JPH1041992A - 準同期検波復調装置 - Google Patents
準同期検波復調装置Info
- Publication number
- JPH1041992A JPH1041992A JP19487796A JP19487796A JPH1041992A JP H1041992 A JPH1041992 A JP H1041992A JP 19487796 A JP19487796 A JP 19487796A JP 19487796 A JP19487796 A JP 19487796A JP H1041992 A JPH1041992 A JP H1041992A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- error
- signal
- compensation
- circuit
- quadrature
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交検波されたベースバンド信号には、直交
変調器側および直交復調器側でそれぞれ発生した直流オ
フセット誤差および利得誤差が含まれる。これらを発生
原因毎にそれぞれ補償する。 【解決手段】 キャリア同期を行う前段および後段で直
流オフセット誤差補償および利得誤差補償をそれぞれ行
う。これにより、前段および後段で直交変調器側および
直交復調器側でそれぞれ発生した直流オフセット誤差お
よび利得誤差が補償される。 【効果】 誤差の発生原因に依らず、誤差成分の少ない
復調信号が得られる。
変調器側および直交復調器側でそれぞれ発生した直流オ
フセット誤差および利得誤差が含まれる。これらを発生
原因毎にそれぞれ補償する。 【解決手段】 キャリア同期を行う前段および後段で直
流オフセット誤差補償および利得誤差補償をそれぞれ行
う。これにより、前段および後段で直交変調器側および
直交復調器側でそれぞれ発生した直流オフセット誤差お
よび利得誤差が補償される。 【効果】 誤差の発生原因に依らず、誤差成分の少ない
復調信号が得られる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調信号を用
いた無線通信に利用する。本発明は、ディジタル信号処
理を用いてディジタル変調された信号を復調する直交復
調器における誤差成分の補償に関するものである。
いた無線通信に利用する。本発明は、ディジタル信号処
理を用いてディジタル変調された信号を復調する直交復
調器における誤差成分の補償に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来例の準同期検波型復調装置を図１０
を参照して説明する。図１０は従来例の準同期検波型復
調装置のブロック構成図である。ディジタル直交変調信
号が直交検波され、ディジタル信号に変換されてＩチャ
ネルおよびＱチャネル信号として入力端子ｉｎに入力さ
れる。ディジタル加算器１において直流オフセット誤差
補償（ＡＯＣ）を行い、ディジタル乗算器２において利
得誤差補償（ＡＧＣ）を行い、位相補償回路３において
キャリア同期を行い、等化器４を介して符号間干渉を除
去した復調信号が得られる。さらに、この復調信号は判
定回路５に入力されて出力端子ｏｕｔに識別信号が得ら
れる。ここで、位相補償回路３では、直交キャリア信号
の位相に応じた振幅情報を格納した波形ＲＯＭ８−１お
よび８−２により、キャリア再生回路９から出力される
位相情報信号にしたがって順次出力される振幅値を用い
て、 Ｉ′＝Ｉ・ｃｏｓθ＋Ｑ・ｓｉｎθ （１−１） Ｑ′＝Ｑ・ｃｏｓθ−Ｉ・ｓｉｎθ （１−２） の演算を行うことにより、信号位相を回転させ、キャリ
ア位相補償を行う。
を参照して説明する。図１０は従来例の準同期検波型復
調装置のブロック構成図である。ディジタル直交変調信
号が直交検波され、ディジタル信号に変換されてＩチャ
ネルおよびＱチャネル信号として入力端子ｉｎに入力さ
れる。ディジタル加算器１において直流オフセット誤差
補償（ＡＯＣ）を行い、ディジタル乗算器２において利
得誤差補償（ＡＧＣ）を行い、位相補償回路３において
キャリア同期を行い、等化器４を介して符号間干渉を除
去した復調信号が得られる。さらに、この復調信号は判
定回路５に入力されて出力端子ｏｕｔに識別信号が得ら
れる。ここで、位相補償回路３では、直交キャリア信号
の位相に応じた振幅情報を格納した波形ＲＯＭ８−１お
よび８−２により、キャリア再生回路９から出力される
位相情報信号にしたがって順次出力される振幅値を用い
て、 Ｉ′＝Ｉ・ｃｏｓθ＋Ｑ・ｓｉｎθ （１−１） Ｑ′＝Ｑ・ｃｏｓθ−Ｉ・ｓｉｎθ （１−２） の演算を行うことにより、信号位相を回転させ、キャリ
ア位相補償を行う。
【０００３】一方、ドリフトおよび利得の誤差成分は、
検出精度を上げるため復調信号が用いられ、識別信号と
の差分をとることにより検出される。このとき、復調信
号と入力信号の位相が異なるため、復調信号および識別
信号は、位相補償回路３と等化器４の出力遅延時間分だ
け遅延回路１０により遅延させた再生搬送波（波形ＲＯ
Ｍからの出力信号）を用いて、復調信号と入力信号が同
位相となるように位相逆補償回路１１により逆変換され
る。
検出精度を上げるため復調信号が用いられ、識別信号と
の差分をとることにより検出される。このとき、復調信
号と入力信号の位相が異なるため、復調信号および識別
信号は、位相補償回路３と等化器４の出力遅延時間分だ
け遅延回路１０により遅延させた再生搬送波（波形ＲＯ
Ｍからの出力信号）を用いて、復調信号と入力信号が同
位相となるように位相逆補償回路１１により逆変換され
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】中間周波数（ＩＦ）帯
で搬送波同期を行う同期検波方式では、ベースバンドで
信号の位相補償を行わないため、各チャネル毎にオフセ
ット成分および利得誤差成分の検出および補償が行え
る。しかしながら、準同期検波型復調装置では、一般的
に、固定の発振器を用いて直交検波された信号に含まれ
る周波数誤差成分をベースバンド信号の位相を回転させ
ることで搬送波同期が行われる。このため、復調信号に
含まれる誤差成分と入力信号中に含まれる誤差成分は異
なり、位相補償後の直流オフセット誤差成分と利得誤差
成分は以下のようになる。
で搬送波同期を行う同期検波方式では、ベースバンドで
信号の位相補償を行わないため、各チャネル毎にオフセ
ット成分および利得誤差成分の検出および補償が行え
る。しかしながら、準同期検波型復調装置では、一般的
に、固定の発振器を用いて直交検波された信号に含まれ
る周波数誤差成分をベースバンド信号の位相を回転させ
ることで搬送波同期が行われる。このため、復調信号に
含まれる誤差成分と入力信号中に含まれる誤差成分は異
なり、位相補償後の直流オフセット誤差成分と利得誤差
成分は以下のようになる。
【０００５】直交変調器側の直流オフセット誤差成分
（βI 、βQ ）および利得誤差成分（αI 、αQ ）と直
交復調器側のＤＣオフセット誤差成分（βRI、βRQ）お
よび利得誤差成分（αRI、αRQ）を含む直交検波された
信号は以下の式で与えられる。 Ｉｃｈ：αRI〔（αI ＤI ＋βI ）ｃｏｓ（Δωｔ）− （αQ ＤQ ＋βQ ）ｓｉｎ（Δωｔ）〕＋βRI・・（２−１） Ｑｃｈ：αRQ〔（αI ＤI ＋βI ）ｓｉｎ（Δωｔ）＋ （αQ ＤQ ＋βQ ）ｃｏｓ（Δωｔ）〕＋βRQ・・( ２−２） ここで、Δωは周波数オフセット、ＤＩ、ＤＱは各々Ｉ
ｃｈおよびＱｃｈのデータ信号である。
（βI 、βQ ）および利得誤差成分（αI 、αQ ）と直
交復調器側のＤＣオフセット誤差成分（βRI、βRQ）お
よび利得誤差成分（αRI、αRQ）を含む直交検波された
