JPH0923162A

JPH0923162A - 符号復号装置

Info

Publication number: JPH0923162A
Application number: JP7171847A
Authority: JP
Inventors: Naoki Ejima; 直樹江島
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-07-07
Filing date: 1995-07-07
Publication date: 1997-01-21
Anticipated expiration: 2015-07-07
Also published as: JP3282450B2

Abstract

(57)【要約】【目的】従来に比べ低ビットレートでも広帯域、低歪
率、高ダイナミックレンジの全てに優れる符号復号装置
を提供する。【構成】符号時は小レベルを高分解能にした非一様量
子化器１２０と逆特性を有する逆量子化器１３０で再量
子化した量子化誤差をシェーピングフィルタ（帰還回路
１５０）を通じて入力信号に加算して非一様量子化器１
２０から出力を取り出し、復号時は入力信号を逆量子化
器１３０を通じて出力を得るようにし、符号復号で逆量
子化器を共用した。非一様量子化の高分解能とノイズシ
ェイピングのＳＮ改善の相乗作用により、広帯域、低歪
率、高ダイナミックレンジが達成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はデジタル信号を高品質で
伝送するための符号復号装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】コンパクトディスクやＤＡＴ等デジタル
信号による音楽の記録再生が広く行なわれている。例え
ばコンパクトディスクはサンプリング周波数４４.１kH
z、１６ビットの直線符号で記録している。この方式で
は２２.０５kHzを超える音の再生もできないし、９８ｄ
Ｂを超えるダイナミックレンジを得ることも原理的に不
可能である。生演奏の楽器から発生する音響信号には２
２.０５kHzを超える成分を含んでいるにも関わらず、可
聴帯域外であることを理由にこの成分を再生する必要が
ないとされていた。ところが近年、超高音が人間の脳波
であるα波を活性化する可能性についての研究がなされ
ており、超高音が脳波に何らかの作用があると考えられ
始めてきた。人間に聴こえるかどうかは個体差もあって
一概には言えないが何らかの身体的生理的な影響や効果
があること、および将来の文化遺産としてより高音質な
ものを残すために再生信号における超高域成分が重要で
あることが指摘されている。また、実際の音のダイナミ
ックレンジは１００ｄＢを超え１３０ｄＢに到るものが
存在することに対して、これを直線符号の１６ビットで
表現した場合のクリップ歪が生じやすいこと、および特
に信号の小さい領域で量子化誤差による歪みが音の濁り
となることなどからダイナミックレンジが不足している
ことが指摘されている。

【０００３】そこで、誠文堂新光社発行、無線と実験誌
１９９５年２月号第１００〜１０１頁に示されるよう
に、１６ビットデータのＬＳＢを用い、このビットに２
２.０５kHz以上の音楽信号情報をＡＤＰＣＭを用いて記
録するという方法（方式１とする）や、アイエー出版社
発行、ラジオ技術誌１９９１年４月号第１４７〜１５０
頁に示されるように、ノイズシェーピングを用いて量子
化雑音を１５kHz〜２２.０５kHzに追いやり、聴感上の
ダイナミックレンジを改善する方法（方式２とする）が
提案されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、方式１においては再生帯域は広くなる反
面、可聴帯域でのダイナミックレンジが６ｄＢ低下する
問題があり、また、方式２においては可聴帯域内の１５
kHz〜２０kHzでダイナミックレンジが著しく低下すると
いう問題点があった。

【０００５】本発明は上記の問題を解決するもので、広
帯域でしかも高ダイナミックレンジを有する符号復号装
置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明では、非一様量子
化特性を有する入力符号を非一様に量子化する非一様量
子化と、前記非一様量子化とは逆変換を行う逆量子化
と、前記非一様量子化と前記逆量子化の両方の変換を行
うプロセスの前後の差を所定の伝達関数Ｈ1(z)をかけて
入力信号と加算し、前記加算結果を前記非一様量子化プ
ロセスに帰還する系により符号結果を得る符号方法を使
用する。この目的を達成するために本発明による符号復
号装置は、符号時は、非一様量子化特性を有する非一様
量子化器とこれの逆特性を有する逆量子化器で構成した
再量子化器に入力する信号と出力信号との誤差信号また
は量子化雑音を所定の伝達特性を有する帰還回路を介し
て入力信号に合成するようにし、復号時は、符号化され
た信号を前記逆量子化器へ入力して逆量子化した信号を
再生するようにした。

【０００７】また、符号時にも前記逆量子化器の出力を
取り出し符号復号出力を得るようにした。また、復号時
に、ΔΣ変調のループをオープンにするゲートを設けそ
の点の固定値を設定するようにした。

