JPH09223990A - 伝送装置 - Google Patents

伝送装置

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JPH09223990A
JPH09223990A JP8030628A JP3062896A JPH09223990A JP H09223990 A JPH09223990 A JP H09223990A JP 8030628 A JP8030628 A JP 8030628A JP 3062896 A JP3062896 A JP 3062896A JP H09223990 A JPH09223990 A JP H09223990A
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inverting
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inverting amplifier
hybrid circuit
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JP8030628A
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Takashi Kako
尚 加來
Takeshi Asahina
威 朝比奈
Toyomitsu Obikawa
豊充 帯川
Ryoji Okita
良二 置田
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Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
    • H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/586—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using an electronic circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0002—Modulated-carrier systems analog front ends; means for connecting modulators, demodulators or transceivers to a transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Bidirectional Digital Transmission (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Telephonic Communication Services (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】変復調装置等の伝送装置に関し、遠端エコーの
レベルの大小によらず安定したエコーキャンセルを行う
ことができる伝送装置を実現することを目的とする。 【解決手段】ハイブリッド回路を介して回線に接続さ
れ、ハイブリッド回路を介して回線に送出される送信信
号を発する送信部と、ハイブリッド回路を介して回線か
ら受信される受信信号を受信する受信部と、更にハイブ
リッド回路から受信した受信信号を前記送信信号に重畳
する手段を備え、重畳手段により受信信号が重畳された
送信信号をハイブリッド回路を介して回線に送信するよ
うに構成した伝送装置であることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、伝送装置、特にエ
コーキャンセル機能を持つ伝送装置に関する。例えば２
線式全２重通信を行う変復調装置などの場合には、送信
される信号と受信する信号とをハイブリッド回路を用い
て分離しているが、この場合送信側信号がハイブリッド
回路を介して受信側に回り込んでしまうという問題が生
じる。そのために、従来よりエコーキャンセルを行い、
受信信号から回り込んだ送信信号を取り除いて、受信信
号のＳ／Ｎ比を高めることが行われている。
【０００２】以下、変復調装置を例にとり本発明の説明
をするが、その他の伝送装置に対しても適用することも
可能である。
【０００３】
【従来の技術】図１０は、従来の変復調装置（モデム）
を用いて２線式全二重通信を行う場合について説明した
図面である。図１０において、１０１は自局モデム、１
０２は相手局モデム、１０３は自局側の電話局、１０４
は相手局側の電話局である。また、二重線は相手局モデ
ム１０２から自局モデム１０１に送信される送信データ
の経路を示している。
【０００４】自局側モデム１０１は、内部に送信信号を
変調する変調部１１１ａと、受信した信号を復調する復
調部１１２ｂを備える。また、変調部１１１ａ、復調部
１１２ａはハイブリッド回路１１３ａに接続され、ハイ
ブリッド回路１１３ａは図示“加入者区間”の２線式電
話回線に接続されている。ハイブリッド回路１１３ａは
変調部１１１ａからの信号を２線式回線に送信するとと
もに、回線から受信した受信信号を復調部１１２ａに供
給する。
【０００５】また、相手局側モデム１０２にも、自局モ
デム１０１と同様に変調部１１１ｂ、復調部１１２ｂ、
ハイブリッド回路１１３ｂを備える。自局モデム１０１
は、電話回線を介して電話局１０３と接続される。電話
局１０３は、自局モデム１０１から受信したアナログの
送信信号をデジタル信号に変換して４線式のデジタル回
線（図中“中継回線”）に向けて出力するアナログ／デ
ジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）１３２ａと、
“中継回線”から受信したデジタル受信信号をアナログ
信号に変換するデジタル／アナログコンバータ（Ｄ／Ａ
コンバータ）１３３ａを備える。
【０００６】また、電話局１０３は“加入者区間”回線
に接続されるハイブリッド回路１３１ａを備える。ま
た、電話局１０３に対向して、デジタル４線式回線を介