信号は以下の式で与えられる。 Ｉｃｈ：αRI〔（αI ＤI ＋βI ）ｃｏｓ（Δωｔ）− （αQ ＤQ ＋βQ ）ｓｉｎ（Δωｔ）〕＋βRI・・（２−１） Ｑｃｈ：αRQ〔（αI ＤI ＋βI ）ｓｉｎ（Δωｔ）＋ （αQ ＤQ ＋βQ ）ｃｏｓ（Δωｔ）〕＋βRQ・・( ２−２） ここで、Δωは周波数オフセット、ＤＩ、ＤＱは各々Ｉ
ｃｈおよびＱｃｈのデータ信号である。
【０００６】この式（２−１）（２−２）において、利
得誤差成分がない条件（αI ＝αQ＝αRI＝αRQ＝１）
での位相補償後の信号は以下の式で与えられる。 Ｉｃｈ：（ＤI ＋βI ）＋βRIｃｏｓ（Δωｔ）＋βRQｓｉｎ（Δωｔ）・・・ ・・・（３−１） Ｑｃｈ：（ＤQ ＋βQ ）−βRIｓｉｎ（Δωｔ）＋βRQｃｏｓ（Δωｔ）・・・ ・・・（３−２） この式（３−１）（３−２）からわかるように、直交変
調器側で発生したＤＣオフセット誤差成分は、位相補償
後に各チャネルに固定した誤差成分となるが、直交復調
器側のアナログ処理回路において発生した直流オフセッ
ト誤差成分は、位相補償後には識別信号点の周りを回転
する誤差成分となる。逆に、位相補償回路３の前段では
直交変調器側の誤差が回転成分となる。このような二つ
の異なる誤差成分を補償するためには、固定成分と回転
成分とを分離して補償しなければならない。ゆえに、従
来技術に示されるような補償回路２８では、直交変調器
側の誤差成分が無視できる条件下でのみ適用することが
可能であるが、直交変調器側の誤差成分が無視できない
条件下では直交変調器側の誤差と直交復調器側の誤差を
同時に補償することは困難である。
得誤差成分がない条件（αI ＝αQ＝αRI＝αRQ＝１）
での位相補償後の信号は以下の式で与えられる。 Ｉｃｈ：（ＤI ＋βI ）＋βRIｃｏｓ（Δωｔ）＋βRQｓｉｎ（Δωｔ）・・・ ・・・（３−１） Ｑｃｈ：（ＤQ ＋βQ ）−βRIｓｉｎ（Δωｔ）＋βRQｃｏｓ（Δωｔ）・・・ ・・・（３−２） この式（３−１）（３−２）からわかるように、直交変
調器側で発生したＤＣオフセット誤差成分は、位相補償
後に各チャネルに固定した誤差成分となるが、直交復調
器側のアナログ処理回路において発生した直流オフセッ
ト誤差成分は、位相補償後には識別信号点の周りを回転
する誤差成分となる。逆に、位相補償回路３の前段では
直交変調器側の誤差が回転成分となる。このような二つ
の異なる誤差成分を補償するためには、固定成分と回転
成分とを分離して補償しなければならない。ゆえに、従
来技術に示されるような補償回路２８では、直交変調器
側の誤差成分が無視できる条件下でのみ適用することが
可能であるが、直交変調器側の誤差成分が無視できない
条件下では直交変調器側の誤差と直交復調器側の誤差を
同時に補償することは困難である。
【０００７】また、式（２−１）（２−２）において、
直流オフセット誤差成分がない条件（βI ＝βQ ＝βRI
＝βRQ＝０）での位相補償後の信号は以下の式で与えら
れる。 Ｉｃｈ：αI αRav ＤI − αRd〔αI ＤI ｃｏｓ（２Δωｔ）−αQ ＤQ ｓｉｎ（２Δωｔ）〕 ・・・・（４−１） Ｑｃｈ：αQ αRav ＤQ ＋ αRd〔αQ ＤQ ｃｏｓ（２Δωｔ）＋αI ＤI ｓｉｎ（２Δωｔ）〕 ・・・・（４−２） αRav ＝（αRI＋αRQ）／２、 αRd＝（αRQ−αRI）／２ この式（４−１）（４−２）からわかるように、利得誤
差成分に関しては、位相補償後には直交復調器側でのチ
ャネル間の利得誤差成分の差が周波数オフセットに応じ
て回転する。逆に、位相補償回路３の前段では直交変調
器側の振幅誤差成分の差が回転成分となる。この場合も
同様に、従来技術に示される補償回路２８においては直
交変調器側誤差と直交復調器側誤差を同時に補償するこ
とは困難である。
直流オフセット誤差成分がない条件（βI ＝βQ ＝βRI
＝βRQ＝０）での位相補償後の信号は以下の式で与えら
れる。 Ｉｃｈ：αI αRav ＤI − αRd〔αI ＤI ｃｏｓ（２Δωｔ）−αQ ＤQ ｓｉｎ（２Δωｔ）〕 ・・・・（４−１） Ｑｃｈ：αQ αRav ＤQ ＋ αRd〔αQ ＤQ ｃｏｓ（２Δωｔ）＋αI ＤI ｓｉｎ（２Δωｔ）〕 ・・・・（４−２） αRav ＝（αRI＋αRQ）／２、 αRd＝（αRQ−αRI）／２ この式（４−１）（４−２）からわかるように、利得誤
差成分に関しては、位相補償後には直交復調器側でのチ
ャネル間の利得誤差成分の差が周波数オフセットに応じ
て回転する。逆に、位相補償回路３の前段では直交変調
器側の振幅誤差成分の差が回転成分となる。この場合も
同様に、従来技術に示される補償回路２８においては直
交変調器側誤差と直交復調器側誤差を同時に補償するこ
とは困難である。
【０００８】本発明は、このような背景に行われたもの
であって、直交変調器側の誤差成分と直交復調器側の誤
差成分とを共に補償可能な準同期検波復調装置を提供す
ることを目的とする。本発明は、誤差の少ない復調信号
および識別信号を得ることができる準同期検波復調装置
を提供することを目的とする。
であって、直交変調器側の誤差成分と直交復調器側の誤
差成分とを共に補償可能な準同期検波復調装置を提供す
ることを目的とする。本発明は、誤差の少ない復調信号
および識別信号を得ることができる準同期検波復調装置
を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明においては上記問
題点を、直交検波信号の位相補償を行う位相補償回路の
前段および後段に各々補償回路を配置し、前段補償回路
では、主に直交復調器側で発生する直流オフセット誤差
成分および利得誤差成分を逆位相補償した復調信号およ
び識別信号または復調信号および識別信号から検出する
ことで補償を行い、後段補償回路では、直交変調器側で
発生する直流オフセット誤差成分および利得誤差成分を
復調信号および識別信号から検出することにより補償を
行うことにより解決したことを特徴とする。
題点を、直交検波信号の位相補償を行う位相補償回路の
前段および後段に各々補償回路を配置し、前段補償回路
では、主に直交復調器側で発生する直流オフセット誤差
成分および利得誤差成分を逆位相補償した復調信号およ
び識別信号または復調信号および識別信号から検出する
ことで補償を行い、後段補償回路では、直交変調器側で
発生する直流オフセット誤差成分および利得誤差成分を
復調信号および識別信号から検出することにより補償を
行うことにより解決したことを特徴とする。
【００１０】また、式（４−１）（４−２）に示すよう
に利得誤差成分は直交復調器側で発生する利得誤差成分
のチャネル間の差が回転する誤差成分となるため、前段
の補償回路では直交復調器側で発生する直流オフセット
誤差成分と直交復調器側で発生する利得誤差成分のチャ
ネル間の差分の補償を行い、後段の補償回路において
は、直交変調器側で発生する直流オフセット誤差成分と
利得誤差成分、および直交復調器側で発生する利得誤差
成分の平均値の補償を行う手段を用いて上記の問題点を
解決することもできる。
に利得誤差成分は直交復調器側で発生する利得誤差成分
のチャネル間の差が回転する誤差成分となるため、前段
の補償回路では直交復調器側で発生する直流オフセット
誤差成分と直交復調器側で発生する利得誤差成分のチャ
ネル間の差分の補償を行い、後段の補償回路において
は、直交変調器側で発生する直流オフセット誤差成分と
利得誤差成分、および直交復調器側で発生する利得誤差
成分の平均値の補償を行う手段を用いて上記の問題点を
解決することもできる。
【００１１】さらに、ディジタル信号処理を用いて直交
変調信号が直交検波される場合においては、直交復調器
側で発生する利得誤差成分のチャネル間差が無視でき、
かつ直流オフセット誤差成分も同じ値となる。このた
め、前段の補償回路においては、両チャネルに制御計数
を与えることで、直交復調器側で発生した直流オフセッ
ト誤差成分を補償し、後段の補償回路において、直交変
調器側および直交復調器側で発生した利得誤差成分の補
