JPH09200081A - 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路 - Google Patents
相関ピーク検出型周波数誤差検出回路Info
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- JPH09200081A JPH09200081A JP2066896A JP2066896A JPH09200081A JP H09200081 A JPH09200081 A JP H09200081A JP 2066896 A JP2066896 A JP 2066896A JP 2066896 A JP2066896 A JP 2066896A JP H09200081 A JPH09200081 A JP H09200081A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直接スペクトル拡散通信における受信側の逆拡
散した後の復調回路において、周波数誤差の引込み範囲
を大きく設定でき、安価な基準クロック源でＡＦＣのた
めの周波数誤差検出回路を提供する。 【解決手段】直交検波されたベースバンド複素信号を複
素ＭＦ１，２に入力し、それぞれ複素拡散符号との複素
相関をとり、ピーク位置検出部７によって検出した最大
値タイミングでそれぞれ２つの平均部５，６でピーク最
大値の数シンボル時間の平均をとり、２つの電力計算部
８，９で電力値を計算させる。その差を求めて正規化
し、周波数誤差変換部１２で該当する周波数誤差を求め
て出力するように構成した。
散した後の復調回路において、周波数誤差の引込み範囲
を大きく設定でき、安価な基準クロック源でＡＦＣのた
めの周波数誤差検出回路を提供する。 【解決手段】直交検波されたベースバンド複素信号を複
素ＭＦ１，２に入力し、それぞれ複素拡散符号との複素
相関をとり、ピーク位置検出部７によって検出した最大
値タイミングでそれぞれ２つの平均部５，６でピーク最
大値の数シンボル時間の平均をとり、２つの電力計算部
８，９で電力値を計算させる。その差を求めて正規化
し、周波数誤差変換部１２で該当する周波数誤差を求め
て出力するように構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接スペクトル拡
散（ＤＳＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum ）通
信方式の受信機に用いられるＡＦＣ（Automatic Freque
ncy Control ：自動周波数制御）方式の周波数誤差検出
回路の改良に関するものである。
散（ＤＳＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum ）通
信方式の受信機に用いられるＡＦＣ（Automatic Freque
ncy Control ：自動周波数制御）方式の周波数誤差検出
回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、送信機，受信機における基準ク
ロックを発生させるＴＣＸＯ（Temperature Compensate
d Crystal Oscillator：温度補償型水晶発振器）等の基
準クロック発生源の周波数が十分安定していればＡＦＣ
は特に必要なものではない。しかし、安定度の高いＴＣ
ＸＯは、高価であり、低価格化を目指す携帯移動端末に
は不向きである。従って、ＡＦＣが一般的に必要であ
る。
ロックを発生させるＴＣＸＯ（Temperature Compensate
d Crystal Oscillator：温度補償型水晶発振器）等の基
準クロック発生源の周波数が十分安定していればＡＦＣ
は特に必要なものではない。しかし、安定度の高いＴＣ
ＸＯは、高価であり、低価格化を目指す携帯移動端末に
は不向きである。従って、ＡＦＣが一般的に必要であ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来、直接スペクトル
拡散通信方式（以下ＤＳという）においては、受信信号
を２次復調（逆拡散）した後の１次復調の領域で、ＡＦ
Ｃを装備するという方法が採用されている。しかし、従
来のＡＦＣ回路では、拡散符号長の区間での周波数誤差
による複素信号の回転の影響があるため、周波数誤差の
引込み範囲が狭くなるという欠点があった。
拡散通信方式（以下ＤＳという）においては、受信信号
を２次復調（逆拡散）した後の１次復調の領域で、ＡＦ
Ｃを装備するという方法が採用されている。しかし、従
来のＡＦＣ回路では、拡散符号長の区間での周波数誤差
による複素信号の回転の影響があるため、周波数誤差の
引込み範囲が狭くなるという欠点があった。
【０００４】本発明は、周波数誤差の引き込み範囲を大
きく設定でき、安価な基準クロック発生源を使用するこ
とが可能なＡＦＣのための周波数誤差検出回路を提供す
ることが目的である。
きく設定でき、安価な基準クロック発生源を使用するこ
とが可能なＡＦＣのための周波数誤差検出回路を提供す
ることが目的である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載した本発
明は、正の周波数オフセットを与えて予め算出させた複
素拡散符号を出力する第１の複素拡散符号発生器と、前
記正の周波数オフセットと絶対値が等しく負の周波数オ
フセットを与えて予め算出させた複素拡散符号を出力す
る第２の複素拡散符号発生器と、直交検波部からのベー
スバンド複素信号を入力とし該ベースバンド複素信号と
前記第１及び第２の複素拡散符号発生器からの複素拡散
符号との複素相関をそれぞれ得る第１及び第２の複素整
合フィルタと、該第１及び第２の複素整合フィルタの出
力信号を比較し、両方またはいずれか一方のピークの絶
対値が最大値を示す位置のタイミングを検出して出力す
るピーク位置検出部と、前記第１及び第２の複素整合フ
ィルタの出力信号から、前記タイミングでのピーク値を
それぞれ抽出し、複数シンボル時間平均化して出力する
第１及び第２のピーク検出平均部と、該第１及び第２の
ピーク検出平均部の出力の電力値をそれぞれ計算する第
１及び第２の電力計算部と、該第１及び第２の電力計算
部の出力の差を求め、該第１及び第２の電力計算部の出
力の和で正規化して出力する電力差計算部と、該電力差