して電話局１０４が電話局１０３と接続されている。電
話局１０４にも、電話局１０３と同様にハイブリッド回
路１３１ｂ、Ａ／Ｄコンバータ１３２ｂ、Ｄ／Ａコンバ
ータ１３３ｂが設けられる。
【０００７】ここで、自局モデム１０１を送信側のモデ
ムとした場合、自局モデム１０１から送信されたアナロ
グ信号は、電話局１０３のハイブリッド回路１３１ａを
介してアナログ／デジタルコンバータ１３２ａによりデ
ジタル信号に変換され、デジタル回線を介して他方の電
話局１０４に伝送される。他方の電話局１０４では、受
信したデジタル信号をデジタル／アナログコンバータ１
３３ｂによりアナログ信号に変換し、ハイブリッド回路
１３１ｂを介して相手局モデム１０２に伝送する。
【０００８】図１１は、従来のハイブリッド回路の一例
を示す図面である。ハイブリッド回路１２０には、２つ
の反転増幅器１２１、１２２が備えられている。ここ
で、回線が接続された状態を維持するために、データ伝
送中のモデムの復調部側からはキャリア信号が相手局モ
デムに対して送信されている。ここで、電話局に設けら
れている２線−４線変換を行うハイブリッドコイルでイ
ンピーダンス不整合が生じるために、送信されているキ
ャリア信号が受信側に折り返されるエコーが生じてしま
う。エコーとなったキャリア信号は、モデムが受信する
受信信号と混合してしまい、これによってノイズが混入
したのと同様な状態となってしまう（エコーは図中点線
にて図示）。
【０００９】受信信号とキャリア信号が混合された信号
を受信してしまうと、復調部は正しく受信信号を復調す
ることができなくなるため、従来よりこのキャリア信号
を除去するためにエコーキャンセラーが用いられてい
た。図１２は、エコーキャンセラを備えたモデムを図示
した図面である。図において、１１１は変調部、１１２
は復調部、１１３はハイブリッド回路であり、これは図
１０のものと同じである。また、モデム１０１は更にエ
コー推定部１１４と加算器１１５とを備えている。
【００１０】エコー推定部１１４は、変調部１１１から
出力される信号に基づいてエコー成分の推定を行うもの
である。また、加算器１１５はエコー推定部１１４から
出力される信号と、ハイブリッド回路１１３を介して受
信される相手局モデムからの受信信号との差分を取り、
受信信号から電話局１０３、１０４に設けられたハイブ
リッド回路１３１により生じたエコー成分を除去する。
【００１１】図１３はエコーキャンセラを用いたエコー
成分の除去について説明する図面である。図において、
Ａは変調部から出力される送信キャリア、Ｂは相手局モ
デムからの受信信号を示している。また、信号Ａ、Ｂの
符号はそれぞれの信号の位相を示している。変調部１１
１から出力された送信キャリアは、ハイブリッド回路１
１３を介して回線１０３側に出力されるが、その一部が
電話局に設けられたハイブリッド回路１３１から受信側
に回り込み、相手局モデムからの受信信号Ａと混合して
しまう。そのため、ハイブリッド回路１１３から出力さ
れる受信信号はＡ＋Ｂという、受信信号とキャリア信号
が混合したものとなる。
【００１２】一方、エコー推定部１１４には変調部１１
１からの送信キャリアＡが入力する。エコー推定部１１
４は、入力した送信キャリアＡに基づいてエコー成分の
予測を行い、その結果に応じた信号を出力する。続い
て、加算器１１５においてハイブリッド回路１１３から
の信号Ａ＋Ｂとエコー推定部１１４からの信号Ａとの差
分がとられる。これにより、加算器１１５の出力からは
送信キャリアＡの成分が除去され、相手局モデムからの
受信信号Ｂのみが復調部に送られる。
【００１３】ここで、エコーは大きく近端エコーと遠端
エコーとに分けられる。近端エコーとは、図１０の
（１）に図示されるものであり、自局モデム１０１に近
い電話局１０３のハイブリッド回路１３１ａで発生する
エコーのことを指す。一方、遠端エコーとは図１０の
（２）で図示されるものであり、自局モデム１０１から
離れた相手局側の電話局１０４で発生するエコーを指
す。
【００１４】このように発生する近端・遠端の２つのエ
コーを、エコーキャンセラーにより除去している。な
お、実際には自局内のハイブリッド回路で生じるエコー
もあり、これについてもエコーキャンセラにより除去さ
れる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のエコー
キャンセル方式では、特に遠端エコーに関して以下のよ
うな問題が生じる可能性がある。第一に、遠端エコーの
レベルが小さい場合であるが、この場合以下の問題が生
じる。
【００１６】送信側モデム１０１から離れた電話局１０
４のハイブリッド回路で発生したエコーは、同じ電話局
内のＡ／Ｄコンバータ１３２ｂによりアナログ／デジタ
ル変換され、４線回線に送信される。ここで、Ａ／Ｄコ
ンバータ１３２ｂは、入力する信号のレベルが高い場合
にはその出力信号のリニアリティーが比較的よいが、入
力する信号のレベルが低い場合にはアナログ／デジタル
変換を行う際にリニアリティーの悪化している非直線領
域を使用することになる。そのため、電話局１０４のＡ
／Ｄコンバータ１３２ｂから出力される信号に歪みが生
じる。
【００１７】図１４は遠端エコーのレベルが小さい場合
について説明する図面である。ハイブリッド回路１１３
からは、相手局モデム１０２からの受信信号Ａに加え
て、遠端エコー成分が出力されている。ここで、前述の
通りＡ／Ｄコンバータ１３２ｂのリニアリティーの悪い
領域でＡ／Ｄ変換が行われたために、遠端エコー成分は
変調部１１１から出力された送信キャリアＢが歪んだ信
号Ｂ’となっている。
【００１８】一方、エコー推定は自局モデム１０１の変
調部１１１ａから送信される信号に基づいて行われるた
め、基本的には自局モデムから送信される信号と異なる
信号についてはエコーキャンセルを行うことができな
い。このような歪みが生じるために、自局モデム１０１
の変調部１１１ａから出力された信号Ｂと電話局８３か
ら受信した信号に含まれているエコー成分Ｂ’との差分
をとってもエコーキャンセルを十分に行うことができ