償および直交変調器側で発生する直流オフセット成分の
補償を行うことにより上記の問題点を解決することもで
きる。
変調信号が直交検波される場合においては、直交復調器
側で発生する利得誤差成分のチャネル間差が無視でき、
かつ直流オフセット誤差成分も同じ値となる。このた
め、前段の補償回路においては、両チャネルに制御計数
を与えることで、直交復調器側で発生した直流オフセッ
ト誤差成分を補償し、後段の補償回路において、直交変
調器側および直交復調器側で発生した利得誤差成分の補
償および直交変調器側で発生する直流オフセット成分の
補償を行うことにより上記の問題点を解決することもで
きる。
【００１２】すなわち、本発明は準同期検波型復調装置
であって、直交検波されたＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号がそれぞれ入力される入力端子と、
この信号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償
を行う第一の補償回路と、この信号のキャリア同期を行
う位相補償回路とを備えた準同期検波型復調装置であ
る。本発明の特徴とするところは、前記位相補償回路の
出力信号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償
を行う第二の補償回路を備えたところにある。
であって、直交検波されたＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号がそれぞれ入力される入力端子と、
この信号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償
を行う第一の補償回路と、この信号のキャリア同期を行
う位相補償回路とを備えた準同期検波型復調装置であ
る。本発明の特徴とするところは、前記位相補償回路の
出力信号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償
を行う第二の補償回路を備えたところにある。
【００１３】あるいは、直交検波されたＩチャネルおよ
びＱチャネルのベースバンド信号がそれぞれ入力される
入力端子と、この信号の直流オフセット誤差補償を行う
第一の補償回路と、この信号のキャリア同期を行う位相
補償回路とを備えた準同期検波型復調装置であって、本
発明の特徴とするところは、前記位相補償回路の出力信
号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償を行う
第二の補償回路を備えたところにある。このとき、Ｉチ
ャネルおよびＱチャネルのチャネル毎の利得誤差が相対
的に一致するように利得誤差補償を片方のチャネルで行
う手段を備えることが望ましい。
びＱチャネルのベースバンド信号がそれぞれ入力される
入力端子と、この信号の直流オフセット誤差補償を行う
第一の補償回路と、この信号のキャリア同期を行う位相
補償回路とを備えた準同期検波型復調装置であって、本
発明の特徴とするところは、前記位相補償回路の出力信
号の直流オフセット誤差補償および利得誤差補償を行う
第二の補償回路を備えたところにある。このとき、Ｉチ
ャネルおよびＱチャネルのチャネル毎の利得誤差が相対
的に一致するように利得誤差補償を片方のチャネルで行
う手段を備えることが望ましい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
【００１５】
（第一実施例）本発明第一実施例の構成を図１および図
２を参照して説明する。図１は本発明実施例の全体構成
図である。図２は本発明第一実施例装置のブロック構成
図である。
２を参照して説明する。図１は本発明実施例の全体構成
図である。図２は本発明第一実施例装置のブロック構成
図である。
【００１６】図１に示すように、ＩチャネルおよびＱチ
ャネルのデータ信号は、直交変調器４０に入力されて直
交変調され、送信装置４２およびアンテナＡＮＴ１を介
して送信される。アンテナＡＮＴ２および受信装置４４
を介して受信された直交変調信号は直交復調器４９に入
力されてローカル発振器４８により駆動される直交検波
器４６により直交検波されたベースバンド信号となる。
この直交検波されたベースバンド信号は本発明の準同期
検波復調装置５０に入力され、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルのデータ信号が再生される。ＩチャネルおよびＱチ
ャネルのデータ信号におけるｎの値は、ｎ＝１であれば
４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) 、ｎ＝２
であれば１６ＱＡＭ、ｎ＝４であれば２５６ＱＡＭとな
る。
ャネルのデータ信号は、直交変調器４０に入力されて直
交変調され、送信装置４２およびアンテナＡＮＴ１を介
して送信される。アンテナＡＮＴ２および受信装置４４
を介して受信された直交変調信号は直交復調器４９に入
力されてローカル発振器４８により駆動される直交検波
器４６により直交検波されたベースバンド信号となる。
この直交検波されたベースバンド信号は本発明の準同期
検波復調装置５０に入力され、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルのデータ信号が再生される。ＩチャネルおよびＱチ
ャネルのデータ信号におけるｎの値は、ｎ＝１であれば
４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) 、ｎ＝２
であれば１６ＱＡＭ、ｎ＝４であれば２５６ＱＡＭとな
る。
【００１７】すなわち、本発明は準同期検波型復調装置
５０であって、図２に示すように、直交検波されたＩチ
ャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号がそれぞれ
入力される入力端子ｉｎと、この信号の直流オフセット
誤差補償および利得誤差補償を行う第一の補償回路２０
と、この信号のキャリア同期を行う位相補償回路３とを
備えた準同期検波復調装置５０である。
５０であって、図２に示すように、直交検波されたＩチ
ャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号がそれぞれ
入力される入力端子ｉｎと、この信号の直流オフセット
誤差補償および利得誤差補償を行う第一の補償回路２０
と、この信号のキャリア同期を行う位相補償回路３とを
備えた準同期検波復調装置５０である。
【００１８】ここで、本発明の特徴とするところは、位
相補償回路３の出力信号の直流オフセット誤差補償およ
び利得誤差補償を行う第二の補償回路３０を備えたとこ
ろにある。
相補償回路３の出力信号の直流オフセット誤差補償およ
び利得誤差補償を行う第二の補償回路３０を備えたとこ
ろにある。
【００１９】補償回路２０は、直交変調信号の直流オフ
セット誤差補償を行うディジタル加算器１Ｆ、直交変調
信号の利得誤差補償を行うディジタル乗算器２Ｆ、ルー
プフィルタ６Ｆ、誤差検出回路７Ｆを備えている。補償
回路３０は、キャリア同期後の直交変調信号の直流オフ
セット誤差補償を行うディジタル加算器１Ｂ、キャリア
同期後の直交変調信号の利得誤差補償を行うディジタル
乗算器２Ｂ、ループフィルタ６Ｂ、誤差検出回路７Ｂを
備えている。これにより、本発明第一実施例装置は、直
交復調器４９側の誤差成分の補償を補償回路２０により
行い、直交変調器４０側の誤差成分の補償を補償回路３
０により行う。
セット誤差補償を行うディジタル加算器１Ｆ、直交変調
信号の利得誤差補償を行うディジタル乗算器２Ｆ、ルー
プフィルタ６Ｆ、誤差検出回路７Ｆを備えている。補償
回路３０は、キャリア同期後の直交変調信号の直流オフ
セット誤差補償を行うディジタル加算器１Ｂ、キャリア
同期後の直交変調信号の利得誤差補償を行うディジタル