計算部の出力から該当する周波数誤差に変換して出力す
る周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とするもので
ある。
明は、正の周波数オフセットを与えて予め算出させた複
素拡散符号を出力する第１の複素拡散符号発生器と、前
記正の周波数オフセットと絶対値が等しく負の周波数オ
フセットを与えて予め算出させた複素拡散符号を出力す
る第２の複素拡散符号発生器と、直交検波部からのベー
スバンド複素信号を入力とし該ベースバンド複素信号と
前記第１及び第２の複素拡散符号発生器からの複素拡散
符号との複素相関をそれぞれ得る第１及び第２の複素整
合フィルタと、該第１及び第２の複素整合フィルタの出
力信号を比較し、両方またはいずれか一方のピークの絶
対値が最大値を示す位置のタイミングを検出して出力す
るピーク位置検出部と、前記第１及び第２の複素整合フ
ィルタの出力信号から、前記タイミングでのピーク値を
それぞれ抽出し、複数シンボル時間平均化して出力する
第１及び第２のピーク検出平均部と、該第１及び第２の
ピーク検出平均部の出力の電力値をそれぞれ計算する第
１及び第２の電力計算部と、該第１及び第２の電力計算
部の出力の差を求め、該第１及び第２の電力計算部の出
力の和で正規化して出力する電力差計算部と、該電力差
計算部の出力から該当する周波数誤差に変換して出力す
る周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とするもので
ある。
【０００６】請求項２に記載した本発明は、直交検波部
からのベースバンド複素信号を入力とし該ベースバンド
複素信号の最大ピーク位置のシンボルタイミングを出力
する同期回路と、正の周波数オフセットを与えて予め算
出させた複素拡散符号を前記シンボルタイミングによっ
て出力する第１の複素拡散符号発生器と、前記正の周波
数オフセットと絶対値が等しく負の周波数オフセットを
与えて予め算出させた複素拡散符号を前記シンボルタイ
ミングによって出力する第２の複素拡散符号発生器と、
前記直交検波部からのベースバンド複素信号を入力とし
該ベースバンド複素信号と前記第１及び第２の複素拡散
符号発生器からの複素拡散符号とが入力されそれぞれ乗
算したのち積算して出力する第１及び第２のスライディ
ングコリレータと、前記第１及び第２のスライディング
コリレータの出力信号をそれぞれ複数シンボル時間平均
化して出力する第１及び第２の平均化部と、該第１及び
第２の平均化部の出力の電力値をそれぞれ計算する第１
及び第２の電力計算部と、該第１及び第２の電力計算部
の出力の差を求め、該第１及び第２の電力計算部の出力
の和で正規化して出力する電力差計算部と、該電力差計
算部の出力から該当する周波数誤差に変換して出力する
周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とするものであ
る。
からのベースバンド複素信号を入力とし該ベースバンド
複素信号の最大ピーク位置のシンボルタイミングを出力
する同期回路と、正の周波数オフセットを与えて予め算
出させた複素拡散符号を前記シンボルタイミングによっ
て出力する第１の複素拡散符号発生器と、前記正の周波
数オフセットと絶対値が等しく負の周波数オフセットを
与えて予め算出させた複素拡散符号を前記シンボルタイ
ミングによって出力する第２の複素拡散符号発生器と、
前記直交検波部からのベースバンド複素信号を入力とし
該ベースバンド複素信号と前記第１及び第２の複素拡散
符号発生器からの複素拡散符号とが入力されそれぞれ乗
算したのち積算して出力する第１及び第２のスライディ
ングコリレータと、前記第１及び第２のスライディング
コリレータの出力信号をそれぞれ複数シンボル時間平均
化して出力する第１及び第２の平均化部と、該第１及び
第２の平均化部の出力の電力値をそれぞれ計算する第１
及び第２の電力計算部と、該第１及び第２の電力計算部
の出力の差を求め、該第１及び第２の電力計算部の出力
の和で正規化して出力する電力差計算部と、該電力差計
算部の出力から該当する周波数誤差に変換して出力する
周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とするものであ
る。
【０００７】請求項３に記載した本発明は、前記周波数
誤差変換部は、受信信号中の雑音電力の大きさに対応し
て複数段階に傾斜が異なるように設定された相関電力差
対周波数誤差対応曲線（Ｓ字カーブ）の対応テーブルを
持ち、受信信号中の雑音電力が大きければ傾きの大きな
Ｓ字カーブへ、雑音電力が小さければ傾きの小さなＳ字
カーブへ切り替えて雑音電力の大きさに対応する周波数
誤差を出力する機能を持つように構成されたことを特徴
とするものである。
誤差変換部は、受信信号中の雑音電力の大きさに対応し
て複数段階に傾斜が異なるように設定された相関電力差
対周波数誤差対応曲線（Ｓ字カーブ）の対応テーブルを
持ち、受信信号中の雑音電力が大きければ傾きの大きな
Ｓ字カーブへ、雑音電力が小さければ傾きの小さなＳ字
カーブへ切り替えて雑音電力の大きさに対応する周波数
誤差を出力する機能を持つように構成されたことを特徴
とするものである。
【０００８】さらに、請求項４に記載した本発明は、前
記第１及び第２の電力計算部の出力を加算し、受信希望
波信号が大きく落ち込んだ時は、前記周波数誤差変換部
部にたいして検出演算を行わないようにする演算判定部
を設けたことを特徴とするものである。
記第１及び第２の電力計算部の出力を加算し、受信希望
波信号が大きく落ち込んだ時は、前記周波数誤差変換部
部にたいして検出演算を行わないようにする演算判定部
を設けたことを特徴とするものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、請求項１に記載した本発明
を詳細に説明する。本発明の相関ピーク検出型周波数誤
差検出回路の第１の実施例の構成例を図１に示す。直交
検波部より入力される受信ベースバンド複素信号を、２
つの複素整合フィルタ（ＭＦ：Matched Filter）１，２
により、受信機の複素拡散符号と複素相関をとる。すな
わち、一方の複素整合フィルタ１に与えられる複素拡散
符号は複素拡散符号発生器３で作成される。この複素拡
散符号は、設定された正の周波数オフセット（例：＋１
０ｋＨｚ）の回転を、送信側と同じ複素拡散符号に複素
