JPH09224059A - 直接変換ｆｓｋ受信機 - Google Patents
直接変換ｆｓｋ受信機Info
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- JPH09224059A JPH09224059A JP8052321A JP5232196A JPH09224059A JP H09224059 A JPH09224059 A JP H09224059A JP 8052321 A JP8052321 A JP 8052321A JP 5232196 A JP5232196 A JP 5232196A JP H09224059 A JPH09224059 A JP H09224059A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 16
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- 238000009826 distribution Methods 0.000 claims description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 長い符号の場合、ＡＦＣ動作に伴って発生す
る誤りを防止する直接変換ＦＳＫ受信機を提供する。 【解決手段】 検出直流オフセット成分は変換器５，６
か増幅器８へ負帰還して直流オフセットを補正し、また
利得可変増幅器７の出力を２乗１０して、この出力レベ
ルが一定になるように増幅器へ負帰還して、同相、直交
両ベースバンド信号の安定な出力を確保するとともに、
この両信号とそれらの微分１７，１８信号とを二つの乗
算器１９，２０により襷がけに乗算を行い、差２１をと
って復調する。さらにこの復調出力を論理判定２３，２
４して出力端子に与えるとともに、差２４を求め、これ
を平滑１２し変調符号の内容には関係なく、局部搬送波
に対する入力ＦＳＫ信号中心周波数の誤差を検出し、こ
の誤差信号で局部搬送波発振器２の周波数を制御して常
に安定なＦＳＫ信号を得る。
る誤りを防止する直接変換ＦＳＫ受信機を提供する。 【解決手段】 検出直流オフセット成分は変換器５，６
か増幅器８へ負帰還して直流オフセットを補正し、また
利得可変増幅器７の出力を２乗１０して、この出力レベ
ルが一定になるように増幅器へ負帰還して、同相、直交
両ベースバンド信号の安定な出力を確保するとともに、
この両信号とそれらの微分１７，１８信号とを二つの乗
算器１９，２０により襷がけに乗算を行い、差２１をと
って復調する。さらにこの復調出力を論理判定２３，２
４して出力端子に与えるとともに、差２４を求め、これ
を平滑１２し変調符号の内容には関係なく、局部搬送波
に対する入力ＦＳＫ信号中心周波数の誤差を検出し、こ
の誤差信号で局部搬送波発振器２の周波数を制御して常
に安定なＦＳＫ信号を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接変換受信法に
よりＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号を受信する
受信機を構成するための回路構成技術に関するものであ
る。
よりＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号を受信する
受信機を構成するための回路構成技術に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＦＳＫ信号受信機では、通常、受信高周
波信号をスーパーヘテロダイン方式によりＩＦ（中間周
波）信号に変換し、これを周波数弁別器により周波数検
波する。この方法では、ＩＦ増幅部で必要増幅度と選択
度の大部分が確保できるが、イメージ周波数妨害が生じ
るため、高周波増幅器の選択度がある程度必要となるか
ら、構成が複雑になる上、受信可能帯域を広帯域にする
ほど高周波各増幅段および局部発振器の同調周波数トラ
ッキングが困難になってくる、という問題が生じる。
波信号をスーパーヘテロダイン方式によりＩＦ（中間周
波）信号に変換し、これを周波数弁別器により周波数検
波する。この方法では、ＩＦ増幅部で必要増幅度と選択
度の大部分が確保できるが、イメージ周波数妨害が生じ
るため、高周波増幅器の選択度がある程度必要となるか
ら、構成が複雑になる上、受信可能帯域を広帯域にする
ほど高周波各増幅段および局部発振器の同調周波数トラ
ッキングが困難になってくる、という問題が生じる。
【０００３】これに対し、直接変換受信法はＦＳＫ信号
の受信に適している上、受信機を簡単に構成することが
できるので、近年、専用のＬＳＩ（大規模集積回路）も
実用化されているが、これは単に直接変換、増幅した
後、論理回路により復調するもので、このままではＡＦ
Ｃ（自動周波数制御）機能がないので、入力信号または
局部搬送波の周波数誤差が補正できず、実用性に乏し
