JPH09219293A - 放電ランプの点灯方法及び回路装置 - Google Patents

放電ランプの点灯方法及び回路装置

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JPH09219293A
JPH09219293A JP8346488A JP34648896A JPH09219293A JP H09219293 A JPH09219293 A JP H09219293A JP 8346488 A JP8346488 A JP 8346488A JP 34648896 A JP34648896 A JP 34648896A JP H09219293 A JPH09219293 A JP H09219293A
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JP
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circuit
phase
load current
current
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JP8346488A
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Klaus Dipl Ing Fischer
フイツシヤー クラウス
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 インバータのスイッチング素子を外部制御す
る際フィラメントの充分な予熱を可能にする。 【解決手段】 予熱相において、負荷電流の実際値が検
出され、予熱相における負荷電流の所望の実際値に相当
する負荷電流の時間的に一定な第１目標値が形成され、
ランプが点弧されていない場合の負荷回路の極位置周波
数より小さくしかもランプが点弧されている場合の負荷
回路の極位置周波数より大きい周波数でもって自走する
クロック発生器を動作させる。予熱相は事前設定可能な
期間の経過後に終了する。点弧相において、負荷回路内
の負荷電流の実際値が検出され、時間的に変化する目標
値が形成され、クロック発生器はインバータの周波数に
同期する。点弧相は、負荷電流の目標値がハーフブリッ
ジスイッチング素子のオン期間を自走クロック発生器の
周期より大きくする値に到達したら直ちに終了する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電ランプ、これ
に並列接続されたコンデンサ、チョークコイル、少なく
とも１つの他のコンデンサ、及び負荷回路内に流れる負
荷電流を検出する素子を含む負荷回路と、２つのスイッ
チング素子を備えたハーフブリッジ装置として実施可能
なインバータとを備え、２つのスイッチング素子がイン
バータの周波数でもって外部制御される放電ランプの点
灯方法、及びこの点灯方法を実施するための回路装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】低圧放電ランプを高周波点灯するための
ランプ安定器においては電源電圧が整流され平滑され
る。この直流電圧は通常好適にはハーフブリッジ装置と
して形成されたインバータによって高周波の交流電圧に
変換され、この交流電圧によってランプが直列発振回路
を介して電気エネルギーを供給される。
【０００３】この種の回路の場合、スイッチング素子は
駆動電力をスイッチング周波数のサイクルで供給されな
ければならない。
【０００４】２５Ｗ以下の電力範囲の場合現在では一般
に専らいわゆる自由発振形回路構想が用いられており、
この回路構想はインバータないしハーフブリッジのスイ
ッチング素子（特にトランジスタ）を制御するために別
個の変流器（飽和変流器又は所定の空隙を有する変成器
として）又は各ハーフブリッジスイッチ用の信号変換回
路網を備えたチョークコイル上の二次巻線を備えてい
る。“自由発振形”とはインバータのスイッチング素子
のための駆動電力が直接負荷回路から取出されることを
意味する。
【０００５】しかしながら、このような自由発振形回路
は、駆動回路（飽和変流器、信号変換回路網を備えたチ
ョークコイル上の二次巻線）内の損失が装置全体の効率
を低下ししかも比較的多数の部品（駆動回路部品）を必
要とするという欠点を有している。
【０００６】半導体技術の進歩により両ハーフブリッジ
トランジスタの制御部を集積回路内に設けるような集積
回路又は制御装置の構想が可能である。トランジスタの
駆動電力はディジタル信号により制御されるドライバー
によって与えられる。この回路構想は“外部制御形”と
称されている。
【０００７】集積駆動部を備えた外部制御形ハーフブリ
ッジの従来公知の例は、通常、固定設定された調整され
ない周波数でもってインバータのスイッチング素子（通
常電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のような電圧制御形
トランジスタ又は絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ））をドライバーを介してオン・オフする発
振器を使用する。
【０００８】しかしながら、１つの発振器周波数のみを
事前設定することのできるこのような解決策では、負荷
回路の固有共振周波数を変化させるデバイス（例えば部
分的に又は全体的にランプに並列接続された容量（図１
のＣ５参照）に並列な正特性サーミスタ、ヨーロッパ特
許第０１８５１７９号公報参照）を用いなければランプ
のフィラメントの予熱はほぼ不可能である。
【０００９】しかしながら、予熱を実現するために１つ
又は複数の他の固定の発振周波数を事前設定することの
できる別の解決策を用いても、以下で説明する理由か
ら、ランプの点弧前にフィラメントの最適な予熱を達成
することはできない。
【００１０】フィラメントを予熱するために、インバー
タの周波数は負荷回路のＱ特性に応じて、この周波数が
所定の周波数範囲内に位置するように選定されなければ
ならない。インバータの周波数がこの周波数範囲の上限
値の上側にある場合、予熱期間を固定に事前設定しても
負荷回路内に流れる電流はフィラメントを放射可能な温
度に加熱するには充分ではない。インバータの周波数が
この周波数範囲の下限値の下側にある場合、ランプ（図
１のＥＬ参照）に並列接続されたコンデンサ（図１のＣ
５）に印加される電圧はランプ（ＥＬ）によって規定さ
れた最高値より大きくなり、このことからランプの早期
点弧が生ずる。
【００１１】負荷回路のＱ特性は、負荷回路内の周波数
を決定する通常は公差の悪いデバイス（チョークコイル
Ｌ２、コンデンサＣ５、Ｃ６）と、負荷回路内のオーム
抵抗（主にフィラメント抵抗ならびにチョークコイルＬ
２の実効抵抗）によって惹き起こされるダンピングに関
係する。
【００１２】従来公知の例における発振器の固定の制御
周波数は同様に公差の悪いデバイスを用いて事前設定さ
れる。
【００１３】発振器周波数を安定器内の実際の負荷回路
Ｑ特性に整合させなければ、負荷回路の電子デバイスの
通常の公差に基づいた場合、予熱のために必要な周波数
は確実には実現できない。しかしながら、製造時に各安
定器を個々に整合させることはコスト上の理由から殆ど
実現可能ではない。予熱の時間的進行においてフィラメ
ントの抵抗は加熱により増大するので、負荷回路のダン
ピングも同様に増大する。予熱が進行しても発振器周波
数を一定に維持すると、負荷回路内の電流は負荷回路の
Ｑの減少に応じて減少する。
【００１４】負荷回路内の電流が全予熱相の期間中ほぼ
一定に維持されるようにインバータの周波数を予熱の期
間中降下させることにより、予熱を改善することができ
るであろう。しかしながら、このことは固定の発振器周