乗算器２Ｂ、ループフィルタ６Ｂ、誤差検出回路７Ｂを
備えている。これにより、本発明第一実施例装置は、直
交復調器４９側の誤差成分の補償を補償回路２０により
行い、直交変調器４０側の誤差成分の補償を補償回路３
０により行う。
【００２０】本発明第一実施例装置の動作を説明する。
本発明第一実施例装置には、受信装置４４によって受信
された直交変調信号が周波数固定のローカル発振器４８
により直交検波された後のディジタル信号に変換された
ＩチャネルおよびＱチャネル信号が入力され、ディジタ
ル加算器１Ｆを用いて直流オフセット誤差補償を行い、
ディジタル乗算器２Ｆを用いて利得誤差補償を各チャネ
ル毎に行った後に、位相補償回路３においてキャリア同
期を行い、その後、さらにディジタル加算器１Ｂを用い
て直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算器２
Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そし
て、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号が
得られる。さらに、この復調信号が判定回路５に入力さ
れて識別信号が出力端子ｏｕｔに出力される。ここで、
キャリア再生は従来例と同様の演算により行われる。補
償回路３０には復調信号および識別信号が直接入力され
る。また、補償回路２０には、位相逆補償回路１１にお
いて位相補償回路３とは逆の位相回転演算を行った復調
信号および識別信号が入力される。
本発明第一実施例装置には、受信装置４４によって受信
された直交変調信号が周波数固定のローカル発振器４８
により直交検波された後のディジタル信号に変換された
ＩチャネルおよびＱチャネル信号が入力され、ディジタ
ル加算器１Ｆを用いて直流オフセット誤差補償を行い、
ディジタル乗算器２Ｆを用いて利得誤差補償を各チャネ
ル毎に行った後に、位相補償回路３においてキャリア同
期を行い、その後、さらにディジタル加算器１Ｂを用い
て直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算器２
Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そし
て、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号が
得られる。さらに、この復調信号が判定回路５に入力さ
れて識別信号が出力端子ｏｕｔに出力される。ここで、
キャリア再生は従来例と同様の演算により行われる。補
償回路３０には復調信号および識別信号が直接入力され
る。また、補償回路２０には、位相逆補償回路１１にお
いて位相補償回路３とは逆の位相回転演算を行った復調
信号および識別信号が入力される。
【００２１】本発明第一実施例で用いる誤差検出回路７
Ｆおよび７Ｂについて図３を参照して説明する。図３は
本発明第一実施例で用いる誤差検出回路７Ｆおよび７Ｂ
のブロック構成図である。図３に示す誤差検出回路７Ｆ
および７Ｂは、制御アルゴリズムとしてＺＦ(Zero-forc
ing)法を用いた場合の例を示す。図３において、各チャ
ネルの誤差信号成分は入力された復調信号と識別信号の
差分をとることにより得られる。直流オフセット誤差補
償は、誤差信号成分の極性を直流オフセット誤差信号と
して用い、ループフィルタ６Ｆおよび６Ｂにおいて直流
オフセット誤差信号を積分することで得られる制御係数
をディジタル加算器１Ｆおよび１Ｂに与えることにより
行われる。一方、利得誤差補償のための利得誤差信号は
誤差信号成分の極性と識別信号の極性との排他的論理和
（Ｉ-sign とＩ-error、Ｑ-signとＱ-error) により検
出される。そして、利得誤差補償は、利得誤差信号をル
ープフィルタ６Ｆおよび６Ｂを用いて積分することで得
られる制御係数をディジタル乗算器２Ｆおよび２Ｂに入
力することにより行われる。
Ｆおよび７Ｂについて図３を参照して説明する。図３は
本発明第一実施例で用いる誤差検出回路７Ｆおよび７Ｂ
のブロック構成図である。図３に示す誤差検出回路７Ｆ
および７Ｂは、制御アルゴリズムとしてＺＦ(Zero-forc
ing)法を用いた場合の例を示す。図３において、各チャ
ネルの誤差信号成分は入力された復調信号と識別信号の
差分をとることにより得られる。直流オフセット誤差補
償は、誤差信号成分の極性を直流オフセット誤差信号と
して用い、ループフィルタ６Ｆおよび６Ｂにおいて直流
オフセット誤差信号を積分することで得られる制御係数
をディジタル加算器１Ｆおよび１Ｂに与えることにより
行われる。一方、利得誤差補償のための利得誤差信号は
誤差信号成分の極性と識別信号の極性との排他的論理和
（Ｉ-sign とＩ-error、Ｑ-signとＱ-error) により検
出される。そして、利得誤差補償は、利得誤差信号をル
ープフィルタ６Ｆおよび６Ｂを用いて積分することで得
られる制御係数をディジタル乗算器２Ｆおよび２Ｂに入
力することにより行われる。
【００２２】（第二実施例）本発明第二実施例を図４を
参照して説明する。図４は本発明第二実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第二実施例装置では、制御系
の安定性を増すために、位相補償回路３の前段の利得誤
差補償は、直交復調後に回転成分となって現れるチャネ
ル間の誤差成分差を吸収することを目的としており、片
方のチャネルのみにディジタル乗算器２Ｆが配置される
構成となっている。
参照して説明する。図４は本発明第二実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第二実施例装置では、制御系
の安定性を増すために、位相補償回路３の前段の利得誤
差補償は、直交復調後に回転成分となって現れるチャネ
ル間の誤差成分差を吸収することを目的としており、片
方のチャネルのみにディジタル乗算器２Ｆが配置される
構成となっている。
【００２３】直交復調器４９側の利得誤差成分の各チャ
ネルでの平均値は直交変調器４０側の誤差成分に加算さ
れるために、同一成分として解釈することができる。こ
のため、本発明第一実施例装置においては、補償回路２
２および補償回路３０で共に直交復調器４９側の利得誤
差成分を補償しようとすると、ループの遅延時間などの
回路構成上の制約から制御が不安定になる可能性があ
る。上記式（４−１）（４−２）から、回転する成分が
なくなれば、位相補償後の利得誤差補償のみで補償可能
である。
ネルでの平均値は直交変調器４０側の誤差成分に加算さ
れるために、同一成分として解釈することができる。こ
のため、本発明第一実施例装置においては、補償回路２
２および補償回路３０で共に直交復調器４９側の利得誤
差成分を補償しようとすると、ループの遅延時間などの
回路構成上の制約から制御が不安定になる可能性があ
る。上記式（４−１）（４−２）から、回転する成分が
なくなれば、位相補償後の利得誤差補償のみで補償可能
である。
【００２４】すなわち、本発明第二実施例装置には、受
信装置４４により受信された直交変調信号が周波数固定
のローカル発振器４８により直交検波された後のディジ
タル信号に変換されたＩチャネルおよびＱチャネル信号
が入力され、ディジタル加算器１Ｆを用いて直流オフセ
ット誤差補償を各チャネル毎に行い、片方のチャネルに
のみ配置されたディジタル乗算器２Ｆを用いて利得誤差
補償を行った後に、位相補償回路３においてキャリア同
期を行い、その後に、さらにディジタル加算器１Ｂを用
いて直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算器
２Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そし
て、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号が
