JPH09215345A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、交流入力停電時等、インバータへ
の入力直流電圧が大きく変動する際にインバータトラン
スが偏磁するのを防止することを目的とする。 【解決手段】 インバータへの入力直流電圧の変動を検
出し、その変動がインバータ出力電圧に及ぼす影響を演
算する演算手段７１と、基準出力電圧と演算手段７１の
出力を乗算し、インバータ出力電圧と等価な電圧を求め
る乗算手段７２と、乗算手段７２の出力に含まれる直流
分を検出する直流分検出手段７３と、インバータ出力電
圧に生じる直流分を補償するようにインバータの動作に
直流分検出手段７３の出力分の制御を加える補償手段５
５とを有することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流入力停電時や
負荷急変時等のインバータへの入力直流電圧が変動する
ときにインバータトランスが偏磁して偏磁過電流等が発
生するのを抑制することが可能な無停電電源装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の無停電電源装置としては、例えば
図５に示すようなものがある。同図において、１は無停
電電源装置であり、その入力端子には交流電源２が接続
され、出力端子には負荷３が接続されている。無停電電
源装置１の入力端子は、その内部でコンバータ１２に接
続され、またバイパス１５を介して切換装置１４に接続
されている。コンバータ１２の出力端子は直流回路１６
に接続され、直流回路１６はさらにインバータ１１に接
続されている。直流回路１６は平滑用のコンデンサや停
電時のバックアップ用の蓄電池等から構成されている。
インバータ１１はインバータトランス１３を含む回路で
構成され、その出力は切換装置１４の他方の端子に入力
されている。切換装置１４からの交流出力が無停電電源
装置１の出力となって負荷３に供給されるようになって
いる。上記のような構成において、無停電電源装置１
は、交流電源２からの入力交流電力をコンバータ１２で
直流電力に変換し、直流回路１６に入力する。直流回路
１６は、常時は、その両端の電圧を平滑してバックアッ
プ用の蓄電池に蓄電し、またコンバータ１２から入力さ
れる直流電力をインバータ１１に供給する。また交流電
源２の停電時は、バックアップ用の蓄電池に蓄電された
直流電力をインバータ１１に供給する。インバータ１１
は、直流回路１６から入力される直流電力を交流電力に
変換して出力する。切換装置１４は、インバータ１１の
交流出力とバイパス１５を経た交流電源２からの交流電
力の何れかを選択して無停電電源装置１の交流出力とす
る。例えば、インバータ１１が正常に運転している間
は、インバータ１１の交流出力を選択し、インバータ１
１が故障等で停止した場合には、バイパス１５からの交
流電力を選択し、無停電電源装置１の交流出力を連続的
（無停電）とする。

【０００３】図６は、図５におけるインバータ１１の構
成を示している。図６において、直流Ｐ２１、直流Ｎ２
２は、直流回路１６からインバータ１１への入力であ
る。直流Ｐ２１は自己消弧形半導体電力素子２４のコレ
クタに入力されている。自己消弧形半導体電力素子２４
は、ＩＧＢＴ，ＧＴＲ，ＧＴＯ等と、これらと逆並列に
接続されたダイオードで構成されている。図では、６個
の自己消弧形半導体電力素子２４により３相ブリッジの
インバータ本体が構成されている。３相ブリッジの出力
線路にはインバータ電流検出器２７が接続され、３相ブ
リッジの出力はインバータトランス１３に入力されてい
る。インバータトランス１３の出力線路には、出力フィ
ルタ回路２５及び出力電圧検出器２６が接続されてい
る。上記のような構成において、自己消弧形半導体電力
素子２４は、特定のパターン方式（例えばＰＷＭ制御
等）によりオン／オフされ、出力電圧が所望の値となる
ように制御される。インバータ電流検出器２７は、３相
ブリッジ回路からインバータトランス１３へ流れ込む電
流を検出する。図６では、３相回路の構成なので、イン
バータ電流検出器２７は２個で構成されている。３線目
の電流はその２個のインバータ電流検出器２７の出力よ
り簡単に演算で求めることが可能である。出力フィルタ
回路２５は、自己消弧形半導体電力素子２４のオン／オ
フにより発生するスイッチングリプル電流を吸収し、出
力交流電圧の波形を整形する。出力電圧検出器２６は、
出力交流電圧を例えば一定周波数、一定振幅の正弦波に
保つため等の制御のフィードバック信号検出用として用
いられる。