ず、受信信号に遠端エコー成分Ｂ’が残ったままとなっ
てしまう。そのため、結果として受信信号のＳ／Ｎ比が
劣化し、復調を行う場合にデータエラーが発生する可能
性が高くなる。
【００１９】第二に、遠端エコーのレベルが大きすぎる
場合が上げられる。この場合には、電話局１０４から電
話局１０３を介して自局モデム１０１に入力する受信信
号に含まれるエコー成分が大きすぎるために、変調部１
１１からの信号に基づいたエコーキャンセルを行ったと
しても、十分なエコーキャンセルを行うことができず、
受信信号にエコー成分が残ってしまう。この場合にも受
信信号のＳ／Ｎ比が劣化し、復調結果にデータエラーが
生じてしまう。
【００２０】このように、遠端エコーをキャンセルする
場合、従来の装置ではそのレベルが小さすぎる場合、あ
るいは大きすぎる場合に十分エコーをキャンセルするこ
とができないという問題点があった。そこで、本発明
は、特に遠端エコーについて、そのレベルによらず安定
したエコーキャンセルを行うことができる伝送装置を実
現することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の上記の目的は、
ハイブリッド回路を介して回線に接続され、ハイブリッ
ド回路を介して回線に送出される送信信号を発する送信
部と、ハイブリッド回路を介して回線から受信される受
信信号を受信する受信部と、更にハイブリッド回路から
受信した受信信号を前記送信信号に重畳する手段を備
え、重畳手段により受信信号が重畳された送信信号をハ
イブリッド回路を介して回線に送信するように構成した
伝送装置により達成される。
【００２２】本発明は特に、重畳手段が受信信号を増幅
する増幅手段を備え、増幅手段により増幅された受信信
号を前記送信信号に重畳するように構成したことを特徴
とする。このような構成をとることによって、信号レベ
ルが小さい遠端エコー成分を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ
のリニアリティがよい部分を使用したアナログ／デジタ
ル変換を行うことができ、エコー成分に歪みが生じるこ
とを防止できる。そして、これによって自局側でのエコ
ーキャンセルを正確に行うことができ、復調結果のデー
タエラーの発生を低減することができる。
【００２３】特に上記の構成として、増幅手段を偶数段
の反転増幅器により構成し、更に増幅手段が送信手段よ
り出力された送信信号を反転増幅する第一の反転増幅器
と、第一の反転増幅器からの出力信号を反転増幅すると
ともに、その出力信号がハイブリッド回路に供給される
第二の反転増幅器と、第二の反転増幅器からの出力信号
とハイブリッド回路を介して受信された受信信号と第一
の反転増幅器出力とが入力し、入力信号の反転増幅を行
う第三の反転増幅器と、第三の反転増幅器出力の反転増
幅を行う第四の反転増幅器とを備え、第四の反転増幅器
の出力が第一の反転増幅器に供給されるように構成して
もよい。
【００２４】一方、本発明は、重畳手段が受信信号を反
転させて出力する反転手段を備え、反転手段により反転
された受信信号を前記送信信号に重畳するように構成す
ることができる。このような構成をとることによって、
遠端エコー成分のレベルが大きすぎるような場合に、特
に相手局から遠端エコー成分の逆相成分を出力すること
により、遠端エコー成分をエコーキャンセルに差し支え
ない程度に低減することができる。
【００２５】この構成は特に、反転手段が奇数段の反転
増幅器により構成されるようにしてもよく、更に反転手
段が、送信手段より出力された送信信号を反転増幅する
第一の反転増幅器と、第一の反転増幅器からの出力信号
を反転増幅するとともにその出力信号がハイブリッド回
路に供給される第二の反転増幅器と、第二の反転増幅器
からの出力信号とハイブリッド回路を介して受信された
受信信号と第一の反転増幅器出力とが入力し、入力信号
の反転増幅を行う第三の反転増幅器とを備え、第三の反
転増幅器の出力が第一の反転増幅器に供給されるように
構成してもよい。
【００２６】更に本発明では、重畳手段は、回線を介し
て対向する装置から受信した信号の特性を補正する手段
を備え、補正手段により特性が補正された受信信号を送
信信号に重畳して出力することを特徴とする。これによ
って、伝送装置と接続される回線の特性に応じた信号の
補正を行うことができ、エコーキャンセルをより効果的
に行うことができるようになる。
【００２７】
【実施の形態】図１は、本発明の第一の実施形態が適用
されるモデムの送受信部を図示した図面である。図にお
いて、１は送受信部であり、送信データＳＤを変調する
変調部と、受信信号を復調する復調部とを備える。
【００２８】また、図において２０はスクランブラであ
り、送信データＳＤにスクランブルをかけてランダム化
するものである。２１は符号化部であり、スクランブラ
２０によりスクランブルされた送信データを符号化する
ものである。２２はロールオフフィルタであり、符号化
された送信データから不要帯域成分をカットするための
ものである。２３は変調部であり、ロールオフフィルタ
２２から出力された信号を、変調波により変調するもの
である。２４はアッテネータであり、変調された信号の
レベルを調整するもの、１０はデジタル／アナログコン
バータ（Ｄ／Ａコンバータ）であり、アッテネータ２４
から出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する
ものである。また、１１はローパスフィルタであり、不
要な高周波数成分をカットするためのものである。以上
が変調部を構成する。
【００２９】また、２５はエコー推定部であり、符号化
部２１から出力される送信出力から推定エコー成分を算
出するものである。５はハイブリッド回路であり、２線
回線に接続され、送信信号の送信、受信信号の受信を行
うためのものである。一方、１２はローパスフィルタで
あり、ハイブリッド回路から供給された受信信号から高
周波数成分をカットするためのものである。１３はアナ
ログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）であ