波数を用いなければ可能ではない。
【００１５】インバータの唯一の固定の動作周波数を用
いた公知の解決策の他の欠点は次の考察から明らかであ
る。すなわち、以下の公式によって与えられる負荷回路
の極位置は、正規のランプ点灯中にインバータを動作さ
せるのと等しい発振器周波数でもってランプに並列接続
されたコンデンサ（図１のＣ５）に充分な電圧を発生さ
せることを可能にする値を持たなければならない。その
ためにコンデンサ（Ｃ５）は通常は用いられていない大
きさの容量を有し、その結果正規のランプ点灯中フィラ
メントには大電流が流れることになる。コンデンサが上
述の大きな容量を有すること以外にも、フィラメントが
過度に負荷を受け、装置の全効率が低下するという別の
欠点がある。
【００１６】
【数１】ｆres1＝１／｛２π・〔Ｌ２・（Ｃ５・Ｃ６）
／（Ｃ５＋Ｃ６）〕1/2 ｝
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の課題
は、このような従来技術から出発して、インバータのス
イッチング素子を外部制御する際フィラメントの充分な
予熱を可能にする冒頭で述べた種類の放電ランプの点灯
方法及び回路装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この課題は、本発明によ
れば、放電ランプの点灯方法に関しては、予熱相におい
て、負荷電流の実際値を検出するステップ、予熱相にお
ける負荷電流の所望の実際値に相当する負荷電流の時間
的に一定な第１の目標値を形成するステップ、ランプが
点弧されていない場合の負荷回路の極位置周波数より小
さくしかもランプが点弧された場合の負荷回路の極位置
周波数より大きい周波数でもって自走するクロック発生
器を動作させるステップ、事前設定可能な第１の期間の
経過後予熱相を終了するステップ、また点弧相におい
て、負荷回路内の負荷電流の実際値を検出するステッ
プ、負荷電流の時間的に一定な目標値から出発して事前
設定可能な値へ導かれる負荷電流の時間的に変化する目
標値を形成するステップ、クロック発生器をインバータ
の周波数に同期させるステップ、負荷電流の目標値がハ
ーフブリッジスイッチング素子のオン期間を自走クロッ
ク発生器の周期より大きくする値に到達したら直ちに点
弧相を終了させるステップ、さらに正規点灯において、
負荷電流の実際値を検出するステップ、正規点灯におけ
る負荷電流の所望の実際値に相当する負荷電流の時間的
に一定な第２の目標値を形成するステップを実施するこ
とによって解決される。
【００１９】さらに前記の課題は、本発明によれば、放
電ランプの点灯方法に関しては、ランプの各点灯相にお
いて負荷電流の個々の各半周期が事前設定可能な目標値
に調整されることによって解決される。
【００２０】さらに前記の課題は、本発明によれば、放
電ランプの点灯回路装置に関しては、上述の点灯方法を
実施するための回路装置によって解決される。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば多くの利点が奏される。
【００２２】実際上重要な第１の利点は簡単に回路を実
現できる点である。全ての制御機能は集積回路内で実現
することができる。本発明による方法によって必要な機
能は、動作パラメータの設定のためのこの集積回路の外
付け配線に比較的安価な抵抗を設けることによって回路
技術的に実現することができる。
【００２３】本発明による方法の重要な第２の利点は、
回路装置内で回路技術によって実現される多数の機能を
ランプの全ての点灯相において使用することができ、そ
れゆえ各相のために点灯相の標準的なパラメータを事前
設定することができる点にある。
【００２４】本発明による方法の有利な第３の利点は、
各点灯相において負荷回路内の電流の個々の各周期が事
前設定可能な目標値に調整される点である。それによっ
て、簡単でかつ堅牢でしかも公差の相当良い調整原理が
提供される。というのは、以前に使用されていた公差の
悪い調整特性線の代わりに、簡単な比較機能だけが必要
とされるからである。
【００２５】これと関連して負荷回路内の電流の正及び
負の半波を同じ目標値に調整すると有利である。負荷電
流の正及び負の半波に対して等しい目標値を事前設定す
ることによって、目標値形成の際の公差が負荷電流の正
の半波の場合にもまた負の半波の場合にも同じ規準で得
られ、これによって両ハーフブリッジスイッチング素子
（トランジスタＴ１、Ｔ２）のデューティ比間の比が一
定に維持されることが保証される。このような利点の他
に、目標値の形成は正及び負の負荷電流半波のために２
つの別々の目標値を形成するより回路技術的に簡単であ
るという別の利点も奏される。
【００２６】負荷回路内の電流の周期を調整するために
負荷電流の１／２振動もしくは１振動の電流−時間面積
の実際値が検出され、この面積がその都度の実際の点灯
相における負荷電流の１／２振動もしくは１振動の電流
−時間面積の目標値と比較される。実際値と目標値とが
一致すると、インバータはその時にオンしていたスイッ
チング素子（例えばトランジスタＴ２）がオフしそして
その時にオンしていないスイッチング素子（例えばトラ
ンジスタＴ１）がオンするように駆動される。その際、
インバータの状態を変えるための制御基準は実際値が目
標値を上回ることで充分である。実際電流−時間面積を
検出し、目標電流−時間面積と比較することによって、
実際にオンしているスイッチング素子を、負荷回路内の
電流の時間的変化に関して制御目的の達成に必要な時点
でオフすることが自動的に行われる。
【００２７】この関連においてさらに、その時にオンし
ていたスイッチング素子のオフと、その時にオンしてい
ないスイッチング素子のオンとの間に事前設定可能な休
止時間が設けられる。この休止時間は、例えば両スイッ
チング素子の少なくとも一方に少なくとも１つの容量を
並列接続することによって、スイッチング素子のスイッ
チングの負荷軽減を可能にする。これによって、ハーフ
ブリッジの切換え時にハーフブリッジ中間点（図１の端
子９）に現れる電圧勾配ｄＵ（ｔ）／ｄｔが制限され
る。この容量がその時にオンしているスイッチング素子
のオフと共に開始してチョークコイル（Ｌ２）内に蓄積
されたエネルギーによって再充電される時間の間、両ハ
ーフブリッジスイッチング素子は何れもオンしていな
い。
【００２８】本発明によれば、この関連においてさら
に、始動相の第１の期間において点弧相の終了直後に事
前設定可能な第３の期間のために負荷電流の時間的に一
定な第３の目標値が形成される。点弧相の終了後この第
３の目標値を事前設定することによって、事前設定可能
な期間の間負荷回路は大きな電流を与えられる。それに
よってランプの始動特性が早められ、従って定格光束へ
迅速に到達する。
【００２９】この関連においてさらに、始動相の第２の
期間において、時間的に一定な第３の目標値から出発し
て時間的に一定な第２の目標値へ連続的に移行する時間
的に変化する第２の目標値が形成される。第３の目標値
から第２の目標値への連続的な移行によって、第３の目
標値に相当する実際値から第２の目標値に相当する実際
値への連続的でしかも放電ランプを見る者にとっては殆
ど気付かない移行が行われる。
【００３０】
【実施例】次に本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。
【００３１】放電ランプＥＬの本発明による点灯回路装
置の図１に示された実施例は入力側のリード線にヒュー
ズＳＩを有し、これには整流器ＢＲが後置接続されてい
る。その出力端は平滑コンデンサＣ１によって橋絡され
ている。後続のインダクタンスＬ１及びコンデンサＣ２
は雑音防止回路を形成している。
【００３２】図２のように構成することのできる回路要