得られる。さらに、この復調信号を判定回路５に入力し
て出力端子ｏｕｔに識別信号が出力される。ここで、キ
ャリア再生は従来例と同様の演算により行われる。
信装置４４により受信された直交変調信号が周波数固定
のローカル発振器４８により直交検波された後のディジ
タル信号に変換されたＩチャネルおよびＱチャネル信号
が入力され、ディジタル加算器１Ｆを用いて直流オフセ
ット誤差補償を各チャネル毎に行い、片方のチャネルに
のみ配置されたディジタル乗算器２Ｆを用いて利得誤差
補償を行った後に、位相補償回路３においてキャリア同
期を行い、その後に、さらにディジタル加算器１Ｂを用
いて直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算器
２Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そし
て、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号が
得られる。さらに、この復調信号を判定回路５に入力し
て出力端子ｏｕｔに識別信号が出力される。ここで、キ
ャリア再生は従来例と同様の演算により行われる。
【００２５】補償回路３０には復調信号および識別信号
が直接入力され、本発明第一実施例で図３に示した誤差
検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例で説明した後段
の補償回路３０と同じ補償動作が行われる。
が直接入力され、本発明第一実施例で図３に示した誤差
検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例で説明した後段
の補償回路３０と同じ補償動作が行われる。
【００２６】本発明第二実施例で用いる前段の補償回路
２２を図５を参照して説明する。図５は本発明第二実施
例で用いる前段の補償回路２２の誤差検出回路１２Ｆの
ブロック構成図である。前段の補償回路２２には、位相
逆補償回路１１において位相補償回路３とは逆の位相回
転演算を行った復調信号および識別信号が入力される。
２２を図５を参照して説明する。図５は本発明第二実施
例で用いる前段の補償回路２２の誤差検出回路１２Ｆの
ブロック構成図である。前段の補償回路２２には、位相
逆補償回路１１において位相補償回路３とは逆の位相回
転演算を行った復調信号および識別信号が入力される。
【００２７】誤差検出回路１２Ｆは、制御アルゴリズム
としてＺＦ法を用いた場合の例を示す。各チャネルの誤
差信号成分は入力された復調信号と識別信号の差分を取
ることにより得られる。直流オフセット誤差補償は、こ
の誤差信号成分の極性を直流オフセット誤差信号として
用い、ループフィルタ６Ｆにおいて直流オフセット誤差
信号を積分することで得られる制御係数をディジタル加
算器１Ｆに与えることにより行われる。一方、ここでの
利得誤差補償は、チャネル間の振幅誤差成分の差を吸収
するために行われる。そのため、誤差信号の検出過程で
は、誤差信号成分の極性と識別信号の極性の排他的論理
和（Ｉ-sign とＩ-error、Ｑ-sign とＱ-error) で得ら
れる各チャネルの利得誤差信号を求める。そして、誤差
検出回路１２Ｆからの出力信号をループフィルタ６Ｆを
用いて積分することで得られる制御係数をディジタル乗
算器２Ｆに入力することにより行われる。
としてＺＦ法を用いた場合の例を示す。各チャネルの誤
差信号成分は入力された復調信号と識別信号の差分を取
ることにより得られる。直流オフセット誤差補償は、こ
の誤差信号成分の極性を直流オフセット誤差信号として
用い、ループフィルタ６Ｆにおいて直流オフセット誤差
信号を積分することで得られる制御係数をディジタル加
算器１Ｆに与えることにより行われる。一方、ここでの
利得誤差補償は、チャネル間の振幅誤差成分の差を吸収
するために行われる。そのため、誤差信号の検出過程で
は、誤差信号成分の極性と識別信号の極性の排他的論理
和（Ｉ-sign とＩ-error、Ｑ-sign とＱ-error) で得ら
れる各チャネルの利得誤差信号を求める。そして、誤差
検出回路１２Ｆからの出力信号をループフィルタ６Ｆを
用いて積分することで得られる制御係数をディジタル乗
算器２Ｆに入力することにより行われる。
【００２８】（第三実施例）本発明第三実施例を図６を
参照して説明する。図６は本発明第三実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第三実施例は、直交検波をデ
ィジタル信号処理により実現した場合の構成であり、位
相補償回路３の後段にのみ利得誤差補償が配置されてい
る。また、直流オフセット誤差補償に関しても、チャネ
ル間の直流オフセット誤差成分の差がないため、同一の
係数で制御している。
参照して説明する。図６は本発明第三実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第三実施例は、直交検波をデ
ィジタル信号処理により実現した場合の構成であり、位
相補償回路３の後段にのみ利得誤差補償が配置されてい
る。また、直流オフセット誤差補償に関しても、チャネ
ル間の直流オフセット誤差成分の差がないため、同一の
係数で制御している。
【００２９】この理由は、直交検波をディジタル処理で
行ったとき、利得誤差成分に関してチャネル間の差は存
在しないため（式（４−１）（４−２）では、第二項が
なくなり、第一項のみとなる）、回転する成分が存在し
なくなり、固定した成分のみとなる。そのため、位相補
償後に利得誤差補償を配置するのみで、直交変調器４０
側の成分と直交復調器４９側の成分を同時に補償でき
る。
行ったとき、利得誤差成分に関してチャネル間の差は存
在しないため（式（４−１）（４−２）では、第二項が
なくなり、第一項のみとなる）、回転する成分が存在し
なくなり、固定した成分のみとなる。そのため、位相補
償後に利得誤差補償を配置するのみで、直交変調器４０
側の成分と直交復調器４９側の成分を同時に補償でき
る。
【００３０】本発明第三実施例装置には、受信装置４４
により受信された直交変調信号がディジタル信号に変換
された後に、ディジタル信号処理により直交検波された
ＩチャネルおよびＱチャネル信号が入力され、ディジタ
ル加算器１Ｆを用いて直流オフセット誤差補償を各チャ
ネル毎に行った後に、位相補償回路３においてキャリア
同期を行い、その後に、さらにディジタル加算器１Ｂを
用いて直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算
器２Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そ
して、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号
が得られる。さらに、この復調信号は判定回路５に入力
されて出力端子ｏｕｔに識別信号が出力される。ここ
で、キャリア再生は従来例と同様の演算により行われ
る。
により受信された直交変調信号がディジタル信号に変換
された後に、ディジタル信号処理により直交検波された
ＩチャネルおよびＱチャネル信号が入力され、ディジタ
ル加算器１Ｆを用いて直流オフセット誤差補償を各チャ
ネル毎に行った後に、位相補償回路３においてキャリア
同期を行い、その後に、さらにディジタル加算器１Ｂを
用いて直流オフセット誤差補償を行い、ディジタル乗算
器２Ｂを用いて利得誤差補償を各チャネル毎に行う。そ
して、等化器４を介して符号間干渉を除去した復調信号
が得られる。さらに、この復調信号は判定回路５に入力
されて出力端子ｏｕｔに識別信号が出力される。ここ
で、キャリア再生は従来例と同様の演算により行われ
る。
【００３１】後段の補償回路３０には復調信号および識
別信号が直接入力され、本発明第一実施例で用いた図３