り、ローパスフィルタ１２から出力されるアナログ信号
をデジタル信号に変換するものである。３０は加算部で
あり、Ａ／Ｄコンバータ１３からの受信信号からエコー
推定部２５から出力される推定エコー成分を差し引くた
めのものである。３１は復調部であり、加算部３０の出
力を復調波信号により復調するものである。３２はロー
ルオフフィルタであり、復調された信号から不要帯域成
分をカットするものである。
【００３０】３３は自動利得制御部（ＡＧＣ）であり、
ロールオフフィルタ３２からの出力信号のレベルを自動
的に調整するものである。３４は自動等化器であり、Ａ
ＧＣ部３３からの出力信号を等化するものである。３５
はキャリア自動位相補償部であり、キャリア信号の位相
を自動的に補償するものである。３６は判定部であり、
復調された信号の位相平面上の位置を判定するものであ
る。３７は複号部であり、判定部３６からの出力信号を
複号化するものであり、３８はデスクランブラであり、
データをデスクランブルしてデータを元に戻し、受信デ
ータＲＤを出力するものである。また、３９はキャリア
検出部であり、加算部３０の出力からキャリアを検出し
て、キャリア検出信号を発生するものである。
【００３１】復調部は、ローパスフィルタ１２以下、キ
ャリア検出部３９までにより構成される。また、４はＭ
ＰＵであり、５はＤＳＰである。スクランブラ２０、符
号化部２１、複号化部３７、デスクランブラ３８はＭＰ
Ｕ（マイクロプロセッサ）に含まれるものであり、これ
ら各部はプログラム制御により制御される。
【００３２】ロールオフフィルタ２２、変調部２３、ア
ッテネータ２４、エコー推定部２５、復調部３１、ロー
ルオフフィルタ３２、ＡＧＣ３３、等化器３４、キャリ
ア自動位相補償部３５、判定部３６並びにキャリア検出
部３９は、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）５に
含まれている。送信データは、ローパスフィルタ１１か
ら出力された後、ハイブリッド回路６より回線トランス
７を介して２線交換回線に送信される。また、ハイブリ
ッド回路６からの信号は復調部のローパスフィルタ１２
に送られる。
【００３３】ハイブリッド回路６からの受信信号にはエ
コー成分が含まれているが、これはエコー推定部２５か
らの推定エコー成分との差分が加算部３０で取られるこ
とにより、除去される。ただし、遠端エコー成分につい
てはこの限りではない。遠端エコー分の除去を行うため
の回路は、本実施形態ではハイブリッド回路（図中アナ
ログハイブリッド）６内に設けられている。なお、遠端
エコー除去の回路の構成は遠端エコーレベルが小さい場
合と大きい場合とで、それぞれ異なっている。
【００３４】第一に、遠端エコー成分のレベルが小さい
場合について説明する。図２は、遠端エコー成分が小さ
い場合のエコーキャンセルを行うための回路を示し、変
調部５１、復調部５２を除いてハイブリッド回路内に設
けられている。ここでモデムは、図１０に対応させたと
き相手局モデム８２に相当する。そして、図１０におけ
る自局モデム８１からの送信キャリアによるエコー成分
をキャンセルする場合の動作について説明を行う。
【００３５】図２において、５１は変調部、５２は復調
部であり、図１の変調部並びに復調部と同一構成であ
る。また、５３はハイブリッドトランスである。また、
５４〜５７はそれぞれ反転増幅器であり、入力した信号
を反転増幅するものである。また、これら反転増幅器５
４〜５７は、増幅部を構成するものである。なお、従来
のハイブリッド回路は、反転増幅器５４と反転増幅器５
６とを備えたものである。
【００３６】更に、図２において、点線は対向するモデ
ムから受信した受信キャリア信号の経路を示している。
図２中信号Ａは変調部５１から出力される送信キャリア
を、信号Ｂはハイブリッド回路５３を介して回線（ある
いは図１０における自局モデム８１）から供給される受
信信号をそれぞれ示す。また、信号Ａ、Ｂに付された符
号は、それぞれの信号の位相を示す。なお、位相が
“＋”側の場合には、特に必用な場合を除いて符号は図
示省略している。
【００３７】変調部５１から出力された送信キャリア−
Ａは、反転増幅器５４に入力し、反転増幅される。その
結果、反転増幅器５４からは位相が反転した送信キャリ
アＡが出力される。反転増幅器５４から出力された送信
キャリアＡは、更に反転増幅器５５に入力し、反転増幅
される。その結果、反転増幅器５５から、送信キャリア
−Ａが出力される。反転増幅器５５出力の位相と、変調
部５１出力の位相とは等しい。
【００３８】反転増幅器５５から出力された送信キャリ
ア−Ａは、ハイブリッド回路５３を介して受信された受
信キャリアＢと混合され、信号−Ａ＋Ｂとなり、反転増
幅器５６の入力端に入力する（１）。同時に、反転増幅
器５４から出力される送信キャリアＡも、反転増幅器５
６の入力端に入力する。ここで、反転増幅器５５から出
力される送信キャリアと、反転増幅器５４から出力され
る送信キャリアとはその位相が互いに逆位相となってい
る。そのため、反転増幅器５６に入力する信号から送信
キャリアＡの成分が除去され（２）、受信キャリアＢの
成分のみが反転増幅器５６に入力する。
【００３９】受信キャリアＢは反転増幅器５６により反
転増幅され、反転増幅器５６からは受信キャリア−Ｂが
出力される。受信キャリア−Ｂは更に反転増幅器５７に
入力して反転増幅され、受信キャリアＢが反転増幅器５
７から出力される。反転増幅器５７から出力される受信
キャリアの位相と、ハイブリッド回路から入力された受
信キャリアの位相とは、互いに等しい。
【００４０】反転増幅器５７から出力された受信キャリ
アＢは、抵抗Ｒを介して反転増幅器５４の入力端に供給
され、送信キャリア−Ａと重畳された後、反転増幅器５
４並びに５５に入力される。この信号は、それぞれの反
転増幅器で反転増幅され、ハイブリッド回路５３を介し
て回線に出力される。反転増幅器５７の出力は、２つの
反転増幅器５４、５５を介して回線に出力されるため、
モデムに入力する受信キャリアの位相とモデムから出力
