JPH09181932A - スイッチング方式垂直偏向出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ポンプアップ回路が付加されても、帰線期間
から走査期間への切り替わり時に、垂直偏向出力波形乱
れの発生することのない、スイッチング方式による垂直
偏向出力回路を提供することすること。 【解決手段】 比較器6は、誤差増幅器2よりフ゜ラス側入力
端に供給された誤差電圧Cと、マイナス側入力端に供給され
る直流電圧源E2よりの+V1(V)とを比較し、その結果を出
力端より仮のホ゜ッフ゜アッフ゜ハ゜ルスDとして出力する。また、こ
のハ゜ルスDは、オア回路8の一方の入力端に入力されると共に
単安定マルチハ゛イフ゛レータ(M.M)7に供給され、この単安定マルチハ゛
イフ゛レータ(M.M)7に供給されたハ゜ルスDは、その後縁から所定
の幅t1なるハ゜ルスEを発生し、前記オア回路8の他方の入力端
に入力される。そして、これらハ゜ルスD及びハ゜ルスEの入力さ
れたオア回路8は、前記ハ゜ルスD及びハ゜ルスEの論理和をとり、ハ
゜ルスFを前記スイッチ回路11に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン受像機
等の垂直偏向回路に係り、特にスイッチング方式の垂直
偏向出力回路にポンプアップ回路を付加したスイッチン
グ方式垂直偏向出力回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、テレビジョン受像機等に搭載さ
れた垂直偏向回路は、垂直発振回路で発生する鋸波状の
電圧を垂直ドライブ回路で整形及び増幅した後、更に垂
直出力回路で増幅して垂直偏向コイルに垂直偏向用の鋸
波電流を出力する。そして、この鋸波電流を垂直偏向コ
イルに供給することによって受像管に磁界を発生させ、
電子ビームの上下方向の偏向を行っている。垂直偏向回
路において、鋸波電流を増幅して前記垂直偏向コイルに
供給する垂直偏向出力回路は、前記受像管管面に正常な
画像を表示するために重要なものとなっている。

【０００３】ところで、近年、垂直偏向出力回路では、
動作効率の向上の点からスイッチング方式の増幅器を用
いて垂直偏向回路を構成するように垂直偏向回路に対し
ての応用が指向されている。これは、スイッチング方式
増幅器の動作効率が理論的には１００％であり、高い動
作効率を有していることによる。

【０００４】図３に従来のスイッチング方式垂直偏向出
力回路における回路構成の実施の一形態を示す。

【０００５】図３に示すスイッチング方式垂直偏向出力
回路は、ＮＰＮ形のトランジスタ２個を組み合わせて構
成された、いわゆるＳＲＰＰ（Shunt Regulated Push P
ull）方式の垂直偏向出力である。即ち、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２はスイッチング素子として構成される出力ト
ランジスタであり、垂直偏向ヨークＬdyに鋸波状電流
（偏向電流ともいう）を生成して供給するために交互に
動作するものである。これらトランジスタＱ１，Ｑ２の
各コレクタ・エミッタ路間には２つのダイオードＤ１，
Ｄ２（ダンパーダイオードともいう）が接続されてい
る。これらの素子により、Ａ点の電圧を電源電圧Ｖcc又
は接地（ＧＮＤ）に高速で切り替え、チョークコイルＬ
ch及びコンデンサＣにより構成される平滑回路により切
り替え周波数成分を減衰させることにより、垂直偏向ヨ
ークＬdyに垂直周期の鋸歯状波電流を流すようになって
いる。コンデンサＣ０は直流阻止コンデンサであり、本
例においては十分大きな静電容量を備えたものが用いら
れている。

【０００６】本例においては、走査期間の前半、即ち偏
向ヨークＬdyに流れる電流iyが図中に示す矢印方向であ
る期間には、トランジスタＱ１とＤ２とが交互に導通し
て偏向電流を垂直偏向ヨークＬdyに供給する。また、走
査期間の後半、即ち偏向電流iyが図中に示す矢印と逆方
向である期間には、同様にＱ２とＤ１とが交互に導通す
ることによって、逆方向の偏向電流を垂直偏向ヨークＬ
dyに供給する。こうして、垂直偏向するために必要な鋸
波状の偏向電流が生成されて垂直偏向ヨークＬdyに供給
されることにより、垂直偏向を行うようになっている。