乗算して予め作成しメモリに貯えたものである。同様
に、他方の複素整合フィルタ２に与えられる複素拡散符
号は、複素拡散符号発生器４で作成されたものである。
この時、与える周波数オフセットは負である（例：−１
０ｋＨｚ）が、その絶対値は上記の正の周波数オフセッ
ト量と同一である。複素整合フィルタ１，２がＭＦであ
れば、相関取得後の信号は、１シンボル周期中に鋭いピ
ークを持つ信号となる。ただし、このピークレベルは、
受信信号が持つ周波数誤差に左右される。例えば、受信
信号が正の周波数誤差を持つ場合（例：＋５ｋＨｚ）、
複素整合フィルタ１の出力は、複素整合フィルタ２の出
力よりもレベルが大きい。
を詳細に説明する。本発明の相関ピーク検出型周波数誤
差検出回路の第１の実施例の構成例を図１に示す。直交
検波部より入力される受信ベースバンド複素信号を、２
つの複素整合フィルタ（ＭＦ：Matched Filter）１，２
により、受信機の複素拡散符号と複素相関をとる。すな
わち、一方の複素整合フィルタ１に与えられる複素拡散
符号は複素拡散符号発生器３で作成される。この複素拡
散符号は、設定された正の周波数オフセット（例：＋１
０ｋＨｚ）の回転を、送信側と同じ複素拡散符号に複素
乗算して予め作成しメモリに貯えたものである。同様
に、他方の複素整合フィルタ２に与えられる複素拡散符
号は、複素拡散符号発生器４で作成されたものである。
この時、与える周波数オフセットは負である（例：−１
０ｋＨｚ）が、その絶対値は上記の正の周波数オフセッ
ト量と同一である。複素整合フィルタ１，２がＭＦであ
れば、相関取得後の信号は、１シンボル周期中に鋭いピ
ークを持つ信号となる。ただし、このピークレベルは、
受信信号が持つ周波数誤差に左右される。例えば、受信
信号が正の周波数誤差を持つ場合（例：＋５ｋＨｚ）、
複素整合フィルタ１の出力は、複素整合フィルタ２の出
力よりもレベルが大きい。
【００１０】図２を用いて説明する。図２は周波数誤差
と受信信号のスペクトルであり、周波数軸上でみる周波
数誤差の影響を示す。図２（Ａ）は、周波数誤差が存在
しない場合の受信信号スペクトルである。ベースバンド
処理のため、ＤＣを中心に受信信号スペクトルが存在す
る。図２（Ｂ）は、受信機の複素整合フィルタの伝達関
数である。一般に相関器は、その内部に存在する積分操
作のために、ＬＰＦと同等の伝達関数を持つ。図２
（Ｃ）は、＋Δｆの周波数誤差を受けた受信信号スペク
トルである。周波数誤差のために、＋Δｆを中心にスペ
クトルが存在する。この受信信号を図２（Ｂ）に示す複
素整合フィルタで受信すると、図２（Ｄ）に示すよう
に、斜線の部分のみが複素整合フィルタを通過し、複素
整合フィルタの伝達関数からはみ出た部分の損失が生じ
ていることが分かる。
と受信信号のスペクトルであり、周波数軸上でみる周波
数誤差の影響を示す。図２（Ａ）は、周波数誤差が存在
しない場合の受信信号スペクトルである。ベースバンド
処理のため、ＤＣを中心に受信信号スペクトルが存在す
る。図２（Ｂ）は、受信機の複素整合フィルタの伝達関
数である。一般に相関器は、その内部に存在する積分操
作のために、ＬＰＦと同等の伝達関数を持つ。図２
（Ｃ）は、＋Δｆの周波数誤差を受けた受信信号スペク
トルである。周波数誤差のために、＋Δｆを中心にスペ
クトルが存在する。この受信信号を図２（Ｂ）に示す複
素整合フィルタで受信すると、図２（Ｄ）に示すよう
に、斜線の部分のみが複素整合フィルタを通過し、複素
整合フィルタの伝達関数からはみ出た部分の損失が生じ
ていることが分かる。
【００１１】これより、図２（Ｅ）に示すように、受信
機の複素整合フィルタの伝達関数を＋Δｆまたは−Δｆ
へオフセットすれば、周波数誤差を受けた信号が入力し
た場合、たとえ受信機の設定周波数オフセットと一致し
なくても、受信信号が正の周波数誤差ならば、複素整合
フィルタ１の出力が複素整合フィルタ２の出力よりも大
きくなり、負の周波数誤差を持つ受信信号であれば、複
素整合フィルタ２の出力が複素整合フィルタ１の出力よ
りも大きくなることが分かる。２つの複素整合フィルタ
１，２の伝達関数のシフト量は、そのタップ係数である
複素拡散符号に与える周波数オフセット量で決定し、そ
のオフセット量は固定である。
機の複素整合フィルタの伝達関数を＋Δｆまたは−Δｆ
へオフセットすれば、周波数誤差を受けた信号が入力し
た場合、たとえ受信機の設定周波数オフセットと一致し
なくても、受信信号が正の周波数誤差ならば、複素整合
フィルタ１の出力が複素整合フィルタ２の出力よりも大
きくなり、負の周波数誤差を持つ受信信号であれば、複
素整合フィルタ２の出力が複素整合フィルタ１の出力よ
りも大きくなることが分かる。２つの複素整合フィルタ
１，２の伝達関数のシフト量は、そのタップ係数である
複素拡散符号に与える周波数オフセット量で決定し、そ
のオフセット量は固定である。
【００１２】ピーク位置検出部７では、２つの複素整合
フィルタ１，２の出力のうち、どちらからか最大ピーク
値（＝絶対値）が得られるタイミングを抽出し、２つの
ピーク検出平均部５，６へ出力する。これは、受信信号
の周波数誤差によって、単体の複素整合フィルタ（例：
複素ＭＦ１のみ、または２のみ）の出力では、ピークレ
ベルもしくは、ピークの出現自体が不確定であるため
に、両複素整合フィルタ１，２の出力を観察する必要が
あるからである。
フィルタ１，２の出力のうち、どちらからか最大ピーク
値（＝絶対値）が得られるタイミングを抽出し、２つの
ピーク検出平均部５，６へ出力する。これは、受信信号
の周波数誤差によって、単体の複素整合フィルタ（例：
複素ＭＦ１のみ、または２のみ）の出力では、ピークレ
ベルもしくは、ピークの出現自体が不確定であるため
に、両複素整合フィルタ１，２の出力を観察する必要が
あるからである。
【００１３】２つのピーク検出平均部５，６では、ピー
ク位置検出部７によって指定されたタイミングのピーク
レベルをそれぞれ抽出し、雑音軽減のために複数シンボ
ル時間平均化する。この平均化された各複素整合フィル
タ１，２からのピークレベルは２つの電力計算部８，９
によって，それぞれ情報信号や伝送路変動による位相の
不安定性を除去するために電力化される。この後、加算
器１０において、両複素相関電力の差をとる。この値を
正規化回路１１において、各電力計算部出力の和によっ
て正規化する。加算器１０と正規化回路１１によって電