い。ＦＳＫ信号用のＡＦＣとしては、ＦＳＫ信号の中心
周波数に対して動作せねばならない、という要件を満た
す必要があるにも関わらず、通常のＡＦＣは単に時々刻
々の誤差周波数を零にするように動作するから、ＦＳＫ
信号がその２周波のいずれかの周波数で長く続くような
変調がかけられた場合、ＡＦＣは必然的にその周波数に
引き込まれてしまう。したがって、従来のＡＦＣのまま
では、変調符号の内容に応じて誤符号率が増大すること
になる。
の受信に適している上、受信機を簡単に構成することが
できるので、近年、専用のＬＳＩ（大規模集積回路）も
実用化されているが、これは単に直接変換、増幅した
後、論理回路により復調するもので、このままではＡＦ
Ｃ（自動周波数制御）機能がないので、入力信号または
局部搬送波の周波数誤差が補正できず、実用性に乏し
い。ＦＳＫ信号用のＡＦＣとしては、ＦＳＫ信号の中心
周波数に対して動作せねばならない、という要件を満た
す必要があるにも関わらず、通常のＡＦＣは単に時々刻
々の誤差周波数を零にするように動作するから、ＦＳＫ
信号がその２周波のいずれかの周波数で長く続くような
変調がかけられた場合、ＡＦＣは必然的にその周波数に
引き込まれてしまう。したがって、従来のＡＦＣのまま
では、変調符号の内容に応じて誤符号率が増大すること
になる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上述
のような問題点、すなわち、構成が簡単な直接変換法に
よるＦＳＫ受信機を構成する上において、変調の符号内
容には無関係に、正しくＦＳＫ信号の中心周波数に追随
する、というＡＦＣ機能を持たせるための手段を提供す
ることによって、常に安定に動作する直接変換ＦＳＫ受
信機の実現を図ろうとするものである。
のような問題点、すなわち、構成が簡単な直接変換法に
よるＦＳＫ受信機を構成する上において、変調の符号内
容には無関係に、正しくＦＳＫ信号の中心周波数に追随
する、というＡＦＣ機能を持たせるための手段を提供す
ることによって、常に安定に動作する直接変換ＦＳＫ受
信機の実現を図ろうとするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の課題の解決を図る
ため、本発明では、以下のような幾つかの手段を用い
る。すなわち、まず、同相、直交の２軸（Ｉ軸、Ｑ軸と
も呼ばれる）成分増幅系の増幅利得、回路内での位相シ
フト量を揃えるため、乗算およびその増幅にそれぞれ専
用の回路を用いるのではなく、一系統のみの乗算器およ
び増幅器を時分割で共用する。さらにこの増幅器の出力
レベルを、広範囲の受信入力レベルに対して一定化させ
るため、増幅器出力の信号電力を求めこれを用いて増幅
器にＡＧＣ（自動利得制御）をかけるとともに、増幅系
統の直流オフセットも検出補正機能を用いて自動補正す
る。この増幅器出力より２軸成分を分離したのち、これ
を演算することにより直線周波数検波特性をもつ周波数
検波器を得、この復調出力を２値判定して出力信号とす
る。さらにこの２値判定回路の入出力を比較することに
よって、ＦＳＫ信号の符号内容には無関係にその中心周
波数誤差を検出し、この検出出力を用いて直接変換用の
局部搬送波の周波数を制御する。このような手段によっ
て、ＦＳＫ信号の復調においても、安定な直接変換受信
が可能となるから、イメージ妨害の無いＦＳＫ受信機を
簡単な構成で実現できることになる。
ため、本発明では、以下のような幾つかの手段を用い
る。すなわち、まず、同相、直交の２軸（Ｉ軸、Ｑ軸と
も呼ばれる）成分増幅系の増幅利得、回路内での位相シ
フト量を揃えるため、乗算およびその増幅にそれぞれ専
用の回路を用いるのではなく、一系統のみの乗算器およ
び増幅器を時分割で共用する。さらにこの増幅器の出力
レベルを、広範囲の受信入力レベルに対して一定化させ
るため、増幅器出力の信号電力を求めこれを用いて増幅
器にＡＧＣ（自動利得制御）をかけるとともに、増幅系
統の直流オフセットも検出補正機能を用いて自動補正す
る。この増幅器出力より２軸成分を分離したのち、これ
を演算することにより直線周波数検波特性をもつ周波数
検波器を得、この復調出力を２値判定して出力信号とす
る。さらにこの２値判定回路の入出力を比較することに
よって、ＦＳＫ信号の符号内容には無関係にその中心周
波数誤差を検出し、この検出出力を用いて直接変換用の
局部搬送波の周波数を制御する。このような手段によっ
て、ＦＳＫ信号の復調においても、安定な直接変換受信
が可能となるから、イメージ妨害の無いＦＳＫ受信機を
簡単な構成で実現できることになる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の原理
および実施の形態について詳細に説明する。図１は本発
明の一実施形態を示す回路構成図である。図１におい
て、１はＦＳＫ信号の入力端子、２は電圧制御発振器、
３はπ／２位相の移相器、４は切換器、５は乗算器、６
はローパスフィルタ、７は利得可変増幅器、８はＡＧＣ