【０００７】ところで、周知の通り、垂直偏向回路で
は、帰線期間において比較的高い電圧を必要とする。そ
のため、帰線期間に必要な電源と、走査期間に必要な電
源との２系統の電源を有し、それらを切り換えるのに、
一般にポンプアップ回路が使用されている。

【０００８】図４は垂直出力回路に従来のＢ級増幅回路
を用いた場合に用いられるポンプアップ回路の原理を説
明するためのポンプアップ回路図である。

【０００９】図４において、走査期間にはスイッチＳ１
はＧ側にセットされる。このとき、直流電源Ｅ１により
誘起された電圧＋Ｂ（Ｖ）が、ダイオードＤ３を介しＶ
ccとしてコンデンサＣ１に印加され、これによりコンデ
ンサＣ１は略＋Ｂ（Ｖ）に充電される。帰線期間にはス
イッチＳ１はＢ側にセットされる。これにより、点Ｘに
前記直流電源Ｅ１により誘起された電圧＋Ｂ（Ｖ）にコ
ンデンサＣ１に充電された電圧が加算された、＋Ｂ
（Ｖ）の略２倍の電圧がＶccとして供給される。なお、
この回路に帰線期間の開始と終了を検出してスイッチＳ
１を切り換える手段を設けることにより、帰線期間にお
いては、走査期間に必要な電圧の略２倍の高い電圧を、
前記垂直偏向ヨークＬdyに供給することが可能となる。

【００１０】図５はＢ級増幅回路を用いた素直出力回路
に上記ポンプアップ回路を適用した回路の一例を示した
回路図である。

【００１１】図５における回路は、Ｂ級増幅トランジス
タＱ１，Ｑ２と、偏向電流を検出する抵抗Ｒｆと、図示
しない垂直同期信号供給手段により、垂直同期信号を供
給された垂直周期鋸歯状波発生回路１により発生した鋸
歯状波電圧と抵抗Ｒｆに発生する帰還電圧を誤差増幅器
２により比較した結果である誤差電圧によって、前記Ｂ
級増幅トランジスタＱ１，Ｑ２を制御するドライブ回路
３と、偏向ヨークＬdyと、大きな静電容量を有する直流
阻止用コンデンサＣ０と、前記ポンプアップ回路を構成
しているものと同一の直流電源Ｅ１，ダイオードＤ３，
並びにコンデンサＣ１と、同じく前記ポンプアップ回路
を構成するスイッチＳ１とその制御回路に相当するトラ
ンジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，抵抗Ｒ１，Ｒ２とに
より構成される。

【００１２】次に、上記図５の動作について説明を行
う。図５の回路において、偏向ヨークＬdyを流れる電流
は、走査期間後半には同図に示すｉ１の方向に流れてい
る。このとき、ドライブ回路３の制御によりトランジス
タＱ１はオフとされ、電流ｉ１はトランジスタＱ２のコ
レクタに流入する。また、トランジスタＱ１がオフであ
るため、トランジスタＱ３はオフし、トランジスタＱ３
がオフであるためトランジスタＱ４，Ｑ５はオフとな
り、トランジスタＱ４がオフであるためトランジスタＱ
６はオンする。これにより、コンデンサＣ１の負極側は
接地電位となる。