力計算部１３が構成される。電力計算部８の出力を
Ｐ+ 、電力差計算部９の出力をＰ- とし、伝送路変動を
示す包絡線レベルをＡとすれば、電力差計算部１３の出
力は次式となる。
ク位置検出部７によって指定されたタイミングのピーク
レベルをそれぞれ抽出し、雑音軽減のために複数シンボ
ル時間平均化する。この平均化された各複素整合フィル
タ１，２からのピークレベルは２つの電力計算部８，９
によって，それぞれ情報信号や伝送路変動による位相の
不安定性を除去するために電力化される。この後、加算
器１０において、両複素相関電力の差をとる。この値を
正規化回路１１において、各電力計算部出力の和によっ
て正規化する。加算器１０と正規化回路１１によって電
力計算部１３が構成される。電力計算部８の出力を
Ｐ+ 、電力差計算部９の出力をＰ- とし、伝送路変動を
示す包絡線レベルをＡとすれば、電力差計算部１３の出
力は次式となる。
【００１４】
【数１】
【００１５】正規化するのは、周波数誤差に変動がなく
ても受信レベルの変動によって電力差計算部１０の出力
が変動し検出誤差が影響を受けるのを防ぐためであり、
伝送路変動によって電力計算部８，９の出力が変動して
も（＝Ａが変動しても）、周波数誤差変換部１２への入
力信号は変化しないことを示す。この値を周波数誤差変
換部１２で、予め取得しておいたＳ字カーブ（＝相関電
力差対周波数誤差曲線）と対応させ、該当する周波数誤
差を得て出力する。
ても受信レベルの変動によって電力差計算部１０の出力
が変動し検出誤差が影響を受けるのを防ぐためであり、
伝送路変動によって電力計算部８，９の出力が変動して
も（＝Ａが変動しても）、周波数誤差変換部１２への入
力信号は変化しないことを示す。この値を周波数誤差変
換部１２で、予め取得しておいたＳ字カーブ（＝相関電
力差対周波数誤差曲線）と対応させ、該当する周波数誤
差を得て出力する。
【００１６】予め取得させるＳ字カーブ（＝複素相関電
力差対周波数誤差曲線）を図３に示す。ここで、図３
は、横軸である入力信号の周波数誤差を＋２０ｋＨｚか
ら−２０ｋＨｚまで変動させた時の複素相関電力差を計
算機シミュレーションにより求めたものである。計算の
条件は次の通りである。１次変調方式は２０ｋＨｚのシ
ンボルレートを持つＱＰＳＫ、複素拡散符号は２５６チ
ップのＭ系列である。また、図中のカーブに付した周波
数は、受信機の複素整合フィルタに与える周波数オフセ
ット量（絶対値）であり、２０ｋＨｚ，１５ｋＨｚ，１
０ｋＨｚと変動させた場合を対比させている。図より、
１０ｋＨｚのオフセット量を与えると、シンボルレート
の半分の大きさを持つ周波数誤差が入力しても十分に対
処でき得ることが分かる。１５ｋＨｚの周波数オフセッ
ト量を与えると、更に周波数誤差の引き込み範囲が増え
るメリットがあるが、雑音の存在を考慮すると、Ｓ字カ
ーブの直線部分の傾きが大きい方が雑音に対する耐性が
強いため、１０ｋＨｚが好ましい。
力差対周波数誤差曲線）を図３に示す。ここで、図３
は、横軸である入力信号の周波数誤差を＋２０ｋＨｚか
ら−２０ｋＨｚまで変動させた時の複素相関電力差を計
算機シミュレーションにより求めたものである。計算の
条件は次の通りである。１次変調方式は２０ｋＨｚのシ
ンボルレートを持つＱＰＳＫ、複素拡散符号は２５６チ
ップのＭ系列である。また、図中のカーブに付した周波
数は、受信機の複素整合フィルタに与える周波数オフセ
ット量（絶対値）であり、２０ｋＨｚ，１５ｋＨｚ，１
０ｋＨｚと変動させた場合を対比させている。図より、
１０ｋＨｚのオフセット量を与えると、シンボルレート
の半分の大きさを持つ周波数誤差が入力しても十分に対
処でき得ることが分かる。１５ｋＨｚの周波数オフセッ
ト量を与えると、更に周波数誤差の引き込み範囲が増え
るメリットがあるが、雑音の存在を考慮すると、Ｓ字カ
ーブの直線部分の傾きが大きい方が雑音に対する耐性が
強いため、１０ｋＨｚが好ましい。
【００１７】以上説明したように、本発明は、ＤＳ方式
に必須である複素拡散符号に予め周波数オフセットを与
えることで、今まであまり検討されていなかったＤＳ方
式に対する周波数誤差検出回路を実現することができ
る。また、判定系に関係なく動作するため、１次変調方
式とは独立な周波数誤差検出回路が実現できる。
に必須である複素拡散符号に予め周波数オフセットを与
えることで、今まであまり検討されていなかったＤＳ方
式に対する周波数誤差検出回路を実現することができ
る。また、判定系に関係なく動作するため、１次変調方
式とは独立な周波数誤差検出回路が実現できる。
【００１８】次に、請求項２に記載した本発明の構成に
ついて説明する。図４は請求項２に対応する第２の実施
例を示すブロック図である。図４の構成では、第１の実
施例における複素ＭＦ（Matched Filter）をスライディ
ングコリレータ（ＳＣ：Sliding Correlator）に置き換
えることで、大幅な回路規模の縮小を実現している。
ついて説明する。図４は請求項２に対応する第２の実施
例を示すブロック図である。図４の構成では、第１の実
施例における複素ＭＦ（Matched Filter）をスライディ
ングコリレータ（ＳＣ：Sliding Correlator）に置き換
えることで、大幅な回路規模の縮小を実現している。
【００１９】図７はＭＦとＳＣの違いを示す説明図であ
り、（Ａ）はＭＦの構成例、（Ｂ）はＳＣの構成例、
（Ｃ）は出力例を示す。ＭＦは図７（Ａ）に示すよう
に、一般には、遅延素子７１〜７５と乗算器７６〜８０
及び加算器８１によって構成されるトランスバーサルフ
ィルタとなっている。ＤＳにＭＦを適用する場合、タッ
プ係数には拡散符号が与えられるため、その出力は図７
（Ｃ）の破線で示すように、１シンボル周期（ＴS ）中
に鋭いピークが出現する（＝自己相関関数と呼ぶ）。従
って、ピーク点は必ず何処かに存在しており、１シンボ
ル時間のピークサーチにより、最大値が得られる。
り、（Ａ）はＭＦの構成例、（Ｂ）はＳＣの構成例、
（Ｃ）は出力例を示す。ＭＦは図７（Ａ）に示すよう
に、一般には、遅延素子７１〜７５と乗算器７６〜８０
及び加算器８１によって構成されるトランスバーサルフ
ィルタとなっている。ＤＳにＭＦを適用する場合、タッ
プ係数には拡散符号が与えられるため、その出力は図７
（Ｃ）の破線で示すように、１シンボル周期（ＴS ）中
に鋭いピークが出現する（＝自己相関関数と呼ぶ）。従