増幅器、９はループフィルタ、１０は２乗器、１１，１
２はループフィルタ、１３は分配器、１４，１５はロー
パスフィルタ、１６は制御パルス発生器、１７，１８は
微分器、１９，２０は乗算器、２１は減算器、２２はコ
ンパレータ、２３は基準電圧、２４は減算器、２５は復
調信号出力端子である。
および実施の形態について詳細に説明する。図１は本発
明の一実施形態を示す回路構成図である。図１におい
て、１はＦＳＫ信号の入力端子、２は電圧制御発振器、
３はπ／２位相の移相器、４は切換器、５は乗算器、６
はローパスフィルタ、７は利得可変増幅器、８はＡＧＣ
増幅器、９はループフィルタ、１０は２乗器、１１，１
２はループフィルタ、１３は分配器、１４，１５はロー
パスフィルタ、１６は制御パルス発生器、１７，１８は
微分器、１９，２０は乗算器、２１は減算器、２２はコ
ンパレータ、２３は基準電圧、２４は減算器、２５は復
調信号出力端子である。
【０００７】入力端子１に加えられたＦＳＫ信号は、乗
算器５において切換器４の出力信号と乗算される。切換
器４は、制御パルス発生器１６の出力パルスにより、ベ
ースバンド信号より充分早い周波数で、電圧制御発振器
（以下、簡単のためＶＣＯという）２の出力ａと移相器
３の出力ｂおよびグランド電位ｃが準じ切換えられて取
り出され、乗算器５に加えられる。ａ，ｂが接続された
時、乗算器５の出力には、入力信号周波数とＶＣＯ２の
周波数（入力ＦＳＫ信号の中心周波数と等しい周波数）
との和と差の両成分の信号が生じるから、ローパスフィ
ルタ６によって差の成分のみが取り出され、ベースバン
ド信号（切換えによって標本化された形の）となる。
算器５において切換器４の出力信号と乗算される。切換
器４は、制御パルス発生器１６の出力パルスにより、ベ
ースバンド信号より充分早い周波数で、電圧制御発振器
（以下、簡単のためＶＣＯという）２の出力ａと移相器
３の出力ｂおよびグランド電位ｃが準じ切換えられて取
り出され、乗算器５に加えられる。ａ，ｂが接続された
時、乗算器５の出力には、入力信号周波数とＶＣＯ２の
周波数（入力ＦＳＫ信号の中心周波数と等しい周波数）
との和と差の両成分の信号が生じるから、ローパスフィ
ルタ６によって差の成分のみが取り出され、ベースバン
ド信号（切換えによって標本化された形の）となる。
【０００８】ＶＣＯ２の出力をcos（ω0ｔ）、移相器３
の出力をcos（ω0ｔ＋π／２）とし、入力ＦＳＫ信号の
周波数が正にシフトした場合の信号をＡcos（ω0ｔ＋△
ωｔ＋θ）とし、また、切換器４のＶＣＯ側導通関数
（ａが選択される波形）をＲ（ｔ）、移相器側導通関数
（ｂが選択される波形）をバーＲ（ｔ）とした時、これ
らが乗算器５で乗算され、その乗算結果をＭ5（ｔ）で
あらわせば、
の出力をcos（ω0ｔ＋π／２）とし、入力ＦＳＫ信号の
周波数が正にシフトした場合の信号をＡcos（ω0ｔ＋△
ωｔ＋θ）とし、また、切換器４のＶＣＯ側導通関数
（ａが選択される波形）をＲ（ｔ）、移相器側導通関数
（ｂが選択される波形）をバーＲ（ｔ）とした時、これ
らが乗算器５で乗算され、その乗算結果をＭ5（ｔ）で
あらわせば、
【０００９】
【数１】
【００１０】であり、これをローパスフィルタ６に加え
て差の成分ＰH（ｔ）のみを取り出せば、
て差の成分ＰH（ｔ）のみを取り出せば、
【００１１】
【数２】
【００１２】となる。次に入力ＦＳＫ信号周波数が負に
シフトしてＡcos（ω0ｔ−△ωｔ＋θ）になった時のロ
ーパスフィルタ６の出力ＰL（ｔ）は、
シフトしてＡcos（ω0ｔ−△ωｔ＋θ）になった時のロ
ーパスフィルタ６の出力ＰL（ｔ）は、
【００１３】
【数３】
【００１４】となる。この信号は利得可変増幅器７で増
幅されて、分配器１３に加えられる。分配器１３は切換
器４と連動して高速で切換、分配動作をしており、その
接続は時間的にａ…ａ、ｂ…ｂ、ｃ…ｃが対応してい
る。したがってａが接続された時、ローパスフィルタ１
４には数２（式２）および数３（式３）の第１項が加え
られ、ローパスフィルタ１５には第２項の信号が加えら
れるが、ローパスフィルタは何れもこのＲ（ｔ）および
バーＲ（ｔ）の速度には応答できない（平滑する）よう
設定されているので、ここで第１項、第２項、すなわち
同相成分、直交成分は完全に分離される。
幅されて、分配器１３に加えられる。分配器１３は切換
器４と連動して高速で切換、分配動作をしており、その
接続は時間的にａ…ａ、ｂ…ｂ、ｃ…ｃが対応してい
る。したがってａが接続された時、ローパスフィルタ１
４には数２（式２）および数３（式３）の第１項が加え
られ、ローパスフィルタ１５には第２項の信号が加えら
れるが、ローパスフィルタは何れもこのＲ（ｔ）および
バーＲ（ｔ）の速度には応答できない（平滑する）よう
設定されているので、ここで第１項、第２項、すなわち
同相成分、直交成分は完全に分離される。
【００１５】通常、ＦＳＫ信号の直接変換による復調
は、通常、この両数（両式）の第１項と第２項の差であ