【０００４】図７は、図５におけるコンバータ１２の構
成を示している。図７において、コンバータ入力３１
は、入力電圧検出器３４及び入力電流検出器３５を通っ
た後、入力フィルタ回路３３に入力されている。自己消
弧形半導体電力素子３２は、図６の自己消弧形半導体電
力素子２４とほぼ同様に構成されている。６個の自己消
弧形半導体電力素子３２により３相ブリッジのコンバー
タ本体が構成されている。入力フィルタ回路３３の出力
は３相ブリッジに入力されている。３相ブリッジからの
直流出力線路には直流回路電圧検出器３６が接続されて
いる。３相ブリッジの直流出力が直流Ｐ２１、直流Ｎ２
２となる。上記のような構成において、自己消弧形半導
体電力素子３２は、特定のパターン方式（例えばＰＷＭ
制御等）によりオン／オフされ、入力電流が所望の値と
なるように制御される。入力フィルタ回路３３は、自己
消弧形半導体電力素子３２のオン／オフにより発生する
スイッチング電流を吸収し、交流入力電流の波形を整形
する。入力電流検出器３５は、交流入力電流を例えば交
流電源２に同期した力率１の正弦波に保つため等の制御
のフィードバック信号検出用として用いられる。

【０００５】図８は、図７のコンバータ１２を制御する
コンバータ制御回路４０の構成を示している。図８にお
いて、直流回路電圧検出器３６の出力がコンバータ制御
回路４０へ入力され、直流電圧基準４１との差が直流電
圧制御回路４２へ入力されている。入力電圧検出器３４
の出力は位相検出回路４３に入力されている。位相検出
回路４３はフェイズロックドループ（ＰＬＬ）を構成
し、入力交流電圧に同期した３相の基準正弦波を発生す
る。位相検出回路４３の出力は乗算器４４に入力されて
いる。乗算器４４の他方には直流電圧制御回路４２の出
力が入力されている。入力電流検出器３５の出力はコン
バータ制御回路４０内で符号反転の上加算される。この
加算信号は入力３相交流電流のもつ１つの相電流とな
る。例えば入力電流検出器３５が図７に示すようにＵ相
とＷ相に接続されていたとすると、加算信号はＶ相の電
流と等しい信号となる。以上３相分の信号が入力電流の
フィードバック信号として乗算器４４の出力から減算さ
れ電流制御回路４５に入力される。電流制御回路４５の
出力はゲート制御回路４６に入力されている。ゲート制
御回路４６はＰＷＭ制御等により、コンバータ１２へコ
ンバータゲート信号４７を出力する。また入力電圧検出
器３４の出力は停電検出器４８に入力されている。停電
検出器４８の出力はゲート制御回路４６に入力されてい
る。このコンバータ制御回路４０により、コンバータ１
２は直流回路１６の直流電圧を一定にするように制御さ
れ、交流入力電流は交流電源２に同期した正弦波交流電
流となるように制御される。また交流入力停電時には、
コンバータ１２は動作を停止する。