って、ピーク点は必ず何処かに存在しており、１シンボ
ル時間のピークサーチにより、最大値が得られる。
【００２０】一方、ＳＣは、図７（Ｂ）に構成例を示す
ように入力と拡散符号発生器８４からの拡散符号とを乗
算する乗算器８２とその出力を積分する積分器８３で構
成され、入力信号に対して１シンボル時間（ＴS ）中に
１度しか、相関演算が行えない。従って、図７（Ｃ）の
太い実線で示すようにＭＦ出力に比べて、ＳＣ出力は、
自己相関関数のうち一点しか得られない。Ｓ／Ｎが最大
となる点は、そのピーク点であるから、ＳＣ構成でＭＦ
と同等のＳ／Ｎを得る場合は、入力信号と受信拡散符号
の同期をとるＤＬＬ同期回路等が必要である。回路規模
を考えた場合、図７（Ａ），（Ｂ）からその差は明白で
あり、例えＤＬＬ等の同期回路が必要となっても、ＳＣ
構成を適用することにより回路規模を大幅に削減するこ
とが可能である。
ように入力と拡散符号発生器８４からの拡散符号とを乗
算する乗算器８２とその出力を積分する積分器８３で構
成され、入力信号に対して１シンボル時間（ＴS ）中に
１度しか、相関演算が行えない。従って、図７（Ｃ）の
太い実線で示すようにＭＦ出力に比べて、ＳＣ出力は、
自己相関関数のうち一点しか得られない。Ｓ／Ｎが最大
となる点は、そのピーク点であるから、ＳＣ構成でＭＦ
と同等のＳ／Ｎを得る場合は、入力信号と受信拡散符号
の同期をとるＤＬＬ同期回路等が必要である。回路規模
を考えた場合、図７（Ａ），（Ｂ）からその差は明白で
あり、例えＤＬＬ等の同期回路が必要となっても、ＳＣ
構成を適用することにより回路規模を大幅に削減するこ
とが可能である。
【００２１】図４において、乗算器４１と積分器４３、
および乗算器４２と積分器４４は、それぞれ図７（Ｂ）
に示したＳＣ構成となっている。ＤＬＬ同期回路４７と
ＳＣ構成により、積分器４３，４４の出力は、ＭＦ出力
におけるＳ／Ｎ最良点（＝ピーク点）となっているた
め、図１の第１の実施例におけるピーク位置検出部７お
よび複素ＭＦ１，２によるピーク検出が必要でなくな
る。２つの平均化部４５，４６では、ピークレベルを平
均化する。この平均化部４５，４６の出力は、図１にお
けるピーク検出平均部５，６の動作と同じである。な
お、相関電力差計算部４８は、図１における加算器１０
及び正規化回路１１を１つにまとめたものである。
および乗算器４２と積分器４４は、それぞれ図７（Ｂ）
に示したＳＣ構成となっている。ＤＬＬ同期回路４７と
ＳＣ構成により、積分器４３，４４の出力は、ＭＦ出力
におけるＳ／Ｎ最良点（＝ピーク点）となっているた
め、図１の第１の実施例におけるピーク位置検出部７お
よび複素ＭＦ１，２によるピーク検出が必要でなくな
る。２つの平均化部４５，４６では、ピークレベルを平
均化する。この平均化部４５，４６の出力は、図１にお
けるピーク検出平均部５，６の動作と同じである。な
お、相関電力差計算部４８は、図１における加算器１０
及び正規化回路１１を１つにまとめたものである。
【００２２】次に、請求項３に記載した本発明の構成に
ついて説明する。図５は請求項３に対応する第３の実施
例を示すブロック図である。一般に、伝送路変動等の原
因により受信信号電力が大きく落ち込んだ場合は、信号
電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）が劣化するためＡＦＣ特性
は劣化する。この対策としてこの第３の実施例は有効で
ある。一般に、ＤＳＳＳに用いられる拡散符号には、そ
の自己相関関数中に０クロス点が存在する。従って、そ
の０クロス点をシンボル周期で観察すれば、本来の信号
成分は存在しない為、その点に現れる信号レベルは雑音
成分となるはずである。結果として、スライディングコ
リレータでこの第３の実施例を実現する場合、雑音検出
用にもスライディングコリレータが１器必要なので、少
なくとも２器のスライディングコリレータが必要であ
る。
ついて説明する。図５は請求項３に対応する第３の実施
例を示すブロック図である。一般に、伝送路変動等の原
因により受信信号電力が大きく落ち込んだ場合は、信号
電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）が劣化するためＡＦＣ特性
は劣化する。この対策としてこの第３の実施例は有効で
ある。一般に、ＤＳＳＳに用いられる拡散符号には、そ
の自己相関関数中に０クロス点が存在する。従って、そ
の０クロス点をシンボル周期で観察すれば、本来の信号
成分は存在しない為、その点に現れる信号レベルは雑音
成分となるはずである。結果として、スライディングコ
リレータでこの第３の実施例を実現する場合、雑音検出
用にもスライディングコリレータが１器必要なので、少
なくとも２器のスライディングコリレータが必要であ
る。
【００２３】しかし、自己相関関数の０クロス点は、周
波数誤差存在時でも安定であるかは分からない。従っ
て、入力信号の周波数誤差に影響されないよう、複素Ｍ
Ｆ１，２より得られる雑音レベルを加算器５１にて合成
すれば、雑音検出・テーブル切替部５３にて、入力周波
数誤差に対して安定した雑音電力を検出できる。この雑
音検出・テーブル切替部５３では、予め雑音電力を変動
させることによって得たＳ字カーブが複数用意してあ
り、計測された雑音電力に対応するＳ字カーブを運びだ
し、周波数誤差変換部１２に与えている。この構成によ
り、Ｓ／Ｎが大きく変化しても、周波数誤差の検出誤差
が少ない相関ピーク検出型周波数誤差検出回路が実現で
きる。なお、相関電力差計算部５２は、図１における第
１の実施例の加算器１０及び正規化回路１１を１つにま
とめたものである。
波数誤差存在時でも安定であるかは分からない。従っ
て、入力信号の周波数誤差に影響されないよう、複素Ｍ
Ｆ１，２より得られる雑音レベルを加算器５１にて合成
すれば、雑音検出・テーブル切替部５３にて、入力周波
数誤差に対して安定した雑音電力を検出できる。この雑
音検出・テーブル切替部５３では、予め雑音電力を変動
させることによって得たＳ字カーブが複数用意してあ
り、計測された雑音電力に対応するＳ字カーブを運びだ
し、周波数誤差変換部１２に与えている。この構成によ
り、Ｓ／Ｎが大きく変化しても、周波数誤差の検出誤差
が少ない相関ピーク検出型周波数誤差検出回路が実現で
きる。なお、相関電力差計算部５２は、図１における第
１の実施例の加算器１０及び正規化回路１１を１つにま