される受信キャリアの位相とは同位相である。また、受
信キャリアはそれぞれの反転増幅器５４〜５７によりレ
ベルが増幅されているため、電話局のＡ／Ｄコンバータ
のリニアリティーの良い部分でのＡ／Ｄ変換が可能な程
度に増幅されている。
【００４１】このように、相手モデム側にて遠端エコー
成分を増幅する機能を持たせることによって、遠端エコ
ー成分のレベルが小さくとも遠端エコー成分が歪んでし
まうことを防止し、自局モデムでのエコーキャンセルを
実施する場合でもモデムのエコーキャンセルの機能を正
確に機能させることができ、モデムの受信性能の著しい
向上を図ることができる。図３は、遠端エコー成分が大
きすぎる場合のエコーキャンセルを行うための回路構成
を示す図面である。
【００４２】図において、６０はモデム、６１は変調
部、６２は復調部、６３はハイブリッドトランスであ
り、これらの構成は第２図に図示された変調部、復調部
並びにハイブリッドトランスと同一である。また、モデ
ム６０は図１０における相手局モデムに相当する。ま
た、６４〜６６はそれぞれ反転増幅器である。これら反
転増幅器６４〜６６は、反転部を構成する。更に、図中
Ａは変調部から出力される送信キャリア、Ｂは回線から
（あるいは図１０における自局モデム８１から）受信す
る受信キャリアである。Ａ、Ｂに付された符号はそれぞ
れの信号の位相を示す。更に、点線は対向するモデムか
ら受信した受信キャリア信号を示す。
【００４３】変調部６１から出力される送信キャリア−
Ａは、反転増幅器６４に入力し、反転増幅されて送信キ
ャリアＡとして出力される。反転増幅器６４から出力さ
れた送信キャリアＡは、更に反転増幅器６５に入力し、
反転増幅されて送信キャリア−Ａが出力される。反転増
幅器６５から出力された送信キャリア−Ａは、自局モデ
ムから供給された受信キャリアＢと混合されて、反転増
幅器６６に入力する（１）。一方、反転増幅器６４から
出力された送信キャリアＡも反転増幅器６６に入力す
る。 ここで、反転増幅器６４からの出力と反転増幅器
６５からの出力では、送信キャリアＡの成分が逆位相で
あるため送信キャリアＡの成分が相殺され、反転増幅器
６６には受信キャリア成分Ｂのみが入力する。反転増幅
器６６に入力された受信キャリアＢは、反転増幅され
る。その結果、反転増幅器６６からは位相が反転した受
信キャリア−Ｂが出力される。
【００４４】反転増幅器６６から出力された受信キャリ
ア−Ｂは更に、抵抗Ｒを介して反転増幅器６４の入力端
に供給され、送信キャリア−Ａと重畳された後に反転増
幅器６４、６５により反転増幅される。ここで、モデム
６０に入力した受信キャリアＢは、３つの反転増幅器を
介して再びモデム６０から出力されるため、入力した受
信キャリアの位相と出力する受信キャリアの位相とは逆
位相となっている。図４は、モデム６０とそれが接続さ
れる電話局との間の信号の流れを示す図面である。図に
おいて、点線は受信キャリア並びに変調部６１からの送
信信号の経路を示している。
【００４５】図において、６０はモデム、６１は変調
部、６２は復調部、６３はハイブリッド回路であり、こ
れらは図３と同じものである。また、６７は反転部であ
り、反転増幅６４〜６６を合わせたものに相当する。一
方、６８は電話局であり、６９はハイブリッド回路、７
１はＡ／Ｄコンバータ、７０はＤ／Ａコンバータであ
る。Ａ／Ｄコンバータ７１の出力は回線７２ａに送信さ
れ、回線７２ｂから受信した信号はＤ／Ａコンバータ７
０に供給され、アナログ信号に変換される。
【００４６】モデム６０のハイブリッド回路６３から２
線回線に出力された信号は、モデム６０からの送信キャ
リアＡと、モデム６０に対向するモデム（図示せず）か
らの受信キャリアＢとが混合した信号−Ａ−Ｂである。
一方、電話局６８のハイブリッド回路６９に供給される
信号は、モデム６０に対向するモデムから出力された受
信キャリアＢである。受信キャリアＢの一部は、ハイブ
リッド回路６９からＡ／Ｄコンバータ７１側に漏れる。
【００４７】ここで、Ｄ／Ａコンバータ７０から出力さ
れた受信キャリアとモデム６０から出力される信号に含
まれる受信キャリアとは、互いに逆位相である。そのた
めに、電話局６８のハイブリッド回路６９から出力され
る信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０からの受信キャリアＢ
とモデム６０からの受信キャリア−Ｂとが相殺されてモ
デム６０からの送信キャリア−Ａのみが残るため、遠端
エコー成分がほとんど除去された状態となる。そして、
電話局６８のＡ／Ｄコンバータ７１にはモデム６０から
の送信キャリア−Ａのみが供給され、モデム６０に対向
するモデムに伝送される。
【００４８】このように、モデムから、対向するモデム
から受信した受信キャリアの逆相信号を出力するため、
電話局での遠端リターンロスが低減され、エコーキャン
セル量が改善されるとともに、モデムの受信性能の著し
い向上を図ることができる。図５は、本発明のその他の
実施形態を説明する図面である。図において、８０はモ
デムである。また、８１は変調部、８２は復調部、８３
はハイブリッド回路である。更に、８４は位相補正部、
８５は振幅補正部、８６は加算部であり、本実施形態に
より更に追加された構成である。
【００４９】一方、８７は電話局であり、８８はハイブ
リッド回路、８９はＡ／Ｄコンバータ、９０はＤ／Ａコ
ンバータである。ここで、電話局８７のハイブリッド回
路８８から２線式回線（図中ＮＬＣ）を介してモデム８
０に送信される信号（１）は、回線の特性に応じて図６
に示されるような特性を持った信号としてモデム８０の
ハイブリッド回路８３（２）により受信される。図６に
おいて、（ａ）は信号の帯域と振幅の関係を、（ｂ）は
帯域と位相との関係の一例を示している。ここで、電話
局のハイブリッド回路から出力される信号の振幅はａと
いう値であるとする。
【００５０】図６（ａ）の場合には、周波数が低い部分
では振幅は大きく、ａという値を持つ。しかし、周波数
成分が高くなるに従って、信号の振幅は小さくなり、周
波数ｆでは振幅がほぼ０となる。図６（ｂ）の場合に