【０００６】図９は、図６のインバータ１１を制御する
インバータ制御回路５０の構成を示している。図９にお
いて、出力電圧検出器２６の出力がインバータ制御回路
５０に入力され、第１の演算器５２に入力されている。
第１の演算器５２は、いわゆるｄ−ｑ軸理論等により、
３相の入力交流電圧を２相の直流信号に変換して出力す
る。入力電圧検出器３４の出力は位相検出回路５７に入
力されている。位相検出回路５７はフェイズロックドル
ープ（ＰＬＬ）を構成し、入力交流電圧の位相を検出
し、位相信号として出力する。位相検出回路５７の出力
は第１の演算器５２及び第２の演算器５４に入力されて
いる。第１の演算器５２の出力は出力電圧基準５１との
差分がとられ、出力電圧制御回路５３に入力されてい
る。出力電圧制御回路５３はいわゆるＰ−Ｉ制御等で構
成されている。出力電圧制御回路５３の出力は第２の演
算器５４に入力されている。インバータ電流検出器２７
の出力は偏磁防止回路６０に入力され、ローパスフィル
タ６１に入力されている。ローパスフィルタ６１は時定
数が大きく（数十ｍＳ〜数Ｓ）、インバータ電流に含ま
れる直流成分を検出する。第２の演算器５４の出力は、
加算器５５でローパスフィルタ６１の出力を減じた後、
ゲート制御回路５６に入力されている。ゲート制御回路
５６はＰＷＭ制御等により、インバータ１１へインバー
タゲート信号５８を出力する。このインバータ制御回路
５０により、インバータ１１は、出力交流電圧が一定周
波数、一定電圧の信号となるように制御される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の無停電電源装置には、次のような問題点があ
った。これを図１０の無停電電源装置の運転波形を用い
て説明する。図１０において、交流電源２からの交流入
力が停電した時、同図（ａ）に示すように、インバータ
１１への入力直流電圧が、コンバータ１２の出力電圧か
ら直流回路１６における蓄電池の直流電圧へと変化す
る。このとき、その影響を受け、同図（ｂ）に示すよう
に、インバータ出力電圧が低下する。インバータ制御回
路５０の作用により、低下したインバータ出力電圧は直
ぐにもとの電圧値に復帰するが、このときインバータ出
力電圧は正負非対象となり、同図（ｃ）に示すように、
インバータトランス１３の磁束に直流分が発生する（直
流偏磁）。直流電圧の変化の度合いにもよるが、その変
化量が大きいと、過度の偏磁となり、偏磁過電流が発生
し、インバータ１１内の半導体電力素子にダメージを与
えたり、また過電流保護装置が働いて無停電電源装置が
停止してしまったりする。従来の偏磁防止回路６０で
は、検出の時定数が長いため、このようにステップ的に
発生する偏磁に対し、ゆっくりとしか抑制することがで
きず、偏磁に伴って発生する上記のような不都合を十分
に防止し得なかった。直流電圧の変動は、交流入力停電
時の他に、復電時や負荷が急変したときにも発生する。

【０００８】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
交流入力停電時等、インバータへの入力直流電圧が大き
く変動する際にインバータトランスが偏磁するのを防止
することができる無停電電源装置を提供することを目的
とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、常時は交流電源からの交流
入力を直流に順変換して直流回路に蓄電し、前記交流電
源の停電を含む異常時には前記直流回路に蓄電した直流
電圧を、出力部にインバータトランスを備えたインバー
タで逆変換して交流電力を出力する無停電電源装置にお
いて、前記インバータへの入力直流電圧を検出する直流
電圧検出手段と、該直流電圧検出手段の出力を入力し、
前記インバータへの入力直流電圧の変動がインバータ出
力電圧に及ぼす影響を演算する演算手段と、基準出力電
圧と前記演算手段の出力を乗算し、前記インバータ出力
電圧と等価な電圧を求める乗算手段と、該乗算手段の出
力に含まれる直流分を検出する直流分検出手段と、前記
インバータ出力電圧に生じる直流分を補償するように前
記インバータの動作に前記直流分検出手段の出力分の制
御を加える補償手段とを有することを要旨とする。この
構成により、インバータ出力電圧に生じる直流分が補償
されて、インバータトランスの入力に直流分が印加され
ることがなくなる。

【００１０】請求項２記載の発明は、上記請求項１記載
の無停電電源装置において、前記インバータ出力電圧を
所定値に制御する出力電圧制御手段を有し、前記演算手
段は、前記出力電圧制御手段の時定数と略同等の時定数
で演算を実行するように構成してなることを要旨とす
る。この構成により、出力電圧制御手段のゲインや時定
数を調整したときでも、制御の応答を常に最適の状態に
保つことが可能となる。

【００１１】請求項３記載の発明は、上記請求項１記載
の無停電電源装置において、前記直流分検出手段の次段
には、所定時定数以上の時定数を持つ直流分の変動を除
去するフィルタを接続してなることを要旨とする。この
構成により、インバータトランスの偏磁現象の時定数以
上の大きい時定数の直流分がインバータ出力電圧に重畳
されることがなくなる。