の誤差検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例の後段の
補償回路３０と同じ補償動作が行われる。
別信号が直接入力され、本発明第一実施例で用いた図３
の誤差検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例の後段の
補償回路３０と同じ補償動作が行われる。
【００３２】本発明第三実施例で用いる前段の補償回路
２４の誤差検出回路１３Ｆを図７を参照して説明する。
図７は本発明第三実施例で用いる誤差検出回路１３Ｆの
ブロック構成図である。前段の補償回路２４には、位相
逆補償回路１１において位相補償回路３とは逆の位相回
転演算を行った復調信号および識別信号が入力され、図
７の誤差検出回路１３Ｆを用いて補償動作が行われる。
制御アルゴリズムとしてＺＦ法を用いた場合の例を示
す。
２４の誤差検出回路１３Ｆを図７を参照して説明する。
図７は本発明第三実施例で用いる誤差検出回路１３Ｆの
ブロック構成図である。前段の補償回路２４には、位相
逆補償回路１１において位相補償回路３とは逆の位相回
転演算を行った復調信号および識別信号が入力され、図
７の誤差検出回路１３Ｆを用いて補償動作が行われる。
制御アルゴリズムとしてＺＦ法を用いた場合の例を示
す。
【００３３】誤差検出回路１３Ｆでは、誤差信号成分は
入力された復調信号と識別信号の差分をとることにより
得られる。また、このとき、ディジタル信号処理を用い
て直交検波された信号においては、アナログ信号処理に
より直交検波を行った際に、回路特性などのバラツキに
より発生する直流オフセット誤差のチャネル間の差は無
視できる。このため、ここでの直流オフセット誤差補償
は、チャネル毎に得られる誤差信号成分を加算すること
で直流オフセット誤差信号を求め、この信号をループフ
ィルタ６Ｆを用いて積分することで得られた制御係数を
両方のチャネルのディジタル加算器１Ｆに同時に与える
ことにより行われる。一方、利得誤差補償は、ディジタ
ル信号処理を用いて直交検波された信号においては、ア
ナログ信号処理により直交検波を行った際に、回路特性
などのバラツキにより発生する振幅誤差のチャネル間の
差は無視できるため、前段での制御は行わない。
入力された復調信号と識別信号の差分をとることにより
得られる。また、このとき、ディジタル信号処理を用い
て直交検波された信号においては、アナログ信号処理に
より直交検波を行った際に、回路特性などのバラツキに
より発生する直流オフセット誤差のチャネル間の差は無
視できる。このため、ここでの直流オフセット誤差補償
は、チャネル毎に得られる誤差信号成分を加算すること
で直流オフセット誤差信号を求め、この信号をループフ
ィルタ６Ｆを用いて積分することで得られた制御係数を
両方のチャネルのディジタル加算器１Ｆに同時に与える
ことにより行われる。一方、利得誤差補償は、ディジタ
ル信号処理を用いて直交検波された信号においては、ア
ナログ信号処理により直交検波を行った際に、回路特性
などのバラツキにより発生する振幅誤差のチャネル間の
差は無視できるため、前段での制御は行わない。
【００３４】（第四実施例）本発明第四実施例を図８を
参照して説明する。図８は本発明第四実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第四実施例装置は、図６に示
した本発明第三実施例装置の構成を簡略化したものであ
る。ここでは、位相逆補償回路１１を省略することによ
り、回路規模の縮小を図っている。なお、信号入力から
復調信号および識別信号が得られるまでの信号処理は本
発明第三実施例と同じである。
参照して説明する。図８は本発明第四実施例装置のブロ
ック構成図である。本発明第四実施例装置は、図６に示
した本発明第三実施例装置の構成を簡略化したものであ
る。ここでは、位相逆補償回路１１を省略することによ
り、回路規模の縮小を図っている。なお、信号入力から
復調信号および識別信号が得られるまでの信号処理は本
発明第三実施例と同じである。
【００３５】本発明第四実施例の後段の補償回路３０に
は、復調信号および識別信号が直接入力され、本発明第
一実施例の誤差検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例
と同じ補償動作が行われる。
は、復調信号および識別信号が直接入力され、本発明第
一実施例の誤差検出回路７Ｂを用い、本発明第一実施例
と同じ補償動作が行われる。
【００３６】本発明第四実施例の前段の補償回路２６に
ついて図９を参照して説明する。図９は本発明第四実施
例で用いる誤差検出回路１４Ｆのブロック構成図であ
る。前段の補償回路２６には、復調信号および識別信号
が直接入力されるとともに、さらにキャリア再生回路９
から出力される位相制御情報信号も入力され、図９に示
した誤差検出回路１４Ｆを用いて補償動作が行われる。
アルゴリズムとしてＺＦ法を用いた場合の例を示す。
ついて図９を参照して説明する。図９は本発明第四実施
例で用いる誤差検出回路１４Ｆのブロック構成図であ
る。前段の補償回路２６には、復調信号および識別信号
が直接入力されるとともに、さらにキャリア再生回路９
から出力される位相制御情報信号も入力され、図９に示
した誤差検出回路１４Ｆを用いて補償動作が行われる。
アルゴリズムとしてＺＦ法を用いた場合の例を示す。
【００３７】図９において、各チャネルの誤差信号成分
は入力された復調信号と識別信号の差分をとることによ
り得られる。このとき、直流オフセット誤差極性は位相
補償回路３での位相回転量に応じて表１のように変換す
る。
は入力された復調信号と識別信号の差分をとることによ
り得られる。このとき、直流オフセット誤差極性は位相
補償回路３での位相回転量に応じて表１のように変換す
る。
【００３８】
【表１】 そこで、誤差信号（Ｉ-error、Ｑ-error) およびこの極
性反転信号〔外１〕の中から、キャリア位相制御情報信
号を用いて選択することで、位相回転分を補正した直流
オフセット誤差信号を得ている。
性反転信号〔外１〕の中から、キャリア位相制御情報信
号を用いて選択することで、位相回転分を補正した直流
オフセット誤差信号を得ている。
【００３９】
【外１】 （実施例まとめ）このように、位相補償回路３の前段と
後段に各々補償回路２０、２２、２４、２６および３０
を配置することで直交変調器側で発生する誤差成分と直
交復調器側で発生する誤差成分を両方とも補償可能な準
同期検波復調装置を実現することができる。このため、
従来例では、直交変調器側の誤差成分が十分に補償でき
なかったことに起因する誤り率特性の劣化を低減するこ
とが可能となる。
後段に各々補償回路２０、２２、２４、２６および３０
を配置することで直交変調器側で発生する誤差成分と直
交復調器側で発生する誤差成分を両方とも補償可能な準
同期検波復調装置を実現することができる。このため、
従来例では、直交変調器側の誤差成分が十分に補償でき
なかったことに起因する誤り率特性の劣化を低減するこ
とが可能となる。
【００４０】また、一般に、本発明のように多数の制御
ループを形成した場合には、制御が不安定になるという
問題点を有する。この構成においても、周波数オフセッ
ト量の少ない場合には、前段および後段ではほぼ同一の
制御が行われているために、制御が不安定になるものと
考えられる。しかしながら、本発明の補償回路２０、２
２、２４、２６および３０は、周波数オフセット量に比
例した制御であるため、キャリア再生回路９から出力さ
れる制御値を用いて、前段あるいは後段の補償回路２
０、２２、２４、２６および３０の制御のＯＮ／ＯＦ
Ｆ、制御係数のホールドが簡単に行えるため、この制御
を周波数オフセット量に応じて行うことでこの問題点は
簡単に回避できる。さらに、この構成は全てのディジタ
ル回路で実現されているために、これらの制御は簡単に