【００１３】一方、帰線期間には、ドライブ回路３の制
御によりトランジスタＱ２がオフとされ、トランジスタ
Ｑ１がオンするが、ダイオードＤ３が回路を遮断するの
で偏向ヨークＬdyの逆起電力によりＡ点の電位は＋Ｂ
（Ｖ）より高くなる。これにより、トランジスタＱ３が
オンし、続いてトランジスタＱ４，Ｑ５がオンし、トラ
ンジスタＱ４がオンすることによりトランジスタＱ６が
オフする。そして、コンデンサＣ１の負極側が略＋Ｂ
（Ｖ）となり、走査期間（トランジスタＱ５がオフの状
態）にコンデンサＣ１に充電された電圧が加算されて、
＋Ｂ（Ｖ）の略２倍の電圧がＶccとして供給されること
になる。尚、Ｖccが高くなっている間も誤差増幅器２お
よびドライブ回路３は通常と同様の動作を行っていて、
偏向電流ｉ２が走査開始時の電流に達すればＡ点の電圧
は＋Ｂ（Ｖ）以下で十分であるので、ドライブ回路３
は、Ａ点の電圧が適正になるようにトランジスタＱ１の
ドライブ量を加減する。また、Ａ点の電圧が＋Ｂ（Ｖ）
以下になればトランジスタＱ３はオフし、Ｖccは略＋Ｂ
（Ｖ）にもどる。このポンプアップ終了の瞬間において
もＡ点の電圧は制御されていて、Ｖccが急変してもＡ点
電圧は大きく影響されることはない。

【００１４】ところで、以上に示した、ポンプアップ回
路を、図３に示すようなスイッチング方式による垂直偏
向出力回路にそのまま適用することはできない。即ち、
図３において、走査期間前半にはトランジスタＱ１とダ
イオードＤ２が交互にオンすることで偏向電流を流し、
走査期間後半にはトランジスタＱ２とダイオードＤ１が
交互にオンして偏向電流を流すようになっていて、ここ
に、前記図４に示すポンプアップ回路を接続すると、ダ
イオードＤ１がオンしても、その電流がダイオードＤ３
により阻止されて電流の流れる先（行き先）がなくなる
という障害が発生すためである。

【００１５】そこで、前記図５における回路中のダイオ
ードＤ３の代わりに、双方向性のスイッチ素子を用いて
垂直帰線期間のみオフする方法が考えられるが、この方
法では、Ａ点の電圧がＶccを超えたか否かを検出してポ
ンプアップ開始を制御することは不可能である。

【００１６】ここで、スイッチング方式による垂直偏向
出力回路について説明を行う。図６は、スイッチング方
式垂直偏向出力回路の具体的な構成例を示した回路図で
ある。

【００１７】図６の構成において、スイッチング素子と
して構成され、垂直偏向ヨークＬdyに鋸波状電流（偏向
電流）を生成して供給するために交互に動作する出力ト
ランジスタＱ１，Ｑ２から後段（図では右側）について
は、前記図３と同一の構成であるので説明は省略し、異
なっている部分について、以下に説明を行う。

【００１８】先ず、前記比較的大容量のコンデンサＣ０
と基準電位点Ｖee間には偏向電流を検出する抵抗Ｒｆが
接続され、その接続点は誤差増幅器２のマイナス側入力
端子に接続されている。また、誤差増幅器２のプラス側
入力端子には、垂直周期鋸歯状波発生回路（ｆｖ．ＳＡ
Ｗ）１と接続されていて、誤差増幅器２の出力端子は比
較器５のプラス側入力端子に接続されていて、比較器５
のマイナス側入力端子にはスイッチング周波数鋸歯状波
発生回路４と接続されている。そして、比較器５の出力
端子はトランジスタＱ１のベースに接続されていて、比
較器５の反転出力端子はトランジスタＱ２のベースに接
続されている。

【００１９】以上のような構成において、垂直周期鋸歯
状波発生回路１により発生された鋸歯状波電圧と偏向電
流を検出する抵抗Ｒｆに発生する帰還電圧を、誤差増幅
器２により比較した結果である誤差電圧Ｃと、垂直偏向
周波数より十分高いスイッチング周波数、例えばスイッ
チング周波数鋸歯状波発生回路４により発生される水平
偏向周波数の整数倍の周波数の鋸歯状波Ｂを、比較器５
により比較することで得られた出力信号から、前記トラ
ンジスタＱ１並びにＱ２のドライブパルス（以降、信号
ともいう）が得られる。