【００１２】請求項４記載の発明は、上記請求項１記載
の無停電電源装置において、前記直流分検出手段は、遅
延時間が前記乗算手段の出力の基本波周期の所定数分の
１に設定された複数の遅延素子と、１／ｎ（但し、ｎ＝
遅延素子の数＋１）のゲインを有し入力信号及び前記各
遅延素子の出力を加算した信号が入力されるゲイン手段
とを備え、前記乗算手段の出力の基本波一周期内の前記
直流分を検出するように構成してなることを要旨とす
る。この構成により、直流分の検出が高速化される。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態を図１
を用いて説明する。なお、図１及び後述の各実施の形態
を示す図において、前記図５乃至図９における機器等と
同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以って示
し、重複した説明を省略する。本実施の形態において、
無停電電源装置の全体構成は、前記図５とほぼ同様であ
る。本実施の形態では、インバータ制御回路５０及び偏
磁防止回路７０の部分が次のように構成されている。即
ち、図１において、直流電圧検出手段としての直流回路
電圧検出器３６の出力が偏磁防止回路７０に入力され、
演算手段としての第３の演算器７１に入力されている。
演算器７１の出力は乗算手段としての乗算器７２に入力
されている。位相検出回路５７の出力である位相信号が
基準正弦波発生器７４に入力されている。乗算器７２の
他方には基準正弦波発生器７４からの基準正弦波（基準
出力電圧）が入力されている。乗算器７２の出力は直流
分検出手段としての直流分検出器７３に入力されてい
る。直流分検出器７３の出力は補償手段として機能する
加算器５５で第２の演算器５４の出力に加算され、ゲー
ト制御回路５６に入力されている。

【００１４】次に、上記のように構成された本実施の形
態の作用を説明する。基準正弦波発生器７４は、位相検
出回路５７から入力される位相信号を基に出力交流電圧
と同期した振幅一定の３相の基準正弦波を出力する。こ
の基準正弦波の振幅はインバータの入力直流電圧が変動
しても当然変化することはない。第３の演算器７１は、
その入力直流電圧の変動を検出し、その変動によりイン
バータ出力電圧が受ける影響を予測する。特に本実施の
形態では、インバータ出力電圧の振幅が受ける影響を演
算する。出力電圧制御手段としての出力電圧制御回路５
３等の作用がなければ、入力直流電圧の変動は殆どその
ままインバータ出力電圧に現れると考えられるが、出力
電圧制御回路５３の作用により、たとえ入力直流電圧が
低下等してもインバータ出力電圧は最終的に目標値と等
しくなるように調節される。したがって、入力直流電圧
の変化に対し、実際にインバータ出力電圧が受ける影響
を第３の演算器７１は演算により求めるものである。基
準正弦波発生器７４からの基準正弦波と第３の演算器７
１の出力を乗算した結果、即ち乗算器７２の出力は、ほ
ぼインバータ出力電圧に等しいと考えることができる。
直流分検出器７３は乗算器７２の出力に含まれる直流
分、つまり、入力直流電圧の変動によりインバータ出力
電圧に生じる筈の直流分を検出する。直流分検出器７３
の出力を加算器５５で第２の演算器５４の出力から減ず
ることで、入力直流電圧の変動によりインバータ出力電
圧に生じる筈の直流分を予め補償することになるので、
インバータトランスの入力に直流分が印加されることが
なくなり、直流偏磁を抑制することが可能となる。

【００１５】上述したように、本実施の形態によれば、
交流入力停電時等、インバータへの入力直流電圧が大き
く変動する際にインバータトランスが偏磁するのを防止
することが可能となる。