素ＩＣはトランジスタＴ１（制御回路ＩＣの端子１０に
おけるベース又はゲート電極）及びトランジスタＴ２
（制御回路ＩＣの端子８におけるベース又はゲート電
極）を駆動するための制御回路である。両トランジスタ
Ｔ１、Ｔ２はハーフブリッジ装置ないしインバータを形
成している。抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６は回路要素Ｉ
Ｃの端子２〜５に接続されると共に、端子６に接続され
ている。抵抗Ｒ３によって予熱相における負荷電流の目
標値（ＳＷ１、図４のａ）が形成され、抵抗Ｒ４によっ
て正規点灯相における負荷電流の目標値（ＳＷ３、図４
のａ）が形成される。抵抗Ｒ５によって、一方のトラン
ジスタのオンを他方のトランジスタのオフ後に遅らせる
休止時間がプログラムされる。この機能は図２に基づい
て説明する。
【００３３】コンデンサＣ７は回路要素ＩＣへの供給電
圧を平滑するために使われる。図１に示された装置全体
の作動を開始すると、このコンデンサは抵抗Ｒ１を介し
て電源からのエネルギーによって充電される。この抵抗
Ｒ１での損失を最少にするために、この抵抗は非常に高
い値に選定されている。しかしながら、回路要素ＩＣへ
の充分な電圧供給のためには、抵抗Ｒ１を介して供給可
能な電流より大きな電流が必要である。それゆえ、装置
全体の作動時に回路要素ＩＣはインバータのサイクルで
負荷回路からエネルギーを供給される。このためになら
びに両スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２のスイッチングの負
荷軽減のために、コンデンサＣ４がハーフブリッジ中間
点（ＩＣ端子９）と２つのダイオードＤ２、Ｄ３間の接
続点との間に接続されている。
【００３４】トランジスタＴ１がオンすると、コンデン
サＣ４はコンデンサＣ７の電圧を差引いたコンデンサＣ
２の電圧に充電される。今、トランジスタＴ１がオフす
ると、コンデンサＣ４はチョークコイルＬ２内に蓄積さ
れたエネルギーによって負荷回路（Ｌ２、ＥＬ／Ｃ５、
Ｃ６及びＲ２）を介して放電する。このことによってハ
ーフブリッジ中間点（ＩＣ端子９）の電圧勾配ｄＵ
（ｔ）／ｄｔ及びトランジスタＴ１でのスイッチング損
失が制限される。一方、トランジスタＴ２がオンする
と、コンデンサＣ４が放電し続ける。今、トランジスタ
Ｔ２がオフすると、コンデンサＣ４はチョークコイルＬ
２内に蓄積されたエネルギーによってダイオードＤ２、
コンデンサＣ７及び負荷回路（Ｌ２、ＥＬ／Ｃ５、Ｃ６
及びＲ２）を介して充電される。この充電電流はコンデ
ンサＣ７を充電し、ハーフブリッジ中間点（ＩＣ端子
９）の電圧勾配ｄＵ（ｔ）／ｄｔ及びトランジスタＴ２
でのスイッチング損失が同様に上述のように制限され
る。
【００３５】コンデンサＣ７の電圧制限は図１に示され
ているようにダイオードＤ３がツェナーダイオードとし
て実施されることによって行われる。このコンデンサＣ
７の充電はダイオードＤ２の順方向電圧を加えたコンデ
ンサＣ７の電圧がダイオードＤ３のツェナー電圧より小
さい限り行われる。
【００３６】コンデンサＣ７の電圧制限を行うための他
の方法は端子１に陰極を接続されかつ端子６に陽極を接
続されたツェナーダイオードを回路要素ＩＣ内に設ける
ことである。
【００３７】トランジスタＴ２がオンしている場合、回
路要素ＩＣの内部（端子１と端子１１との間）又は回路
要素ＩＣの外部に配置することのできるダイオードＤ１
を介して、回路要素ＩＣの端子９に接続されたコンデン
サＣ３がコンデンサＣ７の電圧に充電される（ダイオー
ドＤ１及びコンデンサＣ３から構成されたブートストラ
ップ段）。
【００３８】回路要素ＩＣの端子９及び端子６には放電
ランプＥＬを備えた負荷回路が接続されている。この負
荷回路は、チョークコイルＬ２と、コンデンサＣ５を並
列接続された放電ランプＥＬと、コンデンサＣ６と、制
御回路ＩＣの端子６、７間に接続された（シャント）抵
抗Ｒ２とから成る直列回路から構成されている。抵抗Ｒ
２は負荷回路内に流れる電流を検出する。検出された電
流値は端子７から制御回路ＩＣに供給される。この制御
回路は、後で詳細に述べるように、この電流値をさらに
処理する。
【００３９】ランプＥＬの点弧前、すなわち、予熱相及
び点弧相において、負荷回路は次に示された公式によっ
て与えられる周波数ｆres1を有する第１の極位置を持っ
ている。
【００４０】
【数２】ｆres1＝１／｛２π・〔Ｌ２・（Ｃ５・Ｃ６）
／（Ｃ５＋Ｃ６）〕1/2 ｝
【００４１】放電ランプが点弧されると、近似的に示さ
れた次の公式によって与えられる周波数ｆres2を有する
第２の極位置が突然に生ずる。というのは、ランプに並
列な容量（図１のＣ５）がランプによってほぼ短絡され
るからである。
【００４２】
【数３】ｆres2＝１／〔２π・（Ｌ２・Ｃ６）1/2 〕
【００４３】すなわち、第１の極位置（図４の予熱相Ｔ
Ｖ及び点弧相ＴＺ）の周波数ｆres1は第２の極位置（図
４の始動相ＴＡ及び正規点灯ＴＮ）の周波数ｆres2より
大きい。というのは、コンデンサＣ６はコンデンサＣ
５、Ｃ６の直列回路より大きいからである。それゆえ、
予熱相ＴＶ及び点弧相ＴＺにおける負荷電流の周期は始
動相及び正規点灯における負荷電流の周期より小さい。
【００４４】図２は図１に示された制御回路ＩＣの実施
例の機能ブロック図を示す。図２に示された機能ブロッ
クの個々の又は全部の機能ブロックは集積回路として実
現することができる。
【００４５】次に制御回路ＩＣの一実施例の構成を説明
する。
【００４６】制御回路ＩＣは入力側（端子７）に入力段
ＥＳを有している。この入力段ＥＳは電流調整器回路Ｓ
Ｒに第１入力端ＳＲＥ１を介して接続されている。この
電流調整器回路ＳＲは第２入力端ＳＲＥ２を介して電流
目標値発生回路ＳＷＥに、第３入力端ＳＲＥ３及び出力
端ＳＲＡ１を介して出力段ＡＳに接続されている。
【００４７】電流目標値発生回路ＳＷＥは第１入力端Ｓ
ＷＥＥ１を介してカウンタＺに、第２入力端ＳＷＥＥ２
を介してＤ／Ａ変換器ＤＡＷに接続されている。さら
に、制御回路ＩＣの端子２及び端子３と同じである電流
目標値発生回路ＳＷＥの別の２つの入力端ＳＷＥＥ３、
ＳＷＥＥ４には抵抗Ｒ３、Ｒ４が接続されている。抵抗
Ｒ３によって時間的に一定な目標値ＳＷ１（図４のａ参
照）が、抵抗Ｒ４によって時間的に一定な目標値ＳＷ５
（図４のａ参照）が実現される。
【００４８】クロック発生器ＴＧが入力端ＴＧＥ１を介
して点弧検知回路ＺＥに接続されている。さらに、この
クロック発生器ＴＧは第１出力端ＴＧＡ１を介してカウ
ンタＺに、第２出力端ＴＧＡ２を介して点弧検知回路Ｚ
Ｅに接続されている。制御回路ＩＣの端子５と同じであ
る入力端ＴＧＥ２には抵抗Ｒ６が接続されている。
【００４９】点弧検知回路ＺＥは第１入力端ＺＥＥ１を
介してクロック発生器ＴＧに、第２入力端ＺＥＥ２を介
して出力段ＡＳに、そして第３入力端ＺＥＥ３及び第３
出力端ＺＥＡ３を介してカウンタＺに接続されている。
この点弧検知回路ＺＥは第１出力端ＺＥＡ１を介してク
ロック発生器ＴＧに、第２出力端ＺＥＡ２を介して出力
段ＡＳに接続されている。
【００５０】カウンタＺは第１入力端ＺＥ１を介して低
電圧保護回路ＵＳＳに、第２入力端ＺＥ２を介してクロ
ック発生器ＴＧに、そして第３入力端ＺＥ３ならびに第
１出力端ＺＡ１を介して点弧検知回路ＺＥに接続されて
いる。このカウンタＺは第２出力端ＺＡ２を介して電流
目標値発生回路ＳＷＥに、第３出力端ＺＡ３を介してＤ
／Ａ変換器ＤＡＷに接続されている。
【００５１】出力段ＡＳは第１入力端ＡＳＥ１を介して
低電圧保護回路ＵＳＳに、第２入力端ＡＳＥ２を介して
電流調整器回路ＳＲに、そして第３入力端ＡＳＥ３を介
して点弧検知回路ＺＥに接続されている。この出力段Ａ