る−π／２か＋π／２かを論理的判定回路で検出する、
という簡単な方法で復調している。しかしこの方法で
は、入力信号と局部搬送波の間に周波数誤差が無い場合
には正しく復調されるが、周波数誤差があれば、それは
そのまま符号歪となる上、ノイズマージンが低下するの
で誤符号率が増大し、さらに周波数誤差がもっと大きく
なってシフト周波数以上の誤差になると、もはや復調不
可能となってしまう。
は、通常、この両数（両式）の第１項と第２項の差であ
る−π／２か＋π／２かを論理的判定回路で検出する、
という簡単な方法で復調している。しかしこの方法で
は、入力信号と局部搬送波の間に周波数誤差が無い場合
には正しく復調されるが、周波数誤差があれば、それは
そのまま符号歪となる上、ノイズマージンが低下するの
で誤符号率が増大し、さらに周波数誤差がもっと大きく
なってシフト周波数以上の誤差になると、もはや復調不
可能となってしまう。
【００１６】そこで本発明では、このような大きな周波
数誤差がある場合でも、この周波数誤差を検出して自動
的にこの周波数誤差を補正するとともに、前述したよう
に、この周波数誤差はＦＳＫ信号の中心周波数に対する
誤差として認識し、しかも変調符号の内容には無関係の
ＡＦＣ系とする必要がある。そのため、まず、シフト周
波数に比例した検波出力、すなわち直線周波数検波特性
をもつ周波数検波器を構成する。
数誤差がある場合でも、この周波数誤差を検出して自動
的にこの周波数誤差を補正するとともに、前述したよう
に、この周波数誤差はＦＳＫ信号の中心周波数に対する
誤差として認識し、しかも変調符号の内容には無関係の
ＡＦＣ系とする必要がある。そのため、まず、シフト周
波数に比例した検波出力、すなわち直線周波数検波特性
をもつ周波数検波器を構成する。
【００１７】数２および数３の第２項は、それぞれ、si
n（△ωｔ＋θ）および−sin（△ωｔ−θ）であり、ま
た前述のようにローパスフィルタ１４の出力にはＡcos
（ωｔ±θ）が、ローパスフィルタ１５の出力には±Ａ
sin（ωｔ±θ）が得られている。Ｒ（ｔ）およびバー
Ｒ（ｔ）の平滑による損失、および利得可変増幅器の増
幅利得は無視してある。乗算器１９はローパスフィルタ
１４の出力信号と、ローパスフィルタ１５の出力を微分
した信号を乗算する。したがって、周波数が＋△ωにシ
フトした時の乗算器１９の出力は（Ａ／２）・△ω・co
s2(△ωｔ＋θ）となり、乗算器２０の出力は（−Ａ／
２）・△ω・sin2(△ωｔ＋θ）となるが、cos2ｘ＋sin
2ｘ＝１であるから、減算器２１の出力にはＡ・△ωが
得られる。同様にして、周波数が−△ωにシフトした時
は、減算器２１の出力には−Ａ・△ωが得られる。この
ようにして減算器２１の出力には、信号振幅と周波数シ
フトに比例した周波数検波出力が得られる。この周波数
検波された信号は、コンパレータ２２に加えられ、ここ
で２３の基準電圧と比較され、２値信号に矯正されて復
調信号出力端子２５に加えられる。
n（△ωｔ＋θ）および−sin（△ωｔ−θ）であり、ま
た前述のようにローパスフィルタ１４の出力にはＡcos
（ωｔ±θ）が、ローパスフィルタ１５の出力には±Ａ
sin（ωｔ±θ）が得られている。Ｒ（ｔ）およびバー
Ｒ（ｔ）の平滑による損失、および利得可変増幅器の増
幅利得は無視してある。乗算器１９はローパスフィルタ
１４の出力信号と、ローパスフィルタ１５の出力を微分
した信号を乗算する。したがって、周波数が＋△ωにシ
フトした時の乗算器１９の出力は（Ａ／２）・△ω・co
s2(△ωｔ＋θ）となり、乗算器２０の出力は（−Ａ／
２）・△ω・sin2(△ωｔ＋θ）となるが、cos2ｘ＋sin
2ｘ＝１であるから、減算器２１の出力にはＡ・△ωが
得られる。同様にして、周波数が−△ωにシフトした時
は、減算器２１の出力には−Ａ・△ωが得られる。この
ようにして減算器２１の出力には、信号振幅と周波数シ
フトに比例した周波数検波出力が得られる。この周波数
検波された信号は、コンパレータ２２に加えられ、ここ
で２３の基準電圧と比較され、２値信号に矯正されて復
調信号出力端子２５に加えられる。
【００１８】上述したように、復調出力はＡ・△ωに比
例するから、信号振幅Ａは一定に保つ必要がある。ＦＳ
Ｋ信号は、本来、２値情報の信号であるからリミッタが
使用可能であるが、直線周波数特性の周波数検波器を実
現する上でリミッタが使えないのは、上で説明したよう
に復調過程で微分操作が必要なためである。このため、
本発明ではＡＧＣ（自動利得制御）を利用する。ＡＧＣ
をかけるためには、通常、信号の振幅を検出する必要が
あるから、２軸検波の場合には、同相軸成分の大きさを
Ｘ、直交軸成分の大きさをＹとすれば、振幅Ａを検出す
るためにはＡ＝√Ｘ2＋Ｙ2の演算を行う必要がある。し
かし、ＡＧＣをかけるためには、平方根は求めないでも
Ａ2が所定値になればよいから、２乗のままでよく、図
１の２乗器１０はこのための回路である。
例するから、信号振幅Ａは一定に保つ必要がある。ＦＳ