【００２０】次に、上記回路における、信号Ｂ，Ｃ，並
びに点Ａを流れる信号について説明を行う。図７は前記
スイッチング方式垂直偏向出力回路の各部における波形
を示したグラフである。

【００２１】図７には、誤差電圧Ｃと、スイッチング鋸
歯状波Ｂの比較器５による比較結果による、Ａ点の波形
出力が示されている。図７において、期間ｔａは走査期
間の後半部を表していて、Ａ点における波形は狭いデュ
ーティー比の波形となる。また、期間ｔｃは走査期間の
前半であり、広いデューティー比の波形となる。

【００２２】一方、期間ｔｂは帰線期間であり、通常、
垂直周期鋸歯状波発生回路１により発生される基準鋸歯
状波の帰線期間は、実際の垂直出力回路で実現可能な最
短の帰線期間より短く設定される。そのため、帰線期間
中、誤差電圧Ｃは誤差増幅器２の出力可能な最大電圧ま
で上昇する。このとき、波形Ｃは波形Ｂより高くなるよ
うになっているので、Ａ点電圧は略Ｖcc１を維持するこ
とになる。そして、偏向電流が、略走査開始時の電圧に
達すると誤差電圧Ｃは下降し、再びスイッチング（Ａ点
における狭いデューティー比の波形）を開始する。

【００２３】次に、以上の回路に、前記ポンプアップ回
路を付加することを考える。ポンプアップの開始のタイ
ミングを検出する手段として、即ち、垂直帰線期間を検
出する手段として、例えば波形Ｃを鋸歯状波Ｂの上端よ
り僅かに高い直流電圧Ｖ１を設け、これを超えている期
間をポンプアップの開始のタイミングとした場合におけ
るスイッチング方式垂直偏向出力回路について説明を行
う。

【００２４】図８は、ポンプアップ回路を付加したスイ
ッチング方式垂直偏向出力回路の具体的な構成例を示し
た回路図である。

【００２５】図８の構成は、前記図６に示した構成に加
え、誤差増幅器２の出力信号に応じて、Ｖcc１側または
Ｖcc２側に切り換えるスイッチ回路１２を設け、トラン
ジスタＱ１のコレクタおよび偏向ヨークＬdyに、直流電
源Ｖcc１またはＶcc２のうちの何れか一方を供給するよ
うにしたものである。

【００２６】以上のような構成において、垂直周期基準
鋸歯状波発生回路１により発生された鋸歯状波電圧と偏
向電流を検出する抵抗Ｒｆに発生する帰還電圧を誤差増
幅器２により比較した結果である誤差電圧（信号）Ｃ
と、垂直偏向周波数より十分高いスイッチング周波数、
例えば、スイッチング周波数鋸歯状波発生回路４より発
生される水平偏向周波数の整数倍の周波数の鋸歯状波Ｂ
を、比較器５により比較することで得られた出力信号か
らドライブパルス（信号）Ｃを得る。

【００２７】次に、上記回路における、信号Ｂ，Ｃ，並
びに点Ａを流れる信号について説明を行う。図９は前記
ポンプアップ回路を付加したスイッチング方式垂直偏向
出力回路の各部における波形を示したグラフである。

【００２８】図９には、前記図８の回路に上述のポンプ
アップのタイミング、即ち波形Ｃを鋸歯状波Ｂの上端よ
り僅かに高い直流電圧Ｖ１を超えている期間、ポンプア
ップ制御を行うような回路を付加した場合における、誤
差電圧Ｃとスイッチング鋸歯状波Ｂの比較器５による比
較結果、並びにＡ点の波形出力が示されている。