は、周波数成分が低い部分では位相に変化が起こってい
ない。しかし、周波数成分が高くなるに従って次第に位
相遅れが生じ、周波数ｆＪなると信号の位相が９０度遅
れとなる。
【００５１】このように、回線の状態によって電話局８
７からモデム８０に送信される信号の特性が変化するた
め、モデム８０で遠端エコー成分を除去するように遠端
エコー成分を減衰させる、あるいは増幅させても、上記
の信号特性の変化によってモデム８０に対向するモデム
（図示せず）が受信する信号の特性は対向モデムが出力
する信号の特性と違うものとなってしまう。従って、対
向モデムでは十分なエコーキャンセルを行うことができ
ず、復調結果にデータエラーが相変わらず生じてしまう
可能性がある。
【００５２】そこで、本実施形態では位相補正部並びに
振幅補正部を用い、電話局８７から受信した信号の特性
を補正して送信信号と重畳し、電話局８６に対して送信
する。図７（ａ）は、モデム８０を示した図面であり、
図５のものと同様である。また、図７（ｂ）は位相補正
回路６４の位相補正特性の例を、図７（ｃ）は振幅補正
回路６５による振幅補正特性の例を、それぞれ示す。ハ
イブリッド回路８３から出力された受信信号は、復調部
に送られるとともに、位相補正回路８４に入力する。
【００５３】位相補正回路６４は、図７（ｂ）に示され
るように、周波数が低い成分については１８０度の位相
遅れを生じさせ、周波数が高くなるに従って次第に補正
値となる位相遅れ量を少なくしていき、周波数ｆとなる
点で位相が１８０度進むように、入力信号を補正する。
位相補正回路８４により位相補正がなされた入力信号
は、今度は振幅補正回路８５に入力される。振幅補正回
路８５は、図７（ｃ）に示されるように、周波数成分が
低い部分では信号の振幅を−８ｄＢ減衰させ、周波数信
号が高くなるに従って信号の振幅減衰量を次第に少なく
していき、周波数ｆの点で入力信号の振幅を＋８ｄＢ増
幅させる。
【００５４】このように位相並びに振幅が補正された受
信信号（受信キャリア）は、変調部から出力される送信
キャリアと送信加算回路８６により重畳され、ハイブリ
ッド回路８３を介して電話局に送信される。図８は、モ
デムのハイブリッド回路から出力される信号の特性を示
しており、図８（ａ）は振幅特性を、図８（ｂ）は位相
特性をそれぞれ示す。
【００５５】ハイブリッド回路から出力される信号の振
幅は、周波数成分が低い部分では入力した信号の振幅ａ
と同じ振幅ａとなり、周波数が高くなるに従って次第に
振幅が高くなり、周波数ｆの点では電話局から出力され
た時点の信号の振幅ａの２倍の振幅２ａを持つように補
正されて、電話局に対して送信される。一方、位相につ
いては周波数が低い部分では位相ずれ量がなく、周波数
が高くなるに従って次第に位相量を進めていき、周波数
ｆの点で１８０度位相を進めた特性を持つように補正さ
れた信号が、電話局に対して送信される。
【００５６】ここで、電話局からモデムに送信され、再
びモデムから電話局に送信される信号は、回線ＮＬＣを
都合２回通過する。従って、信号の特性の変化量は図６
に示された変化量の２倍となる。従って、本実施形態で
は単に受信信号の逆特性を持つ信号を電話局に対して折
り返すのではなく、２倍の逆特性を持つ信号を、補正信
号として電話局側に送信する。
【００５７】これによって、電話局が受信する時点で
は、モデム８０からの信号の特性はほぼフラットとなっ
ており、Ｄ／Ａコンバータからハイブリッド回路に入力
する信号の特性とほぼ等しい。そのため、ハイブリッド
回路によって対向モデムからの受信キャリア成分をほぼ
完全にキャンセルすることができ、対向モデムにおける
受信性能の向上を図ることができる。図９は、上記の実
施形態を実現するハイブリッド回路の更に詳細な図面で
ある。
【００５８】図において、９１〜９４は増幅器である。
また、９５は抵抗ＲとコンデンサＣとが並列に接続され
たＲＣ回路である。ここで、増幅器９４は位相補正回路
を、ＲＣ回路９５は振幅補正回路をそれぞれ構成する。
また、増幅器９１〜９３は図３の反転増幅器に相当する
ため、図３と同じ動作については説明を省略する。
【００５９】増幅器９３に入力する受信キャリア信号Ａ
は、増幅器９３により反転増幅されて信号−Ａとなる。
ここで、増幅器９３の出力は、増幅器９４の２つの入力
端に供給される。一方は抵抗ｒ１を介して入力端１に、
他方は抵抗ｒ２とコンデンサｃ１との並列回路を介して
入力端２に入力する。このような構成をとることによっ
て、図８（ａ）に示されるような特性によって入力信号
の位相を補正する。
【００６０】なお、増幅器９３からの出力信号は、復調
部にも供給される。増幅器９４から出力された信号は、
ＲＣ回路９５に入力される。ＲＣ回路９５は、図８
（ｂ）に示されるような特性に基づいて、入力信号の振
幅を補正する。ＲＣ回路９５から出力された信号は、変
調部からの信号に重畳され、増幅器９１並びに９２を介
して回線に出力される。
【００６１】ここで、入力した受信キャリアの位相と増
幅器９２から出力された受信キャリアの位相とは、図９
の場合等しくなり、受信キャリアを増幅するようにつま
り図２の回路と同様に図９の回路は作用する。なお、受
信キャリアを減衰させるためには、例えば増幅器９を取
り除くことにより、図３の回路と同様な作用を持たせる
ことができる。
【００６２】
【発明の効果】以上述べたとおり、本発明によれば遠端
エコー成分が小さいような場合に、特に相手局側で遠端
エコー成分を、電話局など伝送装置間に介在する施設で
の信号のＡ／Ｄ変換の際に、Ａ／Ｄコンバータのリニア
リティがよい部分を用いたＡ／Ｄ変換が可能な程度に増
幅することによって、自局側でのエコーキャンセルをデ
ータエラーが発生しない程度に、十分に行うことが可能
となる。
【００６３】一方、相手局で遠端エコー成分の逆相成分
を出力することによって、電話局など伝送装置間に介在
する施設で遠端エコー成分と逆装置成分とを相殺するこ
とができる。そのため、遠端エコー成分が大きすぎるよ
うな場合であっても、自局でのエコーキャンセル動作を
データエラーが生じない程度に、十分に行うことができ
る。