Ｓは第１出力端ＡＳＡ１を介して休止時間回路ＴＺＧな
らびに点弧検知回路ＺＥに接続されている。出力段ＡＳ
は第２出力端ＡＳＡ２を介して電流調整器回路ＳＲに接
続されている。
【００５２】休止時間回路ＴＺＧは第１入力端ＴＺＧＥ
１を介して出力段ＡＳに、第１出力端ＴＺＧＡ１を介し
て第１トランジスタＴ１（図１参照）の第１ドライバー
ＴＴ１に、そして第２出力端ＴＺＧＡ２を介して第２ト
ランジスタＴ２（図１参照）の第２ドライバーＴＴ２に
接続されている。制御回路ＩＣの端子４と同じである入
力端ＴＺＧＥ２には抵抗Ｒ５が接続されている。
【００５３】第１トランジスタＴ１（図１参照）の第１
ドライバーＴＴ１及び第２トランジスタＴ２（図１参
照）の第２ドライバーＴＴ２は入力端ＴＴ１Ｅ１、ＴＴ
２Ｅ１を介して休止時間回路ＴＺＧに接続されている。
第１ドライバーＴＴ１はＩＣ端子１すなわちＶＳを介し
てＩＣ端子６すなわちＧＮＤを基準電位としてトランジ
スタＴ１の制御に必要なエネルギーを供給される。第２
ドライバーＴＴ２はコンデンサＣ３及びダイオードＤ１
によって形成されたブートストラップ段によって、ＩＣ
端子１１すなわちＢＯＯＴを介してＩＣ端子９すなわち
ＯＵＴを基準電位としてトランジスタＴ２の制御に必要
なエネルギーを供給される。
【００５４】第１ドライバーＴＴ１は（制御回路ＩＣの
ＩＣ端子１０と同じである）出力端ＴＴ１Ａ１を介して
第１トランジスタＴ１（図１参照）を制御し、第２ドラ
イバーＴＴ２は（制御回路ＩＣのＩＣ端子８と同じであ
る）出力端ＴＴ２Ａ１を介して第２トランジスタＴ２
（図１参照）を制御する。
【００５５】基準電圧回路ＲＥＦは制御回路ＩＣの内部
の個々の回路要素に、高精度を有しかつ全ての環境条件
に理想的には全く依存しない基準信号を供給する。この
基準電圧回路ＲＥＦはこのためにＩＣ端子６すなわちＧ
ＮＤと、コンデンサＣ７（図１参照）に接続されたＩＣ
端子１すなわちＶＳとに接続されている。
【００５６】低電圧保護回路ＵＳＳはＩＣ端子１（図１
参照）すなわちＶＳでの供給電圧のレベルを評価する。
この電圧が事前設定された値以下にある場合、出力段Ａ
Ｓは相応する信号によって入力端ＡＳＥ１を介して遮断
され、規定の開始状態にセットされる。同時にカウンタ
Ｚは、上記電圧が事前設定された値以下にある場合、低
電圧保護回路ＵＳＳによってカウンタ入力端ＺＥ１を介
してその規定の開始状態にリセットされる。
【００５７】次に制御回路ＩＣの上記実施例の動作を説
明する。
【００５８】装置全体に電源電圧が印加され、ＩＣ端子
１（図１参照）すなわちＶＳに充分高い供給電圧が与え
られると、低電圧保護回路ＵＳＳによって出力段ＡＳを
介して制御するために電流調整器回路ＳＲ内の積分器が
規定のスタート値にセットされ、そしてハーフブリッジ
トランジスタＴ１がオンされ、負荷回路を整流及び平滑
された電源電圧に接続する。
【００５９】これによって、負荷回路内にはチョークコ
イルＬ２、コンデンサＣ５、ランプの両フィラメント、
コンデンサＣ６、ならびに抵抗Ｒ２を通る電流が流れ、
この電流はその負荷回路の共振構造に基づいて正弦波状
に発振する。
【００６０】電流調整器回路ＳＲの積分器の出力端には
余弦波状電圧が生ずる。この電圧は固定の初期値から出
発して、電流目標値発生回路ＳＷＥによって形成された
目標値に負荷回路内の負荷電流の第１半波の時間経過に
応じて接近する。
【００６１】その際、積分器の出力電圧は高スタートレ
ベルから低下する（負荷電流の“減少積分”）か、又は
低スタート値から増大する（“増大積分”）ことができ
る。以下においては例えば増大積分が行われるものとす
る。
【００６２】積分器の出力電圧が目標値に到達すると、
電流調整器回路ＳＲの比較器は出力端ＳＲＡ１にパルス
信号（図４のｆ）を供給し、このパルス信号が出力段Ａ
Ｓに与えられる。このことによって、オンしていたハー
フブリッジトランジスタＴ１がオフし、この時点でオフ
していたハーフブリッジトランジスタＴ２が休止時間回
路ＴＺＧによって実現された休止時間ｔT （図４の列ｅ
１、ｅ２参照）後にオンする。この休止時間ｔT の間、
同時に積分器がその初期値にリセットされる。休止時間
ｔT の経過後、トランジスタＴ２のオンと同時に積分器
が再び共振電流の積分を開始する。この積分は、積分器
出力電圧と目標値とが再び一致し、トランジスタＴ２が
オフし、休止時間が今一度スタートするまで行われる。
その後、再びトランジスタＴ１がオンし、負荷電流の次
の発振とその後に続く全ての発振のためのサイクルが継
続される。
【００６３】このような自己発振方式は直列発振回路を
励起するための発振器を制御回路内に設ける必要がない
という利点をもたらす。
【００６４】負荷回路（図１参照）内の電流ＩL 、従っ
てその周波数の実際値検出はランプの全ての点灯様式に
おいてシャント抵抗Ｒ２によって行われる。その場合、
この抵抗での電圧降下ＵShunt は入力段ＥＳに供給され
る。
【００６５】この入力段ＥＳはこの電圧降下を増幅し、
それを例えば、負荷電流の各半波が入力段ＥＳに後置接
続された電流調整器回路ＳＲによって個々に処理される
ように処理する。
【００６６】この電流調整器回路ＳＲは図２に示されて
いない積分器と図２に示されていない比較器とから構成
されている。
【００６７】積分器は、次に示された公式で与えられる
事前設定可能な固定の初期電圧Ｕin t （ｔ＝０）から出
発して、入力端ＳＲＥ１で受取る入力段ＥＳの出力電圧
を積分する。この公式においてＲint 及びＣint は電流
調整器回路ＳＲにおいて積分関数を回路技術的に実現す
るために必要な抵抗及び容量である。
【００６８】
【数４】 （ｔ＝０、Ｔ１もしくはＴ２がオンしている場合、ｔ＝
ｔEnde、Ｔ１もしくはＴ２がオフしている場合）
【００６９】比較器は、積分器の出力電圧Ｕint を、電
流目標値発生回路ＳＷＥにより形成され電流調整器回路
ＳＲに入力端ＳＲＥ２を介して供給された負荷電流目標
値（図４のＳＷ１、ＳＷ２（ｔ）、ＳＷ３、ＳＷ４
（ｔ）、ＳＷ５）と比較する。
【００７０】電流目標値発生回路ＳＷＥは予熱相ＴＶ
（図４参照）において負荷電流の時間的に一定な第１目
標値ＳＷ１（図４のａ参照）を発生する。この目標値は
予熱相に所望された予熱電流の実際値に相当する。
【００７１】点弧相ＴＺ（図４参照）において電流目標
値発生回路ＳＷＥは負荷電流の時間的に変化する目標値
ＳＷ２（ｔ）を発生する。この目標値は負荷電流の時間
的に一定な第１目標値ＳＷ１から出発して事前設定され
た値（例えば、図４のａのＳＷ２ｍａｘ）へ導かれる。
【００７２】始動相ＴＡの第１期間ＴＡ１において電流
目標値発生回路ＳＷＥは負荷電流の時間的に一定な第２
目標値ＳＷ３を発生する。この目標値は始動相ＴＡの第
１期間ＴＡ１における負荷電流の所望の実際値に相当す
る。
【００７３】その後に続く始動相ＴＡの第２期間ＴＡ２
において電流目標値発生回路ＳＷＥは負荷電流の時間的
に変化する第２目標値ＳＷ４（ｔ）を発生する。この目
標値は負荷電流の目標値ＳＷ３から出発して正規点灯相
ＴＮにおける負荷電流の目標値ＳＷ５へ導かれる。
【００７４】正規点灯相ＴＮにおいて電流目標値発生回
路ＳＷＥは負荷電流の時間的に一定な第３目標値ＳＷ５
を発生する。この第３目標値は正規点灯相ＴＮにおける
負荷電流の所望の実際値に相当する。
【００７５】電流目標値発生回路ＳＷＥは（入力端ＳＷ
ＥＥ１に与えられる）カウンタＺの出力信号によって、
また（入力端ＳＷＥＥ２に与えられる）Ｄ／Ａ変換器Ｄ
ＡＷの出力信号によって制御される。
【００７６】電流目標値発生回路ＳＷＥは既に説明した
ように負荷回路内の電流ＩL の１つの半波の電流−時間
面積のためのその都度の点灯相に相当する目標値を発生
する。電流目標値発生回路ＳＷＥは入力端ＳＷＥＥ１を
