス部４１
の周波数特性も、図５のプリエンファシス部３３の周波
数特性とほぼ同特性であればよい。

【００３４】このＦＭ音声信号用リミッタの具体例で
は、ハードウェアの簡便さから、図１のオーバサンプリ
ング部４およびデシメーション部６として２倍オーバー
サンプリング部４４および１／２デシメーション部４６
を用い、振幅圧縮型非線形処理部５として、図４の具体
例と同様の３次べき乗加算器４５を用いるとともに、デ
ィジタルソフトクランプ部を多段構成にして、第１〜第
８のディジタルソフトクランプ部４２ａ〜４２ｈを縦続
接続している。

【００３５】もちろん、ディジタルソフトクランプ部２
に高次のべき乗器、高倍率のオーバーサンプリング部、
デシメーション部を用いることによって、１段で構成す
ることも可能である。しかし、３次べき乗加算器４５の
ように３次の多項式による信号処理では、２．５ｄＢ程
度のゲインリダクションが限界であるが、高次の多項式
を用いる場合には、折り返し雑音を防止するため、高次
のオーバサンプリングが必要となってしまい、ＤＳＰで
実現することがむずかしくなる。この実施の形態におい
ては、ディジタルソフトクランプ部を多段構成としたた
めに、２倍オーバーサンプリングのまま最大２０ｄＢの
ゲインリダクションを実現することができる。

【００３６】図７は、図６のＦＭ音声信号用リミッタの
特性図である。図中、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は振
幅［ｄＢ］であり、入力レベルが、０ｄＢ，−１０ｄ
Ｂ，−２０ｄＢ，−３０ｄＢにおける、出力レベル（実
線）および全高調波歪みＴＨＤ（破線）を示している。
各入力レベルにおいて正弦波スイープを行なって測定し
た。−２０ｄＢの小さな入力信号においては、５０Ｈｚ
から１５ｋＨｚまで平坦な特性になっているが、０ｄＢ
大きな入力信号においては、２ｋＨｚ付近から１５ｋＨ
ｚ付近まで２０ｄＢ程度の減衰があり、ディジタルソフ
トクランプ部が動作していることがわかる。

【００３７】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、請求項
１に記載の発明によれば、逆特性フィルタと、逆特性フ
ィルタの出力を入力するオーバサンプリング部と、オー
バサンプリング部の出力を入力する振幅圧縮型非線形処
理部と、振幅圧縮型非線形処理部の出力を入力するデシ
メーション部と、デシメーション部の出力を入力する順
特性フィルタを有することから、順特性フィルタの周波
数特性に応じた瞬時振幅圧縮特性が実現され、ブリージ
ング現象がなくなり音質劣化解決され、リミッタ動作の
不確定も解決されるという効果がある。

【００３８】また、ディジタル領域で瞬時圧縮を実現す
るため、アナログ方式のものと比べて、格段のＳ／Ｎ比
を確保することができるという効果がある。高調波歪み
や混変調歪みのうち、ナイキスト周波数ｆ₀ ／２より高
い成分を容易に除去できるため折り返しノイズの発生を
抑制することができる。

【００３９】請求項２に記載の発明によれば、逆特性フ
ィルタと、逆特性フィルタの出力を入力する縦続接続さ
れた複数段のディジタルソフトクランプ部と、縦続接続
された複数段のディジタルソフトクランプ部の出力を入
力する順特性フィルタを有し、ディジタルソフトクラン
プ部は、オーバサンプリング部と、オーバサンプリング
部の出力を入力する振幅圧縮型非線形処理部と、振幅圧
縮型非線形処理部の出力を入力するデシメーション部を
有することから、請求項１に記載の発明と同様な効果を
奏するとともに、振幅圧縮型非線形処理部のゲインリダ
クションが小さく、かつ、オーバサンプリングの次数が
小さくても、全体として大きなゲインリダクションを実
現することができるという効果がある。

【００４０】請求項３に記載の発明によれば、振幅圧縮
型非線形処理部が、入力と入力の奇数次のべき乗項を加
算する手段を有することから、簡単な多項式で幅圧縮型
非線形処理を実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２】振幅圧縮型非線形処理部における入出力特性曲
線の一例の特性図である。

【図３】振幅圧縮型非線形処理部の一例のブロック図で
ある。

【図４】振幅圧縮型非線形処理部の具体例のブロック図
である。

【図５】ＬＤカッティングシステムのＦＭ音声信号処理
部の概要ブロック図である。

【図６】ＦＭ音声信号用リミッタのブロック図である。

【図７】図６のＦＭ音声信号用リミッタの特性図であ
る。

【図８】第１の従来例のブロック図である。

【図９】第２の従来例のブロック図である。

【図１０】第２の従来例の要部ブロックの回路図であ
る。

【符号の説明】

１…逆特性フィルタ、２…ディジタルソフトクランプ
部、３…順特性フィルタ、４…オーバーサンプリング
部、５…振幅圧縮型非線形処理部、６…デシメーション
部、１２…３次べき乗器、１３…５次べき乗器、１４，
１５…増幅器、１６…加算器、２１，２２…乗算器、２
３…制御部、４１…プリエンファシス部、４２ａ〜４２
ｈ…第１〜第８のディジタルソフトクランプ部、４３…
ディエンファシス部、４４…２倍オーバサンプリング
部、４５…３次べき乗加算器、４６…１／２デシメーシ
ョン部。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 逆特性フィルタと、該逆特性フィルタの
   出力を入力するオーバサンプリング部と、該オーバサン
   プリング部の出力を入力する振幅圧縮型非線形処理部
   と、該振幅圧縮型非線形処理部の出力を入力するデシメ
   ーション部と、該デシメーション部の出力を入力する順
   特性フィルタを有し、該順特性フィルタの周波数特性に
   応じた振幅圧縮特性を有することを特徴とする周波数依
   存型ディジタルリミッタ。
2. 【請求項２】 逆特性フィルタと、該逆特性フィルタの
   出力を入力する縦続接続された複数段のディジタルソフ
   トクランプ部と、該縦続接続された複数段のディジタル
   ソフトクランプ部の出力を入力する順特性フィルタを有
   し、前記ディジタルソフトクランプ部は、オーバサンプ
   リング部と、該オーバサンプリング部の出力を入力する
   振幅圧縮型非線形処理部と、該振幅圧縮型非線形処理部
   の出力を入力するデシメーション部を有し、該順特性フ
   ィルタの周波数特性に応じた振幅圧縮特性を有すること
   を特徴とする周波数依存型ディジタルリミッタ。
3. 【請求項３】 前記振幅圧縮型非線形処理部は、入力と
   該入力の奇数次のべき乗項を加算する手段を有すること
   を特徴とする請求項１または２に記載の周波数依存型デ
   ィジタルリミッタ。