実現できる。以上の理由から、本発明では、多数の制御
ループが形成されていても、安定した誤差補償が可能で
ある。
ループを形成した場合には、制御が不安定になるという
問題点を有する。この構成においても、周波数オフセッ
ト量の少ない場合には、前段および後段ではほぼ同一の
制御が行われているために、制御が不安定になるものと
考えられる。しかしながら、本発明の補償回路２０、２
２、２４、２６および３０は、周波数オフセット量に比
例した制御であるため、キャリア再生回路９から出力さ
れる制御値を用いて、前段あるいは後段の補償回路２
０、２２、２４、２６および３０の制御のＯＮ／ＯＦ
Ｆ、制御係数のホールドが簡単に行えるため、この制御
を周波数オフセット量に応じて行うことでこの問題点は
簡単に回避できる。さらに、この構成は全てのディジタ
ル回路で実現されているために、これらの制御は簡単に
実現できる。以上の理由から、本発明では、多数の制御
ループが形成されていても、安定した誤差補償が可能で
ある。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直交変調器側の誤差成分と直交復調器側の誤差成分とを
共に補償可能な準同期検波復調器を実現することができ
る。したがって、誤差の少ない復調信号および識別信号
を得ることができる。
直交変調器側の誤差成分と直交復調器側の誤差成分とを
共に補償可能な準同期検波復調器を実現することができ
る。したがって、誤差の少ない復調信号および識別信号
を得ることができる。
【図１】本発明実施例の全体構成図。
【図２】本発明第一実施例装置のブロック構成図。
【図３】本発明第一実施例で用いる前段の補償回路の誤
差検出回路のブロック構成図。
差検出回路のブロック構成図。
【図４】本発明第二実施例装置のブロック構成図。
【図５】本発明第二実施例で用いる前段の補償回路の誤
差検出回路のブロック構成図。
差検出回路のブロック構成図。
【図６】本発明第三実施例装置のブロック構成図。
【図７】本発明第三実施例で用いる前段の補償回路の誤
差検出回路のブロック構成図。
差検出回路のブロック構成図。
【図８】本発明第四実施例装置のブロック構成図。
【図９】本発明第四実施例で用いる前段の補償回路の誤
差検出回路のブロック構成図。
差検出回路のブロック構成図。
【図１０】従来例の準同期検波復調装置のブロック構成
図。
図。
１、１Ｆ、１Ｂ、１３３ ディジタル加算器 ２、２Ｆ、２Ｂ ディジタル乗算器 ３ 位相補償回路 ４ 等化器 ５ 判定回路 ６、６Ｆ、６Ｂ ループフィルタ ７、７Ｆ、７Ｂ、１２Ｆ、１３Ｆ、１４Ｆ 誤差検出回
路 ８−１ 波形ＲＯＭ（ｓｉｎ関数） ８−２ 波形ＲＯＭ（ｃｏｓ関数） ９ キャリア再生回路 １０ 遅延回路 １１ 位相逆補償回路 ２０、２２、２４、２６、２８、３０ 補償回路 ４０ 直交変調器 ４２ 送信装置 ４４ 受信装置 ４６ 直交検波器 ４８ ローカル発振器 ４９ 直交復調器 ５０ 準同期検波復調装置 ７１、１２１、１２４、１３１ ディジタル減算器 ７２、１２２、１３２ 極性回路 ７３、１２３、 排他的論理和回路 ＡＮＴ１、ＡＮＴ２ アンテナ ｉｎ 入力端子 ｏｕｔ 出力端子
路 ８−１ 波形ＲＯＭ（ｓｉｎ関数） ８−２ 波形ＲＯＭ（ｃｏｓ関数） ９ キャリア再生回路 １０ 遅延回路 １１ 位相逆補償回路 ２０、２２、２４、２６、２８、３０ 補償回路 ４０ 直交変調器 ４２ 送信装置 ４４ 受信装置 ４６ 直交検波器 ４８ ローカル発振器 ４９ 直交復調器 ５０ 準同期検波復調装置 ７１、１２１、１２４、１３１ ディジタル減算器 ７２、１２２、１３２ 極性回路 ７３、１２３、 排他的論理和回路 ＡＮＴ１、ＡＮＴ２ アンテナ ｉｎ 入力端子 ｏｕｔ 出力端子
Claims (3)
- 【請求項１】 直交検波されたＩチャネルおよびＱチャ
ネルのベースバンド信号がそれぞれ入力される入力端子
と、この信号の直流オフセット誤差補償および利得誤差
補償を行う第一の補償回路と、この信号のキャリア同期
を行う位相補償回路とを備えた準同期検波型復調装置に
おいて、 前記位相補償回路の出力信号の直流オフセット誤差補償
および利得誤差補償を行う第二の補償回路を備えたこと
を特徴とする準同期検波復調装置。 - 【請求項２】 直交検波されたＩチャネルおよびＱチャ
ネルのベースバンド信号がそれぞれ入力される入力端子
と、この信号の直流オフセット誤差補償を行う第一の補
償回路と、この信号のキャリア同期を行う位相補償回路
とを備えた準同期検波型復調装置において、 前記位相補償回路の出力信号の直流オフセット誤差補償
および利得誤差補償を行う第二の補償回路を備えたこと
を特徴とする準同期検波復調装置。 - 【請求項３】 ＩチャネルおよびＱチャネルのチャネル
毎の利得誤差が相対的に一致するように利得誤差補償を
片方のチャネルで行う手段を備えた請求項２記載の準同
期検波復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19487796A JPH1041992A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | 準同期検波復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19487796A JPH1041992A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | 準同期検波復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1041992A true JPH1041992A (ja) | 1998-02-13 |
Family
ID=16331808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19487796A Pending JPH1041992A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | 準同期検波復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1041992A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6310513B1 (en) | 1999-01-25 | 2001-10-30 | Nec Corporation | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| US6373909B2 (en) | 1999-10-22 | 2002-04-16 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Communications terminal having a receiver and method for removing known interferers from a digitized intermediate frequency signal |
| US6442383B1 (en) | 1998-03-27 | 2002-08-27 | Nec Corporation | Demodulator and digital wireless communication receiver |
| JP2003513542A (ja) * | 1999-10-29 | 2003-04-08 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン | 二段階の直流オフセット修正、同期およびチャネル推定を有する無線受信機 |
| US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