【００６４】このように、遠端エコーの状態に応じて適
切な処理を選択することによって、モデムなどの伝送装
置の受信性能の向上を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態が適用されるモデムの送
受信部の一例である。
【図２】 本発明の一実施形態によるモデムの一例であ
る。
【図３】 本発明の一実施形態によるモデムの更に他の
一例である。
【図４】 図３に図示されたモデムによるエコーキャン
セルを説明する図面である。
【図５】 本発明の他の実施形態を説明する図面であ
る。
【図６】 電話局からモデムが受信した信号の振幅並び
に位相特性を示す図面である。
【図７】 モデムから電話局に対して送信される信号の
振幅並び位相特性を示す図面である。
【図８】 図５のモデムの要部、位相補正回路の位相補
正特性、振幅補正回路の振幅補正特性を示す図面であ
る。
【図９】 図８の回路を更に詳細に図示した図面であ
る。
【図１０】二線式全二重通信を説明する図面である。
【図１１】従来のハイブリッド回路を示す図面である。
【図１２】エコーキャンセラを備えたモデムの一例であ
る。
【図１３】図６に図示されたモデムを用いたエコーキャ
ンセル手順を説明する図面である。
【図１４】遠端エコー成分が小さい場合の問題点を説明
する図面である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 帯川 豊充 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 置田 良二 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ハイブリッド回路を介して回線に接続さ
    れ、 前記ハイブリッド回路を介して回線に送出される送信信
    号を発する送信部と、 前記ハイブリッド回路を介して回線から受信される受信
    信号を受信する受信部と、を備えた伝送装置において、 前記ハイブリッド回路から受信した受信信号を前記送信
    信号に重畳する手段を備え、 前記重畳手段により受信信号が重畳された送信信号を、
    前記ハイブリッド回路を介して回線に送信するように構
    成したことを特徴とする、伝送装置。
  2. 【請求項２】前記重畳手段は、前記受信信号を増幅する
    増幅手段を備え、 前記増幅手段により増幅された受信信号を前記送信信号
    に重畳するように構成されたことを特徴とする、請求項
    １記載の伝送装置。
  3. 【請求項３】前記増幅手段は、偶数段の反転増幅器によ
    り構成されることを特徴とする、請求項２記載の伝送装
    置。
  4. 【請求項４】前記増幅手段は、 送信手段より出力された送信信号を反転増幅する第一の
    反転増幅器と、 前記第一の反転増幅器からの出力信号を反転増幅すると
    ともに、その出力信号が前記ハイブリッド回路に供給さ
    れる第二の反転増幅器と、 前記第二の反転増幅器からの出力信号と、前記ハイブリ
    ッド回路を介して受信された受信信号と、前記第一の反
    転増幅器出力とが入力し、入力信号の反転増幅を行う第
    三の反転増幅器と、 前記第三の反転増幅器出力の反転増幅を行う第四の反転
    増幅器とを備え、 前記第四の反転増幅器の出力が、前記第一の反転増幅器
    に供給されることを特徴とする、請求項３記載の伝送装
    置。
  5. 【請求項５】前記重畳手段は、前記受信信号を反転させ
    て出力する反転手段を備え、 前記反転手段により反転された受信信号を前記送信信号
    に重畳するように構成されたことを特徴とする、請求項
    １記載の伝送装置。
  6. 【請求項６】前記反転手段は、奇数段の反転増幅器によ
    り構成されることを特徴とする、請求項５記載の伝送装
    置。
  7. 【請求項７】前記反転手段は、 送信手段より出力された送信信号を反転増幅する第一の
    反転増幅器と、 前記第一の反転増幅器からの出力信号を反転増幅すると
    ともに、その出力信号が前記ハイブリッド回路に供給さ
    れる第二の反転増幅器と、 前記第二の反転増幅器からの出力信号と、前記ハイブリ
    ッド回路を介して受信された受信信号と、前記第一の反
    転増幅器出力とが入力し、入力信号の反転増幅を行う第
    三の反転増幅器と、を備え、 前記第三の反転増幅器の出力が、前記第一の反転増幅器
    に供給されることを特徴とする、請求項６記載の伝送装
    置。
  8. 【請求項８】前記伝送装置において、 前記重畳手段は、回線を介して対向する装置から受信し
    た信号の特性を補正する手段を備え、 前記補正手段により特性が補正された受信信号を、送信
    信号に重畳して出力することを特徴とする、請求項１記
    載の伝送装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100488954B1 (ko) * 2001-12-31 2005-05-11 비오이 하이디스 테크놀로지 주식회사 신호 감쇄 보상 방법 및 신호 전송 시스템

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1065588A (ja) * 1996-08-23 1998-03-06 Sony Corp 振幅・位相補正回路、受信装置及び送信装置
US6597732B1 (en) * 1999-01-14 2003-07-22 Eric Morgan Dowling High-speed modem with uplink remote-echo canceller
JP3576430B2 (ja) * 1999-09-01 2004-10-13 沖電気工業株式会社 自動利得制御器
US6754187B1 (en) 2000-04-06 2004-06-22 Inter-Tel, Inc. Performance enhancement system for digital PBX