介してカウンタＺの出力端ＺＡ２から、装置全体が予熱
相ＴＶもしくは点弧相ＴＺ（ランプＥＬは燃焼していな
い）にあるか否か又は始動相ＴＡもしくは正規点灯相Ｔ
Ｎ（ランプＥＬは燃焼している）にあるか否かの情報を
受け取る。
【００７７】両相グループ（１：ランプは燃焼していな
い；２：ランプは燃焼している）のために、それぞれ外
部の抵抗（Ｒ３、Ｒ４）を介して事前設定可能な時間的
に一定な目標値（図４のａ：ＳＷ１、ＳＷ５参照）が発
生される。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＷがアナログ信号を入力端
ＳＷＥＥ２を介して電流目標値発生回路ＳＷＥに供給す
ると、入力端ＳＷＥＥ１における入力信号の状態に応じ
て、一方の時間的に一定な目標値ＳＷ１（抵抗Ｒ３によ
って規定される、予熱／点弧相）又は他方の時間的に一
定な目標値ＳＷ５（抵抗Ｒ４によって規定される、始動
／正規点灯相）は、電流目標値発生回路ＳＷＥの入力端
ＳＷＥＥ２におけるアナログ信号の時間的変化及び大き
さに相応して変化する。それによって、時間的に変化す
る第１目標値ＳＷ２（ｔ）、時間的に一定な第３目標値
ＳＷ３、及び時間的に変化する第２目標値ＳＷ４（ｔ）
が形成される。
【００７８】増大積分された実際電流−時間面積が目標
電流−時間面積を上回ると、従って電流調整器回路ＳＲ
の積分器の相応する出力電圧Ｕint がその都度の目標値
（ＳＷ１、ＳＷ２（ｔ）、ＳＷ３、ＳＷ４（ｔ）、ＳＷ
５）を上回ると、この電流調整器回路ＳＲの比較器は出
力端ＳＲＡ１を介してスイッチングパルス（図４のｆ参
照）を出力段ＡＳに供給する。
【００７９】さらに、休止時間回路ＴＺＧの各休止時間
ｔT （図４のｅ１、ｅ２参照）の間、電流調整器回路Ｓ
Ｒの積分器は、負荷電流ＩL の次の半波のための次の増
大積分工程を開始するために、出力段ＡＳの出力端ＡＳ
Ａ２に接続された第３入力端ＳＲＥ３を介して初期状態
にセットされる。
【００８０】クロック発生器ＴＧは、周期ｔTGを規定し
この周期の経過後時間的に制限された出力パルス（図４
のｃ参照）をクロック発生器出力端ＴＧＡ１に発生する
時限素子と、周期がこの出力パルスの発生後新たにスタ
ートするのを保証する帰還回路網とから構成されてい
る。これによって得られる自走マルチバイブレータは次
の公式で示された固有発振周波数ｆTGで発振する。
【００８１】
【数５】ｆTG＝１／ｔTG
【００８２】周期ｔTGは外部の抵抗Ｒ６（図１参照）に
よって事前設定可能である。
【００８３】クロック発生器ＴＧはこのクロック発生器
を時間測定素子として使用することのできる制御入力端
ＴＧＥ１を有している。制御信号がこの制御入力端ＴＧ
Ｅ１に与えられると、時限素子は、制御信号が印加され
ている限り、自由発振点灯における各発振周期の開始時
の状態にされる。
【００８４】それにより、クロック発生器によって、そ
の時限素子の瞬時状態に依存せずに、入力発振周波数ｆ
TGとは異なっている発振周波数の周期の開始を事前設定
することが可能になる。
【００８５】時限素子が帰還回路網によって周期ｔTGの
経過後周期ｔTGの開始に相当する状態にリセットされる
と、クロック発生器ＴＧは出力端ＴＧＡ２からスイッチ
ングパルス（図４のｄ参照）を出力する。
【００８６】クロック発生器ＴＧの出力端ＴＧＡ１では
このクロック発生器の時限素子をその初期状態にするス
イッチング信号が出力され、カンウタＺに供給される。
クロック発生器ＴＧが時間測定素子として点弧相ＴＺで
動作すると、出力端ＴＧＡ２には最初は信号が発生され
ず、出力端ＴＧＡ１を介してインバータ周波数に相当す
る周波数を持つスイッチング信号がカウンタＺへ送られ
る。自走点灯ＴＶ、ＴＡ、ＴＮにおいてクロック発生器
ＴＧは両出力端ＴＧＡ１、ＴＧＡ２に時間的に等しくか
つ同じ周波数の信号を発生する。
【００８７】クロック発生器の制御入力端ＴＧＥ１にお
ける２つの連続したスイッチングパルスの間隔がクロッ
ク発生器の固有発振周波数ｆTGの時限素子によって規定
された周期ｔTGより大きいと、クロック発生器ＴＧの出
力端ＴＧＡ２には点弧相（後で説明する点弧検知回路Ｚ
Ｅは動作している）において正にパルス（図４のｄ参
照）が発生される。
【００８８】カウンタＺは入力端ＺＥ１を介して低電圧
保護回路ＵＳＳによって規定の初期カウント状態にセッ
トされる。この初期カウント状態から出発して、カウン
タＺは入力端ＺＥ２を介してクロック発生器ＴＧから供
給されたスイッチング信号をカンウトする。予熱相の所
望期間ＴＶ（図４参照）の経過後事前設定されたカウン
ト状態に到達すると、カウンタＺは出力端ＺＡ１を介し
て点弧検知回路ＺＥを動作させ、これによって点弧相が
開始する。
【００８９】カウンタＺはカンウタ入力端ＺＥ３を介し
て点弧相の終了を表示する。
【００９０】カウンタＺはカウンタ出力端ＺＡ１から出
力された信号の状態によって点弧相を表示する。カウン
タＺは出力端ＺＡ２から出力された信号の状態によっ
て、装置全体が予熱相ＴＶ／点弧相ＴＺ（ランプは燃焼
していない）又は始動相ＴＡ／正規点灯相ＴＮ（ランプ
は燃焼している）にあるか否かを表示する。
【００９１】カウンタＺは出力端ＺＡ３から事前設定可
能な連続カウント値（すなわち例えばカウンタ状態２９
８〜４５０）の所定の個別シーケンスを出力し、これは
Ｄ／Ａ変換器ＤＡＷ内で現在のカウント状態に相応する
アナログ信号へ変換される。この時間的に変化するアナ
ログ信号は負荷回路内の１つの電流半波の電流−時間面
積のための目標値ＳＷ２（ｔ）、ＳＷ４（ｔ）の時間的
に連続する変化を可能にする。これらの目標値は点弧相
ＴＺ及び始動相ＴＡの期間ＴＡ２（図４参照）において
電流調整器回路ＳＲに事前設定される。
【００９２】Ｄ／Ａ変換器ＤＡＷはカウンタＺから与え
られたカウンタ状態をアナログ信号に変換する。カウン
タ状態がカウンタＺの出力端ＺＡ３から出力されていな
い場合、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＷは信号を電流目標値発生回
路ＳＷＥに供給しない。
【００９３】出力段ＡＳは、各スイッチング信号後（電
流調整器回路ＳＲに接続された）入力端ＡＳＥ２又は
（点弧検知回路ＺＥに接続された）入力端ＡＳＥ３に現
れたスイッチング信号が２値出力信号ＡＳＡ１の状態を
変えることによって（トグルフリップフロップの機
能）、後置接続された休止時間回路ＴＺＧを２値信号で
駆動する。この出力段ＡＳは入力端ＡＳＥ１を介して低
電圧保護回路ＵＳＳによって規定の状態にもたらされ
る。
【００９４】休止時間回路ＴＺＧは出力段ＡＳから、ハ
ーフブリッジ（図１のトランジスタＴ１、Ｔ２）の状態
を示す２値信号を与えられる。出力段ＡＳの出力端ＡＳ
Ａ１すなわち休止時間回路ＴＺＧの入力端ＴＺＧＥ１に
おけるこの信号の状態が変化すると、休止時間回路ＴＺ
Ｇは遅れることなく丁度動作しているドライバー（例え
ばＴＴ１）を不動作にし、外部の抵抗Ｒ５によって事前
設定可能な休止時間ｔT の経過後最後に不動作であった
ドライバー（例えばＴＴ２）を動作させる（図４のｅ、
ｅ１、ｅ２参照）。
【００９５】２つのパワードライバーＴＴ１、ＴＴ２は
休止時間回路ＴＺＧの制御信号を増幅し、直接ＩＣ端子
８すなわちＬＶＧ（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｇａｔ
ｅ）及び端子１０すなわちＨＶＧ（Ｈｉｇｈ Ｖｏｌｔ
ａｇｅ Ｇａｔｅ）を介してハーフブリッジトランジス
タＴ１、Ｔ２（図１参照）を駆動する。
【００９６】点弧検知回路ＺＥは信号路のための通過装
置として動作する。すなわち、カウンタＺが出力端ＺＡ
１の信号によって点弧検知回路ＺＥに点弧相ＴＺの開始
を示すと（図４のｇ参照）、この点弧検知回路ＺＥはク