| KR100438068B1 (ko) * | 2001-09-25 | 2004-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 중계기 및 수신기의 ｆｐｌｌ시스템 |
| US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
| JP2008244918A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
| JPWO2006132118A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2009-01-08 | 松下電器産業株式会社 | 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置 |
| JP2012235371A (ja) * | 2011-05-06 | 2012-11-29 | Nec Corp | 復調装置及び復調方法 |
| US8634790B2 (en) * | 2001-02-16 | 2014-01-21 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion receiver architecture with digital fine resolution variable gain amplification |
-
1996
- 1996-07-24 JP JP19487796A patent/JPH1041992A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6442383B1 (en) | 1998-03-27 | 2002-08-27 | Nec Corporation | Demodulator and digital wireless communication receiver |
| US6310513B1 (en) | 1999-01-25 | 2001-10-30 | Nec Corporation | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| US6373909B2 (en) | 1999-10-22 | 2002-04-16 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Communications terminal having a receiver and method for removing known interferers from a digitized intermediate frequency signal |
| JP2003513542A (ja) * | 1999-10-29 | 2003-04-08 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン | 二段階の直流オフセット修正、同期およびチャネル推定を有する無線受信機 |
| US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
| US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
| US8634790B2 (en) * | 2001-02-16 | 2014-01-21 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion receiver architecture with digital fine resolution variable gain amplification |
| KR100438068B1 (ko) * | 2001-09-25 | 2004-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 중계기 및 수신기의 ｆｐｌｌ시스템 |
| JPWO2006132118A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2009-01-08 | 松下電器産業株式会社 | 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置 |
| JP4495210B2 (ja) * | 2005-06-09 | 2010-06-30 | パナソニック株式会社 | 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置 |
| JP2008244918A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
| JP2012235371A (ja) * | 2011-05-06 | 2012-11-29 | Nec Corp | 復調装置及び復調方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7200188B2 (en) | Method and apparatus for frequency offset compensation | |
| US4085378A (en) | QPSK demodulator | |
| JP3744546B2 (ja) | 被サンプリング信号の可変ｄ．ｃ．オフセットを補償する方法および装置 | |
| US6075408A (en) | OQPSK phase and timing detection | |
| JP4366808B2 (ja) | タイミングエラー検出回路および復調回路とその方法 | |
| JPH10327204A (ja) | 等化器を用いた位相同期ループ回路 | |
| JPH0716206B2 (ja) | 信号検出器 | |
| JPH07212421A (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JP3742257B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH0131821B2 (ja) | ||
| JPH1041992A (ja) | 準同期検波復調装置 | |
| JPH09224059A (ja) | 直接変換ｆｓｋ受信機 | |
| US5150383A (en) | Asynchronous quadrature demodulator | |
| JPH03245628A (ja) | 時分割多重アクセス装置の端末装置 | |
| JP2959498B2 (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| JP3183266B2 (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| JP2004040678A (ja) | 復調装置 | |
| JP4449144B2 (ja) | キャリア再生装置およびその方法と受信装置 | |
| JP3006382B2 (ja) | 周波数オフセット補正装置 | |
| JP3148090B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号同期復調器 | |
| JP4292667B2 (ja) | 受信装置およびその方法 | |
| JP4139814B2 (ja) | 周波数誤差検出方法、受信方法、及び送受信方法 | |
| JP2792292B2 (ja) | 受信機 | |
| JP3660930B2 (ja) | 無線通信装置における自動周波数制御信号発生回路、受信装置、基地局装置、無線送受信システム、及び周波数誤差検出方法 | |
| JP2958612B2 (ja) | 多値ｑａｍ復調装置 |