【００２９】図９からわかるように、前述の回路によれ
ば、波形Ｃが直流レベルＶ１を超えたときにポンプアッ
プを開始し、Ａ点における電圧は略Ｖcc２（Ｖcc１の２
倍）となる。そして、帰線期間が終了し、波形Ｃが再び
直流レベルＶ１を下回ると、ポンプアップは終了し、Ａ
点の電圧は略Ｖcc１に下がる。ところが、このとき、偏
向電流が完全に走査開始時の電流に達していない。即
ち、Ｂ級増幅回路においては、ここで出力電圧がＶcc２
から徐々に低下し、スムーズに走査期間への以降が行わ
れるのであるが、スイッチング方式においては、ここで
急にＶcc２からＶcc１に下降することになる。そのた
め、誤差電圧が再び上昇して、再度ポンプアップ期間に
入ってしまう。さらに、スイッチング方式ではスイッチ
ング周波数以上の周波数成分は出力回路を通過できず、
そのため誤差増幅器では発振防止のため帯域制限が必要
になり、再ポンプアップ期間も長くなりいやすい。

【００３０】また、直流レベルＶ１を波形Ｂの上端ぎり
ぎりまで十分に低く設定しても、ポンプアップの終了は
期間ループにとって一種の外乱となり、波形の跳ね上が
りは避けられず、かえって偏向電流の安定まで時間がか
かることになる。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、スイッチ
ング方式による垂直偏向出力回路において、ポンプアッ
プ回路を付加しようとした場合、帰線期間から走査期間
への切り替わり時において、垂直偏向出力波形に乱れが
発生するという問題（欠点）があった。

【００３２】そこで、本発明はこのような問題を解決す
るため、ポンプアップ回路の付加されても、帰線期間か
ら走査期間への切り替わり時に、垂直偏向出力波形乱れ
の発生することのない、スイッチング方式による垂直偏
向出力回路を提供することを目的とするものである。

【００３３】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
るスイッチング方式垂直偏向出力回路は、第１のダイオ
ードのアノードと第２のダイオードのカソードとを接続
し、第１のダイオードのカソードを高電位である第１又
は第２の電圧源の何れか一方に、第２のダイオードのア
ノードを接地電位または負電圧を含む低電位である第３
の電圧源にそれぞれ接続し、それぞれのダイオードと並
列にスイッチング素子を接続して、前記２本のダイオー
ドの接続点を平滑回路を介して垂直偏向コイルに接続し
たスイッチング方式垂直偏向出力回路であって、基準と
なる垂直鋸歯状波電圧を発生する手段と、前記垂直偏向
コイルに流れる電流を検出すると共に電圧に変換する電
圧変換手段と、前記垂直鋸歯状波電圧と前記電圧変換手
段により変換された電圧値との第１の差電圧を発生する
第１の差電圧発生手段と、前記第１のダイオードのカソ
ードに電力を供給する電圧源として、前記第１の電圧
源、または前記第１の電圧源により発生される電圧より
も高い電圧を発生する前記第２の電圧源の何れか一方を
選択するスイッチ手段と、垂直帰線期間において、通常
時には、前記スイッチ手段に対して前記第１の差電圧に
基づいた選択切り換え指示信号を出力し、前記第２の電
圧源から前記第１の電圧源に選択切り換えを行わせる時
には、前記スイッチ手段に対して所定の時間経過後に、
前記第２の電圧源から前記第１の電圧源への選択切り換
え指示信号を出力するポンプアップ回路とを具備したこ
とを特徴とする。

【００３４】請求項２に記載の発明によるスイッチング
方式垂直偏向出力回路は、請求項１に記載のスイッチン
グ方式垂直偏向出力回路において、前記ポンプアップ回
路は垂直帰線期間において、前記第１の差電圧が所定の
電圧値以上になると、前記スイッチ手段に前記第２の電
圧源を選択させ、前記第１の差電圧が所定の電圧値以下
になると、前記スイッチ手段に前記第１の電圧源を選択
させるための前記選択切り換え指示信号を出力すること
を特徴とする。