ロック発生器出力ＴＧＡ２を出力段ＡＳの入力端ＡＳＥ
３に印加し、出力段ＡＳの出力ＡＳＡ１をクロック発生
器入力端ＴＧＥ１に印加する。
【００９７】すなわち、点弧検知回路ＺＥは出力段ＡＳ
からクロック発生器ＴＧへの信号路を自由にし、その場
合クロック発生器ＴＧの時限素子は出力段ＡＳの制御パ
ルスによってこの時限素子の周期の開始に相当する状態
にセットされ（ＺＥＥ２とＺＥＡ１との間の接続路）、
出力段ＡＳには入力端ＡＳＥ３にクロック発生器ＴＧの
出力端ＴＧＡ２からの制御パルスが供給される（ＺＥＥ
１とＺＥＡ２との間の接続路）。
【００９８】これによって、出力段ＡＳは点弧相におい
てクロック発生器出力ＴＧＡ１をインバータの周波数に
同期させ、その場合クロック発生器出力端ＴＧＡ２に
は、電流調整器回路ＳＲによって規定されたインバータ
周波数ｆInv （図３参照）が自走クロック発生器ＴＧの
周波数ｆTGより大きい限り、スイッチングパルスが発生
しない。
【００９９】点弧相ＴＺの期間中、クロック発生器ＴＧ
は時限素子に与えられた周期ｔTGの経過後出力段ＡＳの
状態を変え、それによってカウンタＺには入力端ＺＥ３
を介して点弧を表示することができ、これにより電流目
標値発生回路ＳＷＥが目標値を始動相ＴＡに相当する値
ＳＷ３にセットする。
【０１００】このことは正に電流調整器回路ＳＲの２個
のスイッチングパルスの間隔が点弧相の期間中クロック
発生器ＴＧの周期ｔTGより大きい場合である。
【０１０１】図２に示された制御装置ＩＣによって実現
された機能は他の構造の制御装置、特にマイクロプロセ
ッサによっても実現することができる。
【０１０２】図３には装置全体の動作領域の周波数範囲
の概略図が示されている。横軸にはインバータが動作す
る周波数範囲が示され、縦軸には負荷回路内の電流ＩL
および放電ランプＥＬの電圧ＵL が示されている。
【０１０３】図３は次の２つのＱ特性線を示している。
【０１０４】１．ランプのフィラメントの予熱での必要
条件によって与えられる周波数範囲ｆTVmin ≦ｆInv ≦
ｆTVmax 及び極位置ｆres1を有するランプの点弧前の負
荷回路のＱ特性線Ｇ１。
【０１０５】２．ランプを点弧され極位置ｆres2を有す
る負荷回路のＱ特性線Ｇ２。
【０１０６】予熱相ＴＶの期間中のインバータ周波数ｆ
Inv のための上限値ｆTVmax は、予熱期間ＴＶが与えら
れている場合使用されるフィラメントのための最少予熱
電流ＩL を下回らないように設定される。というのは、
そうしないとフィラメントが充分な放射能力を有しない
からである。
【０１０７】予熱相ＴＶの期間中のインバータ周波数ｆ
Inv のための下限値ｆTVmin は、コンデンサＣ５（図１
参照）のランプＥＬの電圧ＵL がフィラメントの予熱相
の期間中ランプによって規定された最高値を上回らない
ように設定される。そうしないと予熱相の経過前に点弧
されてしまうからである（早期点弧）。
【０１０８】本発明による放電ランプの点灯方法におい
ては、インバータの周波数ｆInv ＝ｆTV、従って負荷電
流ＩL は、その周波数が周波数範囲の下限値ｆTVmin に
ほぼ一致するように調整される。これによって、フィラ
メントの最適予熱が非常に短時間で達成される。本発明
による方法のこの重要な利点の他に、本発明による方法
によれば、インバータ周波数ｆInv の減少を調整するこ
とによりランプ電圧及びフィラメントを流れる電流を予
熱相の期間中ほぼ一定に維持することによって、フィラ
メントの加熱に追従する負荷回路のＱの減少（従って一
定周波数の場合に減少する電流）に応答することができ
るという別の利点が奏される。
【０１０９】予熱相ＴＶの終了時にインバータの周波数
ｆInv ＝ｆTZ（ｔ）は、この周波数が負荷回路の極位置
ｆres1に接近しこれによってランプの点弧に充分なラン
プ電圧ＵL （ランプＥＬ／コンデンサＣ５）が発生する
ように減少する。
【０１１０】既に述べたように、ランプＥＬの点弧の瞬
間に負荷回路の極位置は値ｆres2に跳躍する。というの
は、ランプに並列な容量（図１のＣ５）がランプによっ
てほぼ短絡されるからである。
【０１１１】負荷回路は点弧時及び点弧後に点弧前の固
有共振周波数に比較して明らかに低い固有共振周波数を
有する。
【０１１２】本発明による点弧検知ではこの周波数跳躍
が検知され、その場合目標電流−時間面積を得るために
実際電流−時間面積で要される期間がクロック発生器の
周期ｔTGと比較される。
【０１１３】このクロック発生器の周波数ｆTG（図３参
照）は本発明によれば極位置周波数ｆres1より小さくか
つ極位置周波数ｆres2より大きくなるように設定され
る。
【０１１４】予熱中、クロック発生器ＴＧの周波数ｆTG
は本発明によればランプが点弧されていない限りインバ
ータ周波数ｆInv より小さい。
【０１１５】ランプＥＬの点弧後、本発明によれば、電
流調整器回路ＳＲにおいて実際電流−時間面積が目標値
に相当する値へ増大積分されるまでの時間はクロック発
生器ＴＧの周期ｔTGより長い。すなわち、クロック発生
器ＴＧの周波数ｆTGは点弧後はインバータ周波数ｆInv
より大きくなる。
【０１１６】始動相ＴＡ及び正規点灯相ＴＮにおいて、
インバータ周波数ｆInv は、ランプが点弧された際の負
荷回路の実際のＱ特性線Ｇ２において所望の負荷電流Ｉ
L が生ずるように調整される。ｆTAは始動相におけるイ
ンバータ周波数ｆInv であり、ｆTNは正規点灯相におけ
るインバータ周波数ｆInv である。始動相から正規点灯
相へ連続的に移行する際、インバータ周波数ｆInv は目
標値ＳＷ４（ｔ）の減少に応じてｆInv ＝ｆTAからｆ
Inv ＝ｆTNへ増大する。
【０１１７】図４は、ａ）負荷電流目標値の時間的変
化、ｂ）クロック発生器ＴＧの時限素子の出力電圧、
ｃ）クロック発生器ＴＧの出力端ＴＧＡ１の電圧、ｄ）
クロック発生器ＴＧの出力端ＴＧＡ２の電圧、ｅ）出力
段ＡＳの出力端ＡＳＡ１の電圧、ｅ１）ドライバーＴＴ
１の出力端ＴＴ１Ａ１の電圧、ｅ２）ドライバーＴＴ２
の出力端ＴＴ２Ａ１の電圧、ｆ）電流調整器回路ＳＲの
出力端ＳＲＡ１の電圧、ｇ）カウンタＺの出力端ＺＡ１
の電圧、及びｈ）カウンタＺの出力端ＺＡ２の電圧を示
す。
【０１１８】上記電圧変化は予熱相ＴＶ、点弧時点ｔZ
を持つ点弧相ＴＺ、始動相ＴＡ、及び正規点灯相ＴＮに
関して示されている。
【０１１９】図４のａには目標値ＳＷ１、ＳＷ２
（ｔ）、ＳＷ３、ＳＷ４（ｔ）及びＳＷ５の推移が示さ
れている。値ＳＷ２（ｔ）は点弧が検知される（時点ｔ
ZE）まで増大する。期間ＴＡ１において目標値ＳＷ３が
形成される。（カウンタが所定のカウント状態に到達し
たら）その目標値ＳＷ３に続いて期間ＴＡ２において目
標値ＳＷ４（ｔ）がＤ／Ａ変換器ＤＡＷによって形成さ
れたアナログ信号に応じて形成される。最後に（カウン
タが所定のカウント状態に到達したら）その目標値ＳＷ
４（ｔ）に続いて期間ＴＮにおいて目標値ＳＷ５が形成
される。
【０１２０】図４のｂにはクロック発生器ＴＧの時限素
子の出力電圧変化が示されている。期間ＴＶ、ＴＡ（Ｔ
Ａ１、ＴＡ２）、ＴＮにおいて、クロック発生器は周期
ｔTGを持つ自由発振方式で動作する。点弧相ＴＺの開始
から時限素子は電流調整器回路ＳＲの出力端ＳＲＡ１に
信号が発生するたびにその初期状態にされ、これによっ
てインバータの周波数ｆInv に同期させられる。出力端
ＳＲＡ１に、ランプの点弧に起因して、周期ｔTG内に信
号が発生しないと、時点ｔZ で生じたランプ点弧が検知
され、点弧相が終了する。
【０１２１】図４のｃにはクロック発生器ＴＧの出力端
ＴＧＡ１の電圧が示されている。スイッチングパルスは
クロック発生器の時限素子がその初期状態にセットされ
る場合（図４のｂ参照）に発生する。点弧相ＴＺの期間
中、出力端ＴＧＡ１におけるスイッチングパルスの周波