とめたものである。
【００２４】次に、請求項４に記載した本発明の構成に
ついて説明する。図６は請求項４に対応する第４の実施
例を示すブロック図である。伝送路変動等により、２つ
の複素ＭＦ１，２の出力が大きく落ち込んだ場合、各複
素ＭＦ出力は雑音電力が支配的になり、周波数誤差検出
誤差が増加することが考えられる。この第４の実施例で
は、受信希望波電力の包絡線変動を、２つの電力計算部
８，９の出力を加算器６２にて合成した信号から演算判
定部６３で得ることにより、受信希望波電力が大きく落
ち込んだ場合は、周波数誤差検出操作を行わない機能を
持つ。ここで、受信希望波電力とは、雑音，干渉波，希
望波を全て含む総受信信号電力と異なり、相関器によっ
て希望波のみ（相関器がＬＰＦともみなせることから、
雑音，干渉波電力は軽減される）が抽出された場合の、
受信信号電力を示す。
ついて説明する。図６は請求項４に対応する第４の実施
例を示すブロック図である。伝送路変動等により、２つ
の複素ＭＦ１，２の出力が大きく落ち込んだ場合、各複
素ＭＦ出力は雑音電力が支配的になり、周波数誤差検出
誤差が増加することが考えられる。この第４の実施例で
は、受信希望波電力の包絡線変動を、２つの電力計算部
８，９の出力を加算器６２にて合成した信号から演算判
定部６３で得ることにより、受信希望波電力が大きく落
ち込んだ場合は、周波数誤差検出操作を行わない機能を
持つ。ここで、受信希望波電力とは、雑音，干渉波，希
望波を全て含む総受信信号電力と異なり、相関器によっ
て希望波のみ（相関器がＬＰＦともみなせることから、
雑音，干渉波電力は軽減される）が抽出された場合の、
受信信号電力を示す。
【００２５】また、加算器６２は、先にば述べたよう
に、受信信号の周波数誤差によっては、２つの複素ＭＦ
１もしくは２の出力にピークが現れない場合があること
を考慮したものである。演算判定部６３では、予め、内
部に持つ周波数誤差検出演算精度を保つために必要な包
絡線レベルを持ち、その値と入力信号レベルを比較し、
受信信号電力が低いと判断される場合には、周波数誤差
変換部１２に対して推定周波数誤差の出力値をホールド
する指示を出す。この第４の実施例により、伝送路変動
により大きく変動するＳ／Ｎが、周波数誤差の検出に与
える誤差を軽減することが可能である。なお、相関電力
差計算部６１は、図１における第１の実施例の加算器１
０及び正規化回路１１を１つにまとめたものである。
に、受信信号の周波数誤差によっては、２つの複素ＭＦ
１もしくは２の出力にピークが現れない場合があること
を考慮したものである。演算判定部６３では、予め、内
部に持つ周波数誤差検出演算精度を保つために必要な包
絡線レベルを持ち、その値と入力信号レベルを比較し、
受信信号電力が低いと判断される場合には、周波数誤差
変換部１２に対して推定周波数誤差の出力値をホールド
する指示を出す。この第４の実施例により、伝送路変動
により大きく変動するＳ／Ｎが、周波数誤差の検出に与
える誤差を軽減することが可能である。なお、相関電力
差計算部６１は、図１における第１の実施例の加算器１
０及び正規化回路１１を１つにまとめたものである。
【００２６】次に、請求項５に記載した本発明の構成に
ついて説明する。図８は本発明の第５の実施例を示すブ
ロック図である。この第５の実施例は、図１に示した第
１の実施例の構成の中の電力差計算部１３の代わりに電
力比計算部１４を設けたものであり、他は図１と同じで
あり同一符号によって示してある。
ついて説明する。図８は本発明の第５の実施例を示すブ
ロック図である。この第５の実施例は、図１に示した第
１の実施例の構成の中の電力差計算部１３の代わりに電
力比計算部１４を設けたものであり、他は図１と同じで
あり同一符号によって示してある。
【００２７】電力計算部８，９によって、情報信号や伝
送路変動による位相の不安定性を除去するために電力化
された信号（相関電力）は、この電力比計算部１３に入
力され、両相関電力の比が計算される。これは、受信信
号電力の変動による周波数誤差の検出誤差を除去するた
めである。式を用いて説明する。
送路変動による位相の不安定性を除去するために電力化
された信号（相関電力）は、この電力比計算部１３に入
力され、両相関電力の比が計算される。これは、受信信
号電力の変動による周波数誤差の検出誤差を除去するた
めである。式を用いて説明する。
【００２８】一方の電力計算部８の出力をＰ+ 、他方の
電力計算部９の出力をＰ- とし、受信信号の包絡線レベ
ルをａとすると、単に、相関電力の差をとる構成であれ
ば、（ａＰ+ −ａＰ- ）となり、受信信号の周波数誤差
が一定（＝Ｐ+ 、Ｐ- が一定）であっても、伝送路変動
によって変化する包絡線レベルａにより、その電力差は
大きく変動するため周波数誤差の検出に誤差をもたら
す。この構成では各複素ＭＦに入力する受信信号レベル
は同一であるため、電力比計算部１４の出力は（ａＰ+
／ａＰ- ）＝（Ｐ+ ／Ｐ- ）となり、受信信号の包絡線
レベルａに影響を受けない。この値を周波数誤差変換部
１２で、予め取得しておいたＳ字カーブ（＝相関電力比
対周波数誤差曲線）と対応させ、該当する周波数誤差を
得る。
電力計算部９の出力をＰ- とし、受信信号の包絡線レベ
ルをａとすると、単に、相関電力の差をとる構成であれ
ば、（ａＰ+ −ａＰ- ）となり、受信信号の周波数誤差
が一定（＝Ｐ+ 、Ｐ- が一定）であっても、伝送路変動
によって変化する包絡線レベルａにより、その電力差は
大きく変動するため周波数誤差の検出に誤差をもたら
す。この構成では各複素ＭＦに入力する受信信号レベル
は同一であるため、電力比計算部１４の出力は（ａＰ+
／ａＰ- ）＝（Ｐ+ ／Ｐ- ）となり、受信信号の包絡線
レベルａに影響を受けない。この値を周波数誤差変換部
１２で、予め取得しておいたＳ字カーブ（＝相関電力比
対周波数誤差曲線）と対応させ、該当する周波数誤差を
得る。
【００２９】この第５の実施例で用いるＳ字カーブを図
９に示す。なお、この周波数誤差変換部１２の構成は、
このＳ字カーブをテーブル化し、対応する周波数誤差を
得る構成でもよいが、Ｓ字カーブを関数化した構成例等
も可能である。ここで、図９は、横軸である入力信号の
周波数誤差を＋２０ｋＨｚから−２０ｋＨｚまで変動さ
せた時の、複素相関電力比を計算機シミュレーションに
より求めたものである。ここで、１次変調方式は、シン