Ｋ信号は、本来、２値情報の信号であるからリミッタが
使用可能であるが、直線周波数特性の周波数検波器を実
現する上でリミッタが使えないのは、上で説明したよう
に復調過程で微分操作が必要なためである。このため、
本発明ではＡＧＣ（自動利得制御）を利用する。ＡＧＣ
をかけるためには、通常、信号の振幅を検出する必要が
あるから、２軸検波の場合には、同相軸成分の大きさを
Ｘ、直交軸成分の大きさをＹとすれば、振幅Ａを検出す
るためにはＡ＝√Ｘ2＋Ｙ2の演算を行う必要がある。し
かし、ＡＧＣをかけるためには、平方根は求めないでも
Ａ2が所定値になればよいから、２乗のままでよく、図
１の２乗器１０はこのための回路である。
【００１９】２乗器１０の出力には、実際には、上述の
説明より分かるように、Ｘ2Ｒ（ｔ）＋Ｙ2バーＲ（ｔ）
があらわれている。Ｘ2およびＹ2は数２より、それぞれ
Ａ2cos2（△ωｔ＋θ）およびＡ2sin2（△ωｔ＋θ）で
あり、Ｒ（Ｔ）およびバーＲ（Ｔ）はループフィルタ１
１で平滑されるのと同時に、自動的にcos2（ｘ）＋sin2
（ｘ）＝１の演算が行われるので、ループフィルタ１１
の出力にはＡ2／２という信号電力に比例した電圧が得
られる。この電圧はＡＧＣ増幅器８を通じて利得可変増
幅器７に加えられ、その増幅利得が制御される。
説明より分かるように、Ｘ2Ｒ（ｔ）＋Ｙ2バーＲ（ｔ）
があらわれている。Ｘ2およびＹ2は数２より、それぞれ
Ａ2cos2（△ωｔ＋θ）およびＡ2sin2（△ωｔ＋θ）で
あり、Ｒ（Ｔ）およびバーＲ（Ｔ）はループフィルタ１
１で平滑されるのと同時に、自動的にcos2（ｘ）＋sin2
（ｘ）＝１の演算が行われるので、ループフィルタ１１
の出力にはＡ2／２という信号電力に比例した電圧が得
られる。この電圧はＡＧＣ増幅器８を通じて利得可変増
幅器７に加えられ、その増幅利得が制御される。
【００２０】直接変換受信機では、増幅利得の大部分は
ベースバンド増幅部、すなわち利得可変増幅器７に置か
れる。ＦＳＫ信号のベースバンド信号には変調符号の内
容に応じた直流成分も含まれているから、この増幅器は
直流増幅器である必要がある。しかし直流増幅器には、
通常、直流オフセットがあり、これはＡＧＣ動作のため
の信号電力の検出に悪影響を与える。そこで、本発明で
は次のようにしてこの直流オフセットを補正する。すな
わち、切換器４がｃに接続された時にはグランド電位が
与えられるから、分配器１３のｃ出力には系全体の直流
オフセット成分が断続波形としてあらわれる。したがっ
てこの断続波形をループフィルタ９で平滑し、利得可変
増幅器のオフセット成分を負帰還制御すれば系全体の直
流オフセットを常に最小に維持できる。このオフセット
成分の負帰還は、切換、乗算、ローパス、増幅、分配
等、系の何れの部分へ帰還してもよいことはもちろんで
ある。
ベースバンド増幅部、すなわち利得可変増幅器７に置か
れる。ＦＳＫ信号のベースバンド信号には変調符号の内
容に応じた直流成分も含まれているから、この増幅器は
直流増幅器である必要がある。しかし直流増幅器には、
通常、直流オフセットがあり、これはＡＧＣ動作のため
の信号電力の検出に悪影響を与える。そこで、本発明で
は次のようにしてこの直流オフセットを補正する。すな
わち、切換器４がｃに接続された時にはグランド電位が
与えられるから、分配器１３のｃ出力には系全体の直流
オフセット成分が断続波形としてあらわれる。したがっ
てこの断続波形をループフィルタ９で平滑し、利得可変
増幅器のオフセット成分を負帰還制御すれば系全体の直
流オフセットを常に最小に維持できる。このオフセット
成分の負帰還は、切換、乗算、ローパス、増幅、分配
等、系の何れの部分へ帰還してもよいことはもちろんで
ある。
【００２１】前述のように、通常のＡＦＣは、ＦＳＫ信
号に対しては変調符号の移動平均値を追跡するから、Ｆ
ＳＫ信号の中心周波数は動かなくても、移動平均値によ
って動かされてしまい、そのためＡＦＣによって多大の
誤字が発生する。したがってＦＳＫ信号の受信のために
は、ＦＳＫ信号の中心周波数を追跡する機能をもったＡ
ＦＣが必要となる。このＦＳＫ信号の中心周波数を検出
する方法としては、発明者が以前に、特開平７−２３５
９５４号：ＦＳＫ受信機用復調補正回路で提供した手段
があり、それをここで活用することができる。以下、こ
の方法を図１に適用した場合の動作について、図２を用
いて説明する。
号に対しては変調符号の移動平均値を追跡するから、Ｆ
ＳＫ信号の中心周波数は動かなくても、移動平均値によ
って動かされてしまい、そのためＡＦＣによって多大の
誤字が発生する。したがってＦＳＫ信号の受信のために
は、ＦＳＫ信号の中心周波数を追跡する機能をもったＡ
ＦＣが必要となる。このＦＳＫ信号の中心周波数を検出
する方法としては、発明者が以前に、特開平７−２３５
９５４号：ＦＳＫ受信機用復調補正回路で提供した手段
があり、それをここで活用することができる。以下、こ
の方法を図１に適用した場合の動作について、図２を用