US6795494B1 (en) * 2000-05-12 2004-09-21 National Semiconductor Corporation Receiver architecture using mixed analog and digital signal processing and method of operation
US6369650B1 (en) * 2000-11-29 2002-04-09 Texas Instruments Incorporated Impedance synthesis and DC biasing method and architecture for DSL/cable line drivers
US20020097862A1 (en) * 2001-01-25 2002-07-25 Uzi Shvadron VoDSL telephony solution
US6711216B2 (en) * 2001-06-28 2004-03-23 Intel Corporation Method and apparatus for an ultra-wideband radio utilizing MEMS filtering
US7702004B2 (en) * 2002-12-09 2010-04-20 Alexander Roger Deas Simultaneous bidirectional differential signalling interface
EP2787654B1 (en) * 2011-12-31 2016-04-27 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmission method, device and system using carrier modulation
CN104509054B (zh) * 2012-09-05 2018-02-16 日本电信电话株式会社 数字信号处理装置
CN112332881B (zh) * 2020-10-19 2022-04-26 深圳市信锐网科技术有限公司 使能电路及通信装置
US12058083B2 (en) * 2020-11-12 2024-08-06 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Capacitive hybrid with PGA for full duplex transceivers
US20260051923A1 (en) * 2024-08-19 2026-02-19 Sony Group Corporation Data stream cancellation for data transmission network

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3500000A (en) * 1966-10-31 1970-03-10 Myldred P Kelly Self-adaptive echo canceller
DE2921780C3 (de) * 1979-05-29 1982-02-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und Schaltungsanordnung zur Übertragung von Daten über eine Zweidrahtleitung
US4464545A (en) * 1981-07-13 1984-08-07 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Echo canceller
US4652703A (en) * 1983-03-01 1987-03-24 Racal Data Communications Inc. Digital voice transmission having improved echo suppression
EP0163298B1 (en) * 1984-05-30 1992-09-30 Hitachi, Ltd. Pcm coder/decoder with two-wire/four-wire conversion
US5305309A (en) * 1989-12-06 1994-04-19 Fujitsu Limited Echo canceller
US5333194A (en) * 1990-10-15 1994-07-26 Glenayre Electronics, Inc. Autoequalizing bidirectional-to-unidirectional hybrid network
US5214637A (en) * 1991-04-15 1993-05-25 Codex Corporation High speed two wire modem
US5528685A (en) * 1994-07-08 1996-06-18 At&T Corp. Transformerless hybrid circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100488954B1 (ko) * 2001-12-31 2005-05-11 비오이 하이디스 테크놀로지 주식회사 신호 감쇄 보상 방법 및 신호 전송 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
FR2745132B1 (fr) 2003-06-06
FR2745132A1 (fr) 1997-08-22
CN1159692A (zh) 1997-09-17
CN1092440C (zh) 2002-10-09
US5896420A (en) 1999-04-20
GB2310347B (en) 2000-11-08
GB2310347A (en) 1997-08-20
GB9624267D0 (en) 1997-01-08

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