ボルレートが２０ｋＨｚのＱＰＳＫ、拡散符号は２５６
チップのＭ系列である。図中の周波数は、受信機の複素
ＭＦに与える周波数オフセット量（絶対値）であり、２
ｋＨｚ〜１２ｋＨｚまで変動させた場合を対比させてい
る。図より、２ｋＨｚから１２ｋＨｚのオフセット量で
あれば、一般に補償するべき周波数誤差の範囲（±３ｋ
Ｈｚ）でのＳ字カーブの直線性は保たれており、どの周
波数を受信機に設定しても十分に対処でき得ることが分
かる。しかし、雑音の存在を考慮すると、Ｓカーブの直
線部分の傾きが大きい方が雑音に対する耐性が強いた
め、１０ｋＨｚ，１２ｋＨｚが好ましい。
９に示す。なお、この周波数誤差変換部１２の構成は、
このＳ字カーブをテーブル化し、対応する周波数誤差を
得る構成でもよいが、Ｓ字カーブを関数化した構成例等
も可能である。ここで、図９は、横軸である入力信号の
周波数誤差を＋２０ｋＨｚから−２０ｋＨｚまで変動さ
せた時の、複素相関電力比を計算機シミュレーションに
より求めたものである。ここで、１次変調方式は、シン
ボルレートが２０ｋＨｚのＱＰＳＫ、拡散符号は２５６
チップのＭ系列である。図中の周波数は、受信機の複素
ＭＦに与える周波数オフセット量（絶対値）であり、２
ｋＨｚ〜１２ｋＨｚまで変動させた場合を対比させてい
る。図より、２ｋＨｚから１２ｋＨｚのオフセット量で
あれば、一般に補償するべき周波数誤差の範囲（±３ｋ
Ｈｚ）でのＳ字カーブの直線性は保たれており、どの周
波数を受信機に設定しても十分に対処でき得ることが分
かる。しかし、雑音の存在を考慮すると、Ｓカーブの直
線部分の傾きが大きい方が雑音に対する耐性が強いた
め、１０ｋＨｚ，１２ｋＨｚが好ましい。
【００３０】図１０，１１は、試作した装置にて取得し
たデータ例である。図１０は、伝送路変動が無い静的条
件下においての本方式の動作有効性を示すものである。
横軸は入力信号に与える周波数誤差、縦軸は誤り率であ
る。１次変調はシンボルレートが２０ｋＨｚのＱＰＳ
Ｋ、使用する拡散符号には２５６ビットのＭ系列を使用
した直接拡散スペクトル拡散通信方式である。また、実
機において、受信機の相関器に与えた周波数オフセット
は１０ｋＨｚ固定とした。図中ＭＦＣとは、Manual Fre
quency Controlで、入力信号の周波数差をカンニングに
より検出し、補正を行ったものであり、ＡＦＣ特性の上
限である。図より、本方式はＭＦＣ特性とほぼ同一の特
性を持ち、ＡＦＣの周波数誤差検出方式として有効であ
ることが分かる。なお、周波数誤差が、±５ｋＨｚまで
しかないのは、Ｓ字テーブルとして用意した補償周波数
範囲を±５ｋＨｚとし、それ以上の範囲は補償範囲外と
したためである。また、同期検波における本発明方式の
特性がＡＦＣの上限を超えて向上しているのは、データ
取得時の誤差である。
たデータ例である。図１０は、伝送路変動が無い静的条
件下においての本方式の動作有効性を示すものである。
横軸は入力信号に与える周波数誤差、縦軸は誤り率であ
る。１次変調はシンボルレートが２０ｋＨｚのＱＰＳ
Ｋ、使用する拡散符号には２５６ビットのＭ系列を使用
した直接拡散スペクトル拡散通信方式である。また、実
機において、受信機の相関器に与えた周波数オフセット
は１０ｋＨｚ固定とした。図中ＭＦＣとは、Manual Fre
quency Controlで、入力信号の周波数差をカンニングに
より検出し、補正を行ったものであり、ＡＦＣ特性の上
限である。図より、本方式はＭＦＣ特性とほぼ同一の特
性を持ち、ＡＦＣの周波数誤差検出方式として有効であ
ることが分かる。なお、周波数誤差が、±５ｋＨｚまで
しかないのは、Ｓ字テーブルとして用意した補償周波数
範囲を±５ｋＨｚとし、それ以上の範囲は補償範囲外と
したためである。また、同期検波における本発明方式の
特性がＡＦＣの上限を超えて向上しているのは、データ
取得時の誤差である。
【００３１】図１１は、フラットレイリーフェージング
下での本発明を使用した試作機の実験結果である。試作
機の設定条件は図１０の場合と同じである。横軸は入力
信号に与える周波数誤差、縦軸は誤り率である。ＡＦＣ
が正常動作していれば、その補償範囲内では誤り率の劣
化は、ＡＦＣを用いない場合に比べ明らかに小さく、そ
の誤り率特性の劣化はＡＦＣ特性とほぼ無関係である。
図１１におけるパラメータのうち、Ｅｂ／Ｎｏは１ビッ
ト当たりの信号エネルギ対雑音電力密度を示し、ｆｄは
フェージングのドップラー周波数である。図１１より、
本発明の周波数誤差検出回路を使用したＡＦＣが高速フ
ェージング下でも正常動作していることが分かる。な
お、図１１では、負の周波数誤差と正の周波数誤差で
は、そのＡＦＣ特性に変化がないため、負の周波数誤差
に対するＡＦＣ特性は省略してある。以上のように、従
来技術では伝送路変動に追随できなかった問題が解消さ
れる。
下での本発明を使用した試作機の実験結果である。試作
機の設定条件は図１０の場合と同じである。横軸は入力
信号に与える周波数誤差、縦軸は誤り率である。ＡＦＣ
が正常動作していれば、その補償範囲内では誤り率の劣
化は、ＡＦＣを用いない場合に比べ明らかに小さく、そ
の誤り率特性の劣化はＡＦＣ特性とほぼ無関係である。
図１１におけるパラメータのうち、Ｅｂ／Ｎｏは１ビッ
ト当たりの信号エネルギ対雑音電力密度を示し、ｆｄは
フェージングのドップラー周波数である。図１１より、
本発明の周波数誤差検出回路を使用したＡＦＣが高速フ
ェージング下でも正常動作していることが分かる。な
お、図１１では、負の周波数誤差と正の周波数誤差で
は、そのＡＦＣ特性に変化がないため、負の周波数誤差
に対するＡＦＣ特性は省略してある。以上のように、従
来技術では伝送路変動に追随できなかった問題が解消さ
れる。
【００３２】上記の第５の実施例と同様に、図４，図
５，図６に示した本発明の第２，第３，第４の実施例に
おいても、それぞれ電力差計算部４８，５２，６１を電
力比計算部に置き換えることができる。
５，図６に示した本発明の第２，第３，第４の実施例に
おいても、それぞれ電力差計算部４８，５２，６１を電
力比計算部に置き換えることができる。
【００３３】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明を実
施することにより、１次変調方式に独立な周波数誤差検
出方式が実現でき、安価なＴＣＸＯが利用できるメリッ
トは大きい。また、周波数誤差の引き込み範囲が理論的