いて説明する。
【００２２】図１の減算器２４およびループフィルタ１
２が、この中心周波数の誤差を検出する回路である。減
算器の入力波形をｄとｅ、出力波形をｆであらわせば、
減算器ではｆ＝ｄ−ｅが求められる。図２の（ａ）は周
波数誤差が零の時のこの３者の波形例である。図中の
ｄ，ｅ，ｆは減算器のこの入出力波形を示す。この図よ
り分かるように、ｄとｅの振幅は等しいように設定して
あるので、中心周波数に誤差が無ければ、如何なる符号
内容であっても、ｆを平滑したループフィルタ１２の出
力には、制御電圧は生じない。同図（ｂ）は割合大きな
中心周波数誤差がある場合の同上波形例である。このｆ
がループフィルタで平滑されれば周波数誤差相応の直流
制御電圧を生じることは、明らかであろう。このように
して符号内容の影響を受けずに、中心周波数の誤差を検
出できるので、電圧制御発振器２は常に正しい周波数に
維持されることになる。
２が、この中心周波数の誤差を検出する回路である。減
算器の入力波形をｄとｅ、出力波形をｆであらわせば、
減算器ではｆ＝ｄ−ｅが求められる。図２の（ａ）は周
波数誤差が零の時のこの３者の波形例である。図中の
ｄ，ｅ，ｆは減算器のこの入出力波形を示す。この図よ
り分かるように、ｄとｅの振幅は等しいように設定して
あるので、中心周波数に誤差が無ければ、如何なる符号
内容であっても、ｆを平滑したループフィルタ１２の出
力には、制御電圧は生じない。同図（ｂ）は割合大きな
中心周波数誤差がある場合の同上波形例である。このｆ
がループフィルタで平滑されれば周波数誤差相応の直流
制御電圧を生じることは、明らかであろう。このように
して符号内容の影響を受けずに、中心周波数の誤差を検
出できるので、電圧制御発振器２は常に正しい周波数に
維持されることになる。
【００２３】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、ＦＳＫ信号の同相、直交の両成分に対して、共
通の乗算器および増幅器を時分割的に用いることによっ
て、一つの変換器、増幅器で処理することができ、その
結果、同相、直交の両成分の作成、増幅に位相誤差を与
えないで変換、増幅でき、この増幅器を利得可変増幅器
としてその利得を自動制御することによって信号振幅を
一定化できる。両成分の分離後、これらとそれぞれの微
分出力とを襷がけ乗算し、その差を求めることによっ
て、直線周波数検波器としてＦＳＫ信号を復調すること
ができるから、この復調出力とその論理判定出力を用い
て、ＦＳＫ信号の変調符号の内容に災いされないで周波
数誤差を検出できるので、ＦＳＫ信号に適したＡＦＣ系
が構成できる。このような方法によって、常に安定な受
信動作が維持できるＦＳＫ受信機を簡単に構成すること
ができる。
よれば、ＦＳＫ信号の同相、直交の両成分に対して、共
通の乗算器および増幅器を時分割的に用いることによっ
て、一つの変換器、増幅器で処理することができ、その
結果、同相、直交の両成分の作成、増幅に位相誤差を与
えないで変換、増幅でき、この増幅器を利得可変増幅器
としてその利得を自動制御することによって信号振幅を
一定化できる。両成分の分離後、これらとそれぞれの微
分出力とを襷がけ乗算し、その差を求めることによっ
て、直線周波数検波器としてＦＳＫ信号を復調すること
ができるから、この復調出力とその論理判定出力を用い
て、ＦＳＫ信号の変調符号の内容に災いされないで周波
数誤差を検出できるので、ＦＳＫ信号に適したＡＦＣ系
が構成できる。このような方法によって、常に安定な受
信動作が維持できるＦＳＫ受信機を簡単に構成すること
ができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１の動作を説明するための波形図である。
１ ＦＳＫ信号入力端子 ２ 局部発振器 ３ 移相器 ４ 切換器 ５ 乗算器 ６ ローパスフィルタ ７ 利得可変増幅器 ８ ＡＧＣ増幅器 ９ ループフィルタ １０ ２乗器 １１ ループフィルタ １２ ループフィルタ １３ 分配器 １４ ローパスフィルタ １５ ローパスフィルタ １６ 制御パルス発生器 １７ 微分器 １８ 微分器 １９ 乗算器 ２０ 乗算器 ２１ 減算器 ２２ コンパレータ ２３ 基準電圧 ２４ 減算器 ２５ 復調信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 入力ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）
信号をベースバンド信号へ直接周波数変換するための変
換器（乗算器とローパスフィルタから成る）、この変換
器へ加えるための局部搬送波を発生させる電圧制御発振
器、およびこの局部搬送波より作成した同相、直交の位
相をもつ二つの搬送波とグランド電位の三つを切換える
切換器と、変換器出力のベースバンド信号を増幅する利
得可変増幅器と、この利得可変増幅器の出力を三つに分
配する分配器を設け、前記切換器とこの分配器をベース