【００３５】請求項３に記載の発明によるスイッチング
方式垂直偏向出力回路は、請求項１または２に記載のス
イッチング方式垂直偏向出力回路において、前記ポンプ
アップ回路は、基準電圧源と、前記基準電圧源と前記第
１の差電圧発生手段からの出力信号とを入力し、第２の
差電圧を出力する第２の差電圧発生手段と、前記第２の
差電圧発生手段からの第２の差電圧を入力する単安定マ
ルチバイブレータと、前記単安定マルチバイブレータか
らの出力電圧及び前記第２の差電圧を入力し論理和を出
力するオア回路とで構成したことを特徴とする。

【００３６】ここで、上記請求項１から３に記載の発明
によれば、垂直帰線期間中の全期間にわたってポンプア
ップ制御を行うようにしたので、帰線期間から走査期間
への切り替わり時において、偏向ヨークＬdyに供給され
る直流電源が、急に下降することにより発生する誤差電
圧により、再び電圧が上昇して再度ポンプアップ期間に
入ってしまう不具合を防止することができ、且つ効果的
に速くに、偏向ヨークＬdyに供給される電圧（電流）
を、安定状態（偏向電流安定の状態）に戻すことができ
る。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明であるスイッ
チング方式垂直偏向出力回路の実施の一形態を示す回路
図である。

【００３８】図１における構成は、前記図６における回
路構成に、ポップアップ回路１３並びにスイッチ回路１
１を付加したものである。以下に、前記図６と異なって
いる部分、即ち、付加された部分の構成について説明を
行う。

【００３９】図１において、誤差増幅器２の出力端は、
前記比較器５に接続されると共にポップアップ回路１３
を構成する比較器６のプラス側入力端に接続され、比較
器６のマイナス側入力端には、直流電圧源Ｅ２より＋Ｖ
１（Ｖ）が供給されている。そして、比較器６の出力端
は、オア回路８の一方の入力端に接続されると共に、単
安定マルチバイブレータ（Ｍ．Ｍ）７を介してオア回路
８の他方の入力端に接続されている。また、以上述べ
た、比較器６，単安定マルチバイブレータ（Ｍ．Ｍ）
７，並びにオア回路８によりポップアップ回路１３が構
成されている。

【００４０】一方、スイッチング素子の１つである出力
トランジスタＱ１のコレクタは、前記ポップアップ回路
１３を構成するオア回路８より出力される信号により制
御され、直流電源供給源Ｖｃｃ１または直流電源供給源
Ｖｃｃ２の何れか一方を選択するスイッチ回路１１と接
続されていて、このスイッチ回路１１を介して直流電源
の供給を受けるように構成されている。

【００４１】以上のような構成において、比較器６は、
誤差増幅器２よりプラス側入力端に供給された誤差電圧
Ｃと、マイナス側入力端に供給される直流電圧源Ｅ２よ
りの＋Ｖ１（Ｖ）とを比較し、その結果を出力端より仮
のポップアップパルスＤとして出力する。また、この仮
のポップアップパルスＤは、オア回路８の一方の入力端
に入力されると共に、単安定マルチバイブレータ（Ｍ．
Ｍ）７に供給され、この単安定マルチバイブレータ
（Ｍ．Ｍ）７に入力されたパルス（信号ともいう）Ｄ
は、その後縁から、所定の幅ｔ１なるパルスＥを発生
し、前記オア回路８の他方の入力端に出力される。そし
て、これらパルスＤ及びパルスＥの入力されたオア回路
８は、前記パルスＤ及びパルスＥの論理和をとり、パル
スＦを前記スイッチ回路１１に出力する。このポップア
ップ回路１３の出力であるパルスＦによって、前記スイ
ッチ回路１１の制御が行われ、前記トランジスタＱ１の
コレクタに供給される電源（Ｖcc１またはＶcc２の何れ
か）が選択され、帰線期間にはＶcc２が、走査期間には
Ｖcc１が供給されるようになっている。

【００４２】次に、以上のような構成による、本発明で
あるスイッチング方式垂直偏向回路（ポップアップ回路
内蔵）における、信号Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ並びにＡ点を
流れる信号について説明を行う。図２は前記スイッチン
グ方式垂直偏向出力回路の各部における出力信号波形を
示したグラフである。