には、±１０ｋＨｚまで補償できるという大きな特徴を
持つ。
施することにより、１次変調方式に独立な周波数誤差検
出方式が実現でき、安価なＴＣＸＯが利用できるメリッ
トは大きい。また、周波数誤差の引き込み範囲が理論的
には、±１０ｋＨｚまで補償できるという大きな特徴を
持つ。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】周波数誤差と受信信号のスペクトル、複素整合
フィルタの伝達関数の関係を示した概念図である。
フィルタの伝達関数の関係を示した概念図である。
【図３】複素整合フィルタに与える周波数オフセットを
パラメータにした場合のＳ字カーブである。
パラメータにした場合のＳ字カーブである。
【図４】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】複素ＭＦとＳＣの説明図である。
【図８】本発明の第５の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】第５の実施例に使用するＳ字カーブである。
【図１０】第５の実施例による実測特性例図である。
【図１１】第５の実施例による実測特性例図である。
１，２ 複素ＭＦ ３，４ 複素拡散符号発生器 ５，６ ピーク検出平均化部 ７ ピーク位置検出部 ８，９ 電力計算部 １０，５１，６２，８１ 加算器 １１ 正規化回路 １２ 周波数誤差変換部 １３ 電力差計算部 １４ 電力比計算部 ４１，４２，７６〜８０，８２ 乗算器 ４３，４４，８４ 積分器 ４５，４６ 平均化部 ４７ ＤＬＬ同期回路 ４８，５２，６１ 電力差計算部 ５３ 雑音検出テーブル切替部 ６３ 演算判定部 ７１〜７５ 遅延素子 ８４ 拡散符号発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐和橋 衛 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内
Claims (5)
- 【請求項１】 正の周波数オフセットを与えて予め算出
させた複素拡散符号を出力する第１の複素拡散符号発生
器と、 前記正の周波数オフセットと絶対値が等しく負の周波数
オフセットを与えて予め算出させた複素拡散符号を出力
する第２の複素拡散符号発生器と、 直交検波部からのベースバンド複素信号を入力とし該ベ
ースバンド複素信号と前記第１及び第２の複素拡散符号
発生器からの複素拡散符号との複素相関をそれぞれ得る
第１及び第２の複素整合フィルタと、 該第１及び第２の複素整合フィルタの出力信号を比較
し、両方またはいずれか一方のピークの絶対値が最大値
を示す位置のタイミングを検出して出力するピーク位置
検出部と、 前記第１及び第２の複素整合フィルタの出力信号から、
前記タイミングでのピーク値をそれぞれ抽出し、複数シ
ンボル時間平均化して出力する第１及び第２のピーク検
出平均部と、 該第１及び第２のピーク検出平均部の出力の電力値をそ
れぞれ計算する第１及び第２の電力計算部と、 該第１及び第２の電力計算部の出力の差を求め、該第１
及び第２の電力計算部の出力の和で正規化して出力する
電力差計算部と、 該電力差計算部の出力から該当する周波数誤差に変換し
て出力する周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とす
る相関ピーク検出型周波数誤差検出回路。 - 【請求項２】 直交検波部からのベースバンド複素信号
を入力とし該ベースバンド複素信号の最大ピーク位置の
シンボルタイミングを出力する同期回路と、 正の周波数オフセットを与えて予め算出させた複素拡散
符号を前記シンボルタイミングによって出力する第１の
複素拡散符号発生器と、 前記正の周波数オフセットと絶対値が等しく負の周波数
オフセットを与えて予め算出させた複素拡散符号を前記
シンボルタイミングによって出力する第２の複素拡散符
号発生器と、 前記直交検波部からのベースバンド複素信号を入力とし
該ベースバンド複素信号と前記第１及び第２の複素拡散
符号発生器からの複素拡散符号とが入力されそれぞれ乗
算したのち積算して出力する第１及び第２のスライディ
ングコリレータと、 前記第１及び第２のスライディングコリレータの出力信
号をそれぞれ複数シンボル時間平均化して出力する第１
及び第２の平均化部と、 該第１及び第２の平均化部の出力の電力値をそれぞれ計
算する第１及び第２の電力計算部と、 該第１及び第２の電力計算部の出力の差を求め、該第１
及び第２の電力計算部の出力の和で正規化して出力する
電力差計算部と、 該電力差計算部の出力から該当する周波数誤差に変換し
て出力する周波数誤差変換部とを備えたこをと特徴とす
る相関ピーク検出型周波数誤差検出回路。 - 【請求項３】 前記周波数誤差変換部は、受信信号中の
雑音電力の大きさに対応して複数段階に傾斜が異なるよ
うに設定された相関電力差対周波数誤差対応曲線（Ｓ字
カーブ）の対応テーブルを持ち、受信信号中の雑音電力
が大きければ傾きの大きなＳ字カーブへ、雑音電力が小
さければ傾きの小さなＳ字カーブへ切り替えて雑音電力
の大きさに対応する周波数誤差を出力する機能を持つよ
うに構成されたことを特徴とする請求項１及び請求項２
記載の相関ピーク検出型周波数誤差検出回路。 - 【請求項４】 前記第１及び第２の電力計算部の出力を
加算し、受信希望波信号が大きく落ち込んだ時は、前記
周波数誤差変換部部にたいして検出演算を行わないよう
にする演算判定部を設けたことを特徴とする請求項１及
び請求項２記載の相関ピーク検出型周波数誤差検出回
路。 - 【請求項５】 前記電力差計算部の代わりに電力比計算
部を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項４記載
の相関ピーク検出型周波数誤差検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2066896A JP3193613B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2066896A JP3193613B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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