バンド信号に比し充分に高速で同期して切換え、この分
配器の三つの出力をそれぞれろ波することによって、同
相、直交の両ベースバンド信号、および切換、変換、増
幅、分配系を通じての総合の直流オフセット成分を検出
し、このオフセット成分を前記切換、変換、増幅、分配
系のうちの何れかへ負帰還して直流オフセットを補正す
るとともに、前記利得可変増幅器出力を２乗して信号電
力に変換したのちこの増幅器の利得を負帰還制御するこ
とによって、正確な同相、直交の両ベースバンド信号を
得、この両信号とそれらの微分信号を二つの乗算器を用
いて襷がけに乗算し、両乗算出力の差を求めることによ
って、直線特性の周波数弁別器を構成し、この弁別器出
力をコンパレータに加えて２値の論理電圧レベルに矯正
してＦＳＫ信号の復調出力とするとともに、コンパレー
タの入出力信号を減算回路に加えて両信号波形の差を求
め、これをループフィルタに加えることによって、入力
ＦＳＫ信号の中心周波数と前記局部搬送波との周波数誤
差に比例した電圧を得、これを前記電圧制御発振器に加
えることにより、ＦＳＫ信号の変調の符号内容に無関係
にＡＦＣ（自動周波数制御）動作を行わせるよう構成さ
れていることを特徴とする直接変換ＦＳＫ受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8052321A JPH09224059A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 直接変換ｆｓｋ受信機 |
| US08/802,161 US6038268A (en) | 1996-02-15 | 1997-02-14 | Direct conversion FSK signal radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8052321A JPH09224059A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 直接変換ｆｓｋ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09224059A true JPH09224059A (ja) | 1997-08-26 |
Family
ID=12911538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8052321A Ceased JPH09224059A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 直接変換ｆｓｋ受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6038268A (ja) |
| JP (1) | JPH09224059A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008536367A (ja) * | 2005-03-18 | 2008-09-04 | モトローラ・インコーポレイテッド | 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2330261B (en) * | 1997-10-09 | 2001-06-20 | Plessey Semiconductors Ltd | FSK Demodulator |
| JPH11196015A (ja) * | 1997-12-26 | 1999-07-21 | Alps Electric Co Ltd | 受信回路 |
| US6188733B1 (en) * | 1998-01-16 | 2001-02-13 | General Research Of Electronics, Inc. | Center frequency error detecting circuit for FSK signal receiver |
| JP3568102B2 (ja) * | 1998-07-24 | 2004-09-22 | 松下電器産業株式会社 | 直接変換受信機 |
| JP3462772B2 (ja) * | 1998-11-30 | 2003-11-05 | 三洋電機株式会社 | ラジオ受信機 |
| DE60001960T2 (de) * | 1999-05-24 | 2003-11-13 | Level One Communications, Inc. | Automatische verstärkungsregelung und offsetkorrektur |
| JP2000349840A (ja) * | 1999-06-03 | 2000-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ベースバンド信号オフセット補正回路及び方法、この補正回路を備えたｆｓｋ受信装置 |