【００４３】図２には、誤差電圧Ｃと、スイッチング鋸
歯状波Ｂの比較器５による比較結果によるＡ点の波形出
力と、比較器６による仮のポップアップパルスＤと、単
安定マルチバイブレータ（Ｍ．Ｍ）７の出力と、オア回
路８によるポップアップ回路１３の出力であるパルスＦ
とが示されている。図２からわかるように、前述の回路
によれば、波形Ｃが直流レベルＶ１を超えたときに、ポ
ップアップ回路１３はポンプアップを開始し（波形Ｄ参
照）、これにより、前記スイッチ回路１１がＶcc２を選
択し、Ａ点における電圧が略Ｖcc２（Ｖcc１の２倍）と
なる。そして、ポップアップ回路１３は、波形Ｃが再び
直流レベルＶ１を下回るタイミングから、時間ｔ１経過
後にポンプアップを終了させる。これにより、前記スイ
ッチ回路１１がＶcc１を選択し、時間ｔ１経過後に、Ａ
点の電圧は略Ｖcc１に下がる。即ち、ポップアップ回路
１３は、オア回路８により、信号ＤとＥのオアをとった
ものをポップアップ信号Ｆとしてスイッチ回路１１に出
力し、前記スイッチ回路１１の制御を行っているため、
本発明であるスイッチング方式垂直偏向出力回路は、垂
直帰線期間の全ての期間において、ポンプアップが行わ
れた状態（Ａ点における電圧は略Ｖcc２）となってい
る。

【００４４】したがって、本発明によれば、従来回路
（図８参照）におけるポンプアップの終了時間より時間
ｔ１だけ遅れてポンプアップを終了するようにしたの
で、ポンプアップ期間終了後に波形Ｃが高くなっても電
圧Ｖ１に達することはなく、したがって、ポンプアップ
期間終了後に誤差電圧が再び上昇して再度ポンプアップ
期間に入ってしまうことを防止することができ、効果的
に且つ迅速にＡ点における電圧を安定状態（偏向電流安
定の状態）に戻すことができる。

【００４５】尚、上記発明の実施の形態では、垂直帰線
期間ｔｂにおけるポンプアップの制御の開始を、前記波
形Ｃが前記鋸歯状波Ｂの上端より僅かに高い直流電圧Ｖ
１を超えたタイミングで行うとして説明したが、本発明
はこれに限定されず、ポンプアップの制御の開始のタイ
ミングとして、例えば垂直周期基準鋸歯状波発生回路１
に供給される垂直同期信号を用いるようにしてもよい。

【００４６】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、垂直
帰線期間中の全期間にわたってポンプアップ制御を行う
ようにしたので、スイッチング方式による垂直偏向出力
回路にポンプアップ回路を付加した場合に、帰線期間か
ら走査期間への切り替わり時において、偏向ヨークＬdy
に供給される直流電源が、Ｖcc２からＶcc１に急に下降
することにより発生する誤差電圧によって、従来のよう
に再び電圧が上昇して、再度ポンプアップ期間に入って
しまうという不具合を防止することができ、且つ効果的
に速くに、前記偏向ヨークＬdyに供給される電圧（電
流）を安定状態（偏向電流安定の状態）に戻すことがで
きる。また、これにより、画面上部において垂直偏向の
乱れのない高品位な映像を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明であるスイッチング方式垂直偏向出力回
路の実施の一形態を示す回路図である。