【００１６】第２の実施の形態を図２を用いて説明す
る。本実施の形態では、第３の演算器７１が次のように
構成されている。即ち、第３の演算器７１の入力は、そ
の内部でローパスフィルタ７９に入力され、ローパスフ
ィルタ７９の出力が第３の演算器７１の入力から減算さ
れて第３の演算器７１の出力となるようになっている。
本実施の形態では、第３の演算器７１は等価的にハイパ
スフィルタとなる。特に本実施の形態で特徴となるのは
ローパスフィルタ７９の時定数である。ローパスフィル
タ７９は、出力電圧制御回路５３と同等の時定数にて演
算される。即ち、ローパスフィルタ７９の伝達関数をＧ
とすると、 Ｇ＝Ｋ／（１＋ｓＴ） 但し、 Ｋ＝ｋ／（１＋Ｋｐ） Ｔ＝Ｔｉ・（１＋１／Ｋｐ） Ｋｐ：出力電圧制御回路５３の等価ゲイン Ｔｉ：出力電圧制御回路５３の時定数 ｋ：定数 上記のように設定することで、出力電圧制御回路５３の
ゲインや時定数を調整したときでも、制御の応答を常に
最適の状態に保つことが可能となる。

【００１７】第３の実施の形態を図３を用いて説明す
る。本実施の形態では、直流分検出器７３の次段にハイ
パスフィルタ７５が接続されている。直流分検出器７３
は出力信号の直流分を検出して出力する。しかし、特に
インバータの入力直流電圧が大きく変動した場合のイン
バータトランスの偏磁制御では、数秒以上の長い時定数
は必要なく、むしろ数百ｍＳ以内の制御が重要である。
したがって、直流分検出器７３の出力のうち、特に周波
数の低いものを除去するようにしたのが本実施の形態で
ある。ハイパスフィルタ７５の時定数は、インバータト
ランスの直流回路の等価的な時定数より長い時間に設定
されている。本実施の形態によれば、インバータトラン
スの偏磁現象の時定数以上に大きい時定数の直流分がイ
ンバータ出力電圧に重畳されるのが防止される。

【００１８】第４の実施の形態を図４を用いて説明す
る。本実施の形態では、直流分検出器７６が次のように
構成されている。即ち、直流分検出器７６の入力は、そ
の内部において、遅延素子７７に入力されている。遅延
素子７７は通常の制御に対して、遅延時間が十分細かく
なるよう（例えば基本波周期の１／１００以下等）に構
成されている。また遅延素子７７の数は、各遅延素子７
７の遅延時間の総和にさらに遅延時間を加算したもの
が、基準波一周期に等しくなるように構成されている。
入力及び各遅延素子７７の出力は全て加算され、ゲイン
手段７８に入力されている。ゲイン手段７８のゲインは
１／ｎの値である。但し、ｎ＝遅延素子の数＋１であ
る。ゲイン手段７８の出力が直流分検出器７６の出力と
なる。この構成により、直流分検出器７６は、入力の基
本波一周期分の移動平均を常に出力することになる。入
力に直流分を含む場合は、基本波一周期以内にその値を
検出することができ、応答を高速化することが可能とな
る。

【００１９】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、インバータへの入力直流電圧を検出する直
流電圧検出手段と、該直流電圧検出手段の出力を入力
し、前記インバータへの入力直流電圧の変動がインバー
タ出力電圧に及ぼす影響を演算する演算手段と、基準出
力電圧と前記演算手段の出力を乗算し、前記インバータ
出力電圧と等価な電圧を求める演算手段と、該演算手段
の出力に含まれる直流分を検出する直流分検出手段と、
前記インバータ出力電圧に生じる直流分を補償するよう
に前記インバータの動作に前記直流分検出手段の出力分
の制御を加える補償手段とを具備させたため、インバー
タトランスの入力に直流分が印加されることがなくなる
ことで、交流入力停電時、復電時又は負荷の急変時等の
インバータへの入力直流電圧が大きく変動する際にイン
バータトランスが偏磁するのを防止することができる。

【００２０】請求項２記載の発明によれば、前記インバ
ータ出力電圧を所定値に制御する出力電圧制御手段を有
し、前記演算手段は、前記出力電圧制御手段の時定数と
略同等の時定数で演算を実行するように構成したため、
上記請求項１記載の発明の効果に加えて、出力電圧制御
手段のゲインや時定数を調整したときでも、同時に最適
な応答を得ることができる。

【００２１】請求項３記載の発明によれば、前記直流分
検出手段の次段には、所定時定数以上の時定数を持つ直
流分の変動を除去するフィルタを接続したため、上記請
求項１記載の発明の効果に加えて、インバータトランス
の偏磁現象の時定数以上の大きい時定数の直流分がイン
バータ出力電圧に重畳されるのを防止することができ
る。