数は、自由発振クロック発生器の周波数ｆTGの点弧相を
除いて、インバータ周波数ｆInv （同期動作）に一致す
る。
【０１２２】図４のｄにはクロック発生器ＴＧの出力端
ＴＧＡ２の電圧が示されている。スイッチングパルスは
クロック発生器の時限素子が帰還回路網によって周期ｔ
TGの終了時にその初期状態にセットされる場合（図４の
ｂ参照）にのみ発生する。点弧相ＴＺの期間中、時限素
子が周期ｔTGの経過前に入力端ＴＧＥ１の信号によって
リセットされる限りスイッチングパルスは発生しない。
【０１２３】図４のｅは出力段ＡＳの出力信号ＡＳＡ１
を示す。この出力信号の値に応じて、図４のｅ１、ｅ２
に示すように、両ハーフブリッジスイッチング素子Ｔ
１、Ｔ２が駆動される。オンしているスイッチング素子
がオフする各状態変化の直後、休止時間ｔT が開始し、
その経過後以前にオフしていたスイッチング素子がオン
する。
【０１２４】図４のｆには電流調整器回路ＳＲの出力端
ＳＲＡ１の電圧が示されている。スイッチングパルスは
検出された実際電流−時間面積が事前設定された目標電
流−時間面積より大きい場合に発生する。スイッチング
パルスは出力段ＡＳすなわち信号ＡＳＡ１（図４のｅ参
照）の状態変化を生ぜしめる。点弧時点ｔZ の直後、ク
ロック発生器ＴＧの周期ｔTG内に出力端ＳＲＡ１にはス
イッチングパルスが発生しない。
【０１２５】図４のｇは点弧相ＴＺを例えば信号“１”
によって表すカウンタＺの出力信号ＺＡ１を示す。
【０１２６】図４のｈはランプＥＬの燃焼（始動相ＴＡ
及び正規点灯相ＴＮ）を例えば信号“１”によって表す
カウンタＺの出力信号ＺＡ２を示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による回路装置の実施例を示す回路図で
ある。
【図２】図１に示された回路装置における制御回路の機
能ブロック図である。
【図３】インバータを駆動する制御周波数とランプの点
弧前及び後の負荷回路の固有共振周波数との関係を示す
ダイヤグラムである。
【図４】図１又は図２に示された回路における回路要素
の出力信号の時間的変化を示す概略特性図である。
【符号の説明】
ＢＲ 整流器 Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２〜Ｃ６ コンデンサ Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗 Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｔ１、Ｔ２ トランジスタ Ｌ２ チョークコイル ＥＬ 放電ランプ ＩＣ 回路要素 Ｚ カウンタ ＺＥ 点弧検知回路 ＴＧ クロック発生器 ＥＳ 入力段 ＡＳ 出力段 ＳＲ 電流調整器回路 ＤＡＷ Ｄ／Ａ変換器 ＳＷＥ 電流目標値発生回路 ＵＳＳ 低電圧保護回路 ＲＥＦ 基準電圧回路 ＴＺＧ 休止時間回路 ＴＴ１、ＴＴ２ ドライバー ＴＶ 予熱相 ＴＺ 点弧相 ＴＡ 始動相 ＴＮ 正規点灯相
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クラウス フイツシヤー ドイツ連邦共和国 86163 アウグスブル ク フリードリツヒ‐デフエナー‐シユト ラーセ １

Claims (30)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 放電ランプ（ＥＬ）、これに並列接続さ
    れたコンデンサ（Ｃ５）、チョークコイル（Ｌ２）、少
    なくとも１つの他のコンデンサ（Ｃ６）、及び負荷回路
    内に流れる負荷電流（ＩL ）を検出する素子（Ｒ２）を
    含む負荷回路と、２つのスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ
    ２）を備えたハーフブリッジ装置として実施されたイン
    バータとを備え、２つのスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ
    ２）がインバータの周波数（ｆInv ）でもって外部制御
    される放電ランプの点灯方法において、次のステップ、
    すなわち予熱相（ＴＶ）においては、負荷電流（ＩL ）
    の実際値を検出するステップ、予熱相における負荷電流
    の所望の実際値に相当する負荷電流（ＩL ）の時間的に
    一定な第１の目標値（ＳＷ１）を形成するステップ、ラ
    ンプが点弧されていない場合の負荷回路の極位置周波数
    （ｆres1）より小さくしかもランプが点弧された場合の
    負荷回路の極位置周波数（ｆres2）より大きい周波数
    （ｆTG）でもって自走するクロック発生器（ＴＧ）を動
    作させるステップ、事前設定可能な第１の期間（ＴＶ）
    の経過後予熱相を終了するステップ、点弧相（ＴＺ）に
    おいては、負荷回路内の負荷電流（ＩL ）の実際値を検
    出するステップ、負荷電流（ＩL ）の時間的に一定な目
    標値（ＳＷ１）から出発して事前設定可能な値（ＳＷ２
    ｍａｘ）へ導かれる負荷電流の時間的に変化する目標値
    （ＳＷ２（ｔ））を形成するステップ、クロック発生器
    （ＴＧ）をインバータの周波数（ｆInv ）に同期させる
    ステップ、負荷電流（ＩL ）の目標値がハーフブリッジ
    スイッチング素子のオン期間を自走クロック発生器（Ｔ
    Ｇ）の周期（ｔTG＝１／ｆTG）より大きくする値に到達
    すると直ちに点弧相を終了させるステップ、正規点灯
    （ＴＮ）においては、負荷電流（ＩL ）の実際値を検出
    するステップ、正規点灯における負荷電流の所望の実際
    値に相当する負荷電流の時間的に一定な第２の目標値
    （ＳＷ５）を形成するステップ、を実施することを特徴
    とする放電ランプの点灯方法。
  2. 【請求項２】 放電ランプ（ＥＬ）、これに並列接続さ
    れたコンデンサ（Ｃ５）、チョークコイル（Ｌ２）、少
    なくとも１つの他のコンデンサ（Ｃ６）、及び負荷回路
    内に流れる負荷電流（ＩL ）を検出する素子（Ｒ２）を
    含む負荷回路と、２つのスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ
    ２）を備えたハーフブリッジ装置として実施されたイン
    バータとを備え、２つのスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ
    ２）がインバータの周波数（ｆInv ）でもって外部制御
    される放電ランプの点灯方法において、ランプの各点灯
    相において負荷電流の個々の各半周期が事前設定可能な
    目標値に調整されることを特徴とする放電ランプの点灯
    方法。
  3. 【請求項３】 負荷電流（ＩL ）の正及び負の半波が同
    じ目標値に調整されていることを特徴とする請求項２記
    載の方法。
  4. 【請求項４】 負荷電流の周期を調整するために負荷電
    流の１／２振動又は１振動の電流−時間面積の実際値が
    検出され、この面積はその都度の実際の点灯相における
    負荷電流の１／２振動又は１振動の電流−時間面積の目
    標値と比較され、負荷電流の実際値と目標値とが一致し
    たら、インバータはその時にオンしているスイッチング
    素子（Ｔ２）がオフしそしてその時にオンしていないス
    イッチング素子（Ｔ１）がオンするように駆動されるこ
    とを特徴とする請求項２又は３記載の方法。
  5. 【請求項５】 その時にオンしているスイッチング素子
    （Ｔ２）のオフと、その時にオンしていないスイッチン