【図２】スイッチング方式垂直偏向回路の各部における
出力信号波形を示したグラフである。

【図３】従来のスイッチング方式垂直偏向出力回路にお
ける回路構成の実施の一形態を示す回路図である。

【図４】垂直出力回路に従来のＢ級増幅回路を用いた場
合に用いられるポンプアップ回路の原理を説明するため
のポンプアップ回路図である。

【図５】Ｂ級増幅回路を用いた素直出力回路に上記ポン
プアップ回路を適用した回路の一例を示した回路図であ
る。

【図６】スイッチング方式垂直偏向出力回路の具体的な
構成例を示す回路図である。

【図７】スイッチング方式垂直偏向出力回路の、各部に
おける波形を示したグラフである。

【図８】ポンプアップ回路を付加したスイッチング方式
垂直偏向出力回路の具体的な構成例を示した回路図であ
る。

【図９】ポンプアップ回路を付加したスイッチング方式
垂直偏向出力回路の各部における波形を示したグラフで
ある。

【符号の説明】

１ …垂直周期基準鋸歯状波発生回路（ｆ
ｖ．ＳＡＷ） ２ …誤差増幅器 ４ …スイッチング周波数鋸歯状波発生回路
（ｎｆＨ ＳＡＷ） ５，６ …比較器 ７ …単安定マルチバイブレータ（Ｍ．Ｍ） ８ …ＯＲ回路 １１ …スイッチ回路 １３ …ポンプアップ回路 Ｑ１，Ｑ２ …トランジスタ Ｄ１，Ｄ２ …ダイオード Ｃ，Ｃ０ …コンデンサ Ｒｆ …偏向電流検出抵抗 Ｌｃｈ …チョークコイル Ｌｄｙ …偏向ヨーク Ｅ２ …直流電源 Ｖcc１，Ｖcc２…直流電源供給ライン Ｖee …基準電位点

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１のダイオードのアノードと第２のダイ
   オードのカソードとを接続し、第１のダイオードのカソ
   ードを高電位である第１又は第２の電圧源の何れか一方
   に、第２のダイオードのアノードを接地電位または負電
   圧を含む低電位である第３の電圧源にそれぞれ接続し、
   それぞれのダイオードと並列にスイッチング素子を接続
   して、前記２本のダイオードの接続点を平滑回路を介し
   て垂直偏向コイルに接続したスイッチング方式垂直偏向
   出力回路であって、 基準となる垂直鋸歯状波電圧を発生する手段と、 前記垂直偏向コイルに流れる電流を検出すると共に電圧
   に変換する電圧変換手段と、 前記垂直鋸歯状波電圧と前記電圧変換手段により変換さ
   れた電圧値との第１の差電圧を発生する第１の差電圧発
   生手段と、 前記第１のダイオードのカソードに電力を供給する電圧
   源として、前記第１の電圧源、または前記第１の電圧源
   により発生される電圧よりも高い電圧を発生する前記第
   ２の電圧源の何れか一方を選択するスイッチ手段と、 垂直帰線期間において、通常時には、前記スイッチ手段
   に対して前記第１の差電圧に基づいた選択切り換え指示
   信号を出力し、前記第２の電圧源から前記第１の電圧源
   に選択切り換えを行わせる時には、前記スイッチ手段に
   対して所定の時間経過後に、前記第２の電圧源から前記
   第１の電圧源への選択切り換え指示信号を出力するポン
   プアップ回路とを具備したことを特徴とするスイッチン
   グ方式垂直偏向出力回路。
2. 【請求項２】前記ポンプアップ回路は、垂直帰線期間に
   おいて、前記第１の差電圧が所定の電圧値以上になる
   と、前記スイッチ手段に前記第２の電圧源を選択させ、
   前記第１の差電圧が所定の電圧値以下になると、前記ス
   イッチ手段に前記第１の電圧源を選択させるための前記
   選択切り換え指示信号を出力することを特徴とする請求
   項１に記載のスイッチング方式垂直偏向出力回路。
3. 【請求項３】前記ポンプアップ回路は、 基準電圧源と、 前記基準電圧源と前記第１の差電圧発生手段からの出力
   信号とを入力し、第２の差電圧を出力する第２の差電圧
   発生手段と、 前記第２の差電圧発生手段からの第２の差電圧を入力す
   る単安定マルチバイブレータと、 前記単安定マルチバイブレータからの出力電圧及び前記
   第２の差電圧を入力し論理和を出力するオア回路とで構
   成したことを特徴とする請求項１または２に記載のスイ
   ッチング方式垂直偏向出力回路。