【００２２】請求項４記載の発明によれば、前記直流分
検出手段は、遅延時間が前記乗算手段の出力の基本波周
期の所定数分の１に設定された複数の遅延素子と、１／
ｎ（但し、ｎ＝遅延素子の数＋１）のゲインを有し入力
信号及び前記各遅延素子の出力を加算した信号が入力さ
れるゲイン手段とを備え、前記乗算手段の出力の基本波
一周期内の前記直流分を検出するように構成したため、
上記請求項１記載の発明の効果に加えて、直流分の検出
を高速化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る無停電電源装置の第１の実施の形
態におけるインバータ制御回路及び偏磁防止回路の部分
を示すブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態における第３の演算
器部分を示すブロック図である。

【図３】本発明の第３の実施の形態におけるインバータ
制御回路及び偏磁防止回路の部分を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明の第４の実施の形態における直流分検出
器の部分を示すブロック図である。

【図５】従来の無停電電源装置を示すブロック図であ
る。

【図６】従来の無停電電源装置におけるインバータの構
成を示す回路図である。

【図７】従来の無停電電源装置におけるコンバータの構
成を示す回路図である。

【図８】従来の無停電電源装置におけるコンバータ制御
回路の構成を示すブロック図である。

【図９】従来の無停電電源装置におけるインバータ制御
回路の構成を示すブロック図である。

【図１０】従来の無停電電源装置の交流入力停電時の各
波形例を示す図である。

【符号の説明】

２ 交流電源 １１ インバータ １２ コンバータ １３ インバータトランス １６ 直流回路 ３６ 直流回路電圧検出器（直流電圧検出手段） ５３ 出力電圧制御回路（出力電圧制御手段） ５５ 補償手段として機能する加算器 ７１ 第３の演算器（演算手段） ７２ 乗算器（乗算手段） ７３，７６ 直流分検出器（直流分検出手段） ７４ 基準正弦波発生器 ７５ ハイパスフィルタ ７７ 遅延素子 ７８ ゲイン手段

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 常時は交流電源からの交流入力を直流に
   順変換して直流回路に蓄電し、前記交流電源の停電を含
   む異常時には前記直流回路に蓄電した直流電圧を、出力
   部にインバータトランスを備えたインバータで逆変換し
   て交流電力を出力する無停電電源装置において、前記イ
   ンバータへの入力直流電圧を検出する直流電圧検出手段
   と、該直流電圧検出手段の出力を入力し、前記インバー
   タへの入力直流電圧の変動がインバータ出力電圧に及ぼ
   す影響を演算する演算手段と、基準出力電圧と前記演算
   手段の出力を乗算し、前記インバータ出力電圧と等価な
   電圧を求める乗算手段と、該乗算手段の出力に含まれる
   直流分を検出する直流分検出手段と、前記インバータ出
   力電圧に生じる直流分を補償するように前記インバータ
   の動作に前記直流分検出手段の出力分の制御を加える補
   償手段とを有することを特徴とする無停電電源装置。
2. 【請求項２】 前記インバータ出力電圧を所定値に制御
   する出力電圧制御手段を有し、前記演算手段は、前記出
   力電圧制御手段の時定数と略同等の時定数で演算を実行
   するように構成してなることを特徴とする請求項１記載
   の無停電電源装置。
3. 【請求項３】 前記直流分検出手段の次段には、所定時
   定数以上の時定数を持つ直流分の変動を除去するフィル
   タを接続してなることを特徴とする請求項１記載の無停
   電電源装置。
4. 【請求項４】 前記直流分検出手段は、遅延時間が前記
   乗算手段の出力の基本波周期の所定数分の１に設定され
   た複数の遅延素子と、１／ｎ（但し、ｎ＝遅延素子の数
   ＋１）のゲインを有し入力信号及び前記各遅延素子の出
   力を加算した信号が入力されるゲイン手段とを備え、前
   記乗算手段の出力の基本波一周期内の前記直流分を検出
   するように構成してなることを特徴とする請求項１記載
   の無停電電源装置。