    グ素子（Ｔ１）のオンとの間には、事前設定可能な休止
    時間（ｔT 、図４のｅ）が設けられていることを特徴と
    する請求項４記載の方法。
  6. 【請求項６】 始動相（ＴＡ）の第１の期間（ＴＡ１）
    において点弧相の終了直後に負荷電流の時間的に一定な
    第３の目標値（ＳＷ３、図４のａ）が形成されることを
    特徴とする請求項１乃至５の１つに記載の方法。
  7. 【請求項７】 始動相（ＴＡ）の第２の期間（ＴＡ２）
    において、時間的に一定な第３の目標値（ＳＷ３）から
    出発して時間的に一定な第２の目標値（ＳＷ５）へ連続
    的に移行する時間的に変化する第２の目標値（ＳＷ４
    （ｔ））が形成されることを特徴とする請求項６記載の
    方法。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の方法と請求項２に記載
    の方法とを実施することを特徴とする方法。
  9. 【請求項９】 請求項８に記載の方法と、請求項３乃至
    ７の１つに記載の方法とを実施することを特徴とする方
    法。
  10. 【請求項１０】 請求項１乃至９の１つに記載の方法を
    実施するための回路装置。
  11. 【請求項１１】 放電ランプ（ＥＬ）と、この放電ラン
    プ（ＥＬ）、これに並列接続されたコンデンサ（Ｃ
    ５）、チョークコイル（Ｌ２）、少なくとも１つの他の
    コンデンサ（Ｃ６）、及び負荷電流を検出する素子（Ｒ
    ２）を含む負荷回路と、外部制御されるスイッチング素
    子（Ｔ１、Ｔ２）を備えたハーフブリッジ装置として実
    施されたインバータと、クロック発生器（ＴＧ）とを有
    することを特徴とする請求項１０記載の回路装置。
  12. 【請求項１２】 外部制御されるスイッチング素子（Ｔ
    １、Ｔ２）を駆動するための制御回路（ＩＣ）を有し、
    この制御回路（ＩＣ）の動作パラメータは抵抗（Ｒ３、
    Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６）によって事前設定されることを特徴
    とする請求項１１記載の回路装置。
  13. 【請求項１３】 制御装置（ＩＣ）はクロック発生器
    （ＴＧ）と、点弧検知回路（ＺＥ）と、カウンタ（Ｚ）
    とを有することを特徴とする請求項１２記載の回路装
    置。
  14. 【請求項１４】 制御装置（ＩＣ）は電流目標値発生回
    路（ＳＷＥ）を有することを特徴とする請求項１２又は
    １３記載の回路装置。
  15. 【請求項１５】 制御装置（ＩＣ）は電流調整器回路
    （ＳＲ）を有することを特徴とする請求項１４記載の回
    路装置。
  16. 【請求項１６】 制御装置（ＩＣ）は休止時間回路（Ｔ
    ＺＧ）及び外部制御されるスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ
    ２）のための第１及び第２のドライバー（ＴＴ１、ＴＴ
    ２）を有することを特徴とする請求項１２乃至１５の１
    つに記載の回路装置。
  17. 【請求項１７】 制御装置（ＩＣ）は集積回路として実
    現されていることを特徴とする請求項１２乃至１６の１
    つに記載の回路装置。
  18. 【請求項１８】 クロック発生器（ＴＧ）はその固有発
    振周波数（ｆTG）の周期（ｔTG）を規定する時限素子を
    有し、周期の開始時の状態へ時限素子をリセットすると
    カンウタ（Ｚ）にパルスを供給するように構成されてい
    ることを特徴とする請求項１３乃至１７の１つに記載の
    回路装置。
  19. 【請求項１９】 クロック発生器（ＴＧ）はこのクロッ
    ク発生器（ＴＧ）の出力信号をカウントするカウンタ
    （Ｚ）に接続され、このカウンタ（Ｚ）は事前設定可能
    なカウント値に到達したら、負荷電流の目標値（ＳＷ
    １、ＳＷ２（ｔ）、ＳＷ３、ＳＷ４（ｔ）、ＳＷ５）を
    形成するために使用される信号を形成することを特徴と
    する請求項１３乃至１８の１つに記載の回路装置。
  20. 【請求項２０】 信号は点灯相毎に異なっていることを
    特徴とする請求項１９記載の回路装置。
  21. 【請求項２１】 クロック発生器（ＴＧ）は、その時限
    素子の瞬時状態に依存することなく、固有発振周波数
    （ｆTG）とは異なった発振周波数の各周期の開始を事前
    設定することのできる制御入力端（ＴＧＥ１）を有する
    ことを特徴とする請求項１８乃至２０の１つに記載の回
    路装置。
  22. 【請求項２２】 点弧検知回路（ＺＥ）は、点弧相（Ｔ
    Ｚ）の開始を表す事前設定可能なカウント状態に到達し
    たらカウンタ（Ｚ）によって動作させられることを特徴
    とする請求項１３乃至２１の１つに記載の回路装置。
  23. 【請求項２３】 点弧検知回路（ＺＥ）は、クロック発
    生器（ＴＧ）の時限素子が出力段（ＡＳ）の制御パルス
    によってその時限素子の周期の開始に相当する状態にセ
    ットされかつクロック発生器（ＴＧ）の出力端（ＴＧＡ
    ２）における制御パルスが出力段（ＡＳ）に供給される
    ように、出力段（ＡＳ）からクロック発生器（ＴＧ）に
    至る信号路（ＡＳＡ１−ＴＧＥ１；ＴＧＡ２−ＡＳＥ
    ３）を自由にすることを特徴とする請求項１８乃至２２
    の１つに記載の回路装置。
  24. 【請求項２４】 点弧相（ＴＺ）おいてクロック発生器
    （ＴＧ）の出力端（ＴＧＡ２）には、クロック発生器
    （ＴＧ）の制御入力端（ＴＧＥ１）に与えられた２つの
    連続したスイッチングパルスの間隔がクロック発生器
    （ＴＧ）の固有発振周波数（ｆTG）の時限素子によって
    規定された周期（ｔTG）より大きい場合にパルスが発生
    されることを特徴とする請求項１８乃至２３の１つに記
    載の回路装置。
  25. 【請求項２５】 点弧相（ＴＺ）においてクロック発生
    器（ＴＧ）の出力端（ＴＧＡ２）にスイッチングパルス
    が１回発生すると、点弧検知回路（ＺＥ）は不動作にさ
    れ、点弧相が終了することを特徴とする請求項２４記載
    の回路装置。
  26. 【請求項２６】 点弧相（ＴＺ）は遅くともカウンタ
    （Ｚ）の事前設定可能なカウント状態に到達すると終了
    することを特徴とする請求項１８乃至２４の１つに記載
    の回路装置。
  27. 【請求項２７】 ランプが燃焼している点灯相のための
    負荷電流（ＩL ）の電流−時間面積の目標値及びランプ
    の点弧前の点灯相のための負荷電流（ＩL ）の電流−時
    間面積の目標値は独立してそれぞれ１つの抵抗（Ｒ３：
    Ｒ４）によって調整されることを特徴とする請求項１１
    乃至２６の１つに記載の回路装置。
  28. 【請求項２８】 休止時間回路（ＴＺＧ）の休止時間
    （ｔT 、図４のｅ、ｅ１、ｅ２）は抵抗（Ｒ５）によっ
    て調整されることを特徴とする請求項１６乃至２７の１
    つに記載の回路装置。
  29. 【請求項２９】 クロック発生器（ＴＧ）を発振させる
    周波数（ｆTG）は抵抗（Ｒ６）によって調整されること
    を特徴とする請求項１１乃至２８の１つに記載の回路装
    置。
  30. 【請求項３０】 請求項１０に記載された回路装置のた
    めに制御回路（ＩＣ）を使用することを特徴とする回路
    装置。
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