| DE60023927D1 (de) | 2000-12-28 | 2005-12-15 | St Microelectronics Nv | FSK-Demodulation |
| US7076225B2 (en) | 2001-02-16 | 2006-07-11 | Qualcomm Incorporated | Variable gain selection in direct conversion receiver |
| US6751250B2 (en) * | 2001-05-24 | 2004-06-15 | Proxim Corporation | High-data-rate frequency-hopping wireless communication system |
| US7881409B2 (en) | 2004-01-22 | 2011-02-01 | The Regents Of The University Of Michigan | Demodulator, chip and method for digitally demodulating an FSK signal |
| CN1320775C (zh) * | 2004-05-10 | 2007-06-06 | 清华大学 | 正交信号通路上消除信号幅度失配电路 |
| WO2007034420A2 (en) * | 2005-09-21 | 2007-03-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Zero or low if receiver |
| JP5020760B2 (ja) * | 2007-09-27 | 2012-09-05 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 受信周波数制御回路 |
| EP2421214B1 (fr) | 2010-08-18 | 2013-05-29 | The Swatch Group Research and Development Ltd. | Récepteur de signaux radiofréquences FSK à faible débit et à conversion directe |
| JP5606400B2 (ja) * | 2011-06-16 | 2014-10-15 | 株式会社東芝 | 信号生成回路、レーダー装置 |
| CN110557118B (zh) * | 2018-05-31 | 2022-12-27 | 华为技术有限公司 | 一种锁相装置及锁相方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2014916C (en) * | 1989-04-20 | 1994-11-08 | Yoichiro Minami | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| JPH0797779B2 (ja) * | 1989-08-25 | 1995-10-18 | 松下電器産業株式会社 | ９０度移相器とデータ受信機 |
| US5263194A (en) * | 1990-03-07 | 1993-11-16 | Seiko Corp. | Zero if radio receiver for intermittent operation |
| US5414736A (en) * | 1991-08-12 | 1995-05-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK data receiving system |
-
1996
- 1996-02-15 JP JP8052321A patent/JPH09224059A/ja not_active Ceased
-
1997
- 1997-02-14 US US08/802,161 patent/US6038268A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008536367A (ja) * | 2005-03-18 | 2008-09-04 | モトローラ・インコーポレイテッド | 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6038268A (en) | 2000-03-14 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040528 |
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|
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|
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