【０００８】

【作用】上記のようにしたため、逆量子化信号は非一様
量子化による非直線変換と逆量子化による逆変換によ
り、信号強度によって丸め誤差すなわち量子化誤差の大
きさを符号の大きさによって変化させる作用がある。例
えば入力符号の小さい場合には２４ビットで細かく量子
化し、入力符号の大きさの増加にともなって徐々に粗く
２３ビット，２２ビットとし、入力符号が最大の場合は
最も粗く１５ビットで量子化するようにできる。すなわ
ち１４６ｄＢのダイナミックレンジの内、符号化の持つ
瞬時Ｓ／Ｎ比は入力符号の大きさによって９２ｄＢから
１４６ｄＢまで変化させられる。この量子化誤差を帰還
して入力符号と加算することでスペクトル変換を行う作
用が生じ、粗い量子化の入力符号の領域であっても、低
周波数帯域内のダイナミックレンジを拡大できる。

【０００９】また、再量子化信号は非一様量子化器によ
る非直線変換と逆量子化器による逆変換により、信号の
大きさを変えずに、信号強度によって丸め誤差すなわち
量子化雑音の大きさを信号強度によって変化させる作用
がある。例えば入力信号の小さい場合には２４ビットで
細かく量子化し、入力信号強度の増加にともなって徐々
に粗く２３ビット，２２ビットとし、入力信号強度が最
大の場合は最も粗く１５ビットで量子化するようにでき
る。すなわち１４６ｄＢのダイナミックレンジの内、瞬
時Ｓ／Ｎ比は入力信号強度によって９２ｄＢから１４６
ｄＢまで変化させられる。この量子化雑音を帰還回路を
介して入力信号に合成することでスペクトル変換を行う
作用が生じ、粗い量子化の入力信号強度の領域であって
も、可聴帯域内のダイナミックレンジを拡大できる。

【００１０】また、上記した符号を信号として受信して
逆量子化することにより、信号の小さい場合には２４ビ
ットで細かく量子化し、入力信号強度の増加にともなっ
て徐々に粗く２３ビット，２２ビットとし、入力信号強
度が最大の場合は最も粗く１５ビットで量子化した信
号、すなわち１４６ｄＢのダイナミックレンジの内、瞬
時Ｓ／Ｎ比は入力信号強度によって９２ｄＢから１４６
ｄＢまで変化させた信号の量子化雑音を帰還回路を介し
て入力信号に合成することでスペクトル変換を行った信
号を復号化する作用が生じ、粗い量子化の入力信号強度
の領域であっても、可聴帯域内のダイナミックレンジを
拡大できるものである。

【００１１】また、符号時にも符号復号出力が得られ、
符号モニタ信号として活用できる。また、復号時に、Δ
Σ変調のループをオープンにすることで、符号動作に戻
る場合の初期動作を短時間で安定にすることができる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明を行う。図１は本発明の第１の実施例に
おける符号復号装置を示すブロック図である。図中、１
１０は加算器、１２０は非一様量子化器、１３０は逆量
子化器、１４０は減算器、１５０は帰還回路、１６０は
切替器１６０、２２０はデジタルフィルタ、２３０はＤ
Ａコンバータ、２４０はローパスフィルタである。な
お、信号線の傍に引き出し線を付けずに記入の数字はビ
ット数を表す。まず初めに符号時の説明をする。符号時
にはモード制御信号２０４により切替器１６０を制御し
て、非一様量子化器１２０の出力信号を逆量子化器１３
０へ供給するよう信号経路を切り替える。

【００１３】入力端子１０１より入力する入力信号Ｘ
（ここではサンプリング周波数を１９２ｋHz 、語長を
２４ビットとしている）を加算器１１０を通じて非一様
量子化器１２０に供給する。加算器１１０のもう一方の
加算入力信号は帰還回路１５０から供給される量子化雑
音Ｑである。非一様量子化器１２０は入力される２４ビ
ットの信号を１６ビットの信号に圧縮する。圧縮の方法
については後述する。この圧縮した１６ビットの信号は
出力端子１０２から出力信号Ｗ１として出力して記録装
置へ伝送するとともに、切替器１６０を介して逆量子化
器１３０に入力する。逆量子化器１３０は非一様量子化
器１２０の圧縮特性とは逆特性となるようにして逆量子
化し２４ビットの信号に伸長する。非一様量子化器１２
０と逆量子化器１３０により再量子化した再量子化信号
Ｙ１は減算器１４０に入力する。減算器１４０は再量子
化の入力信号と再量子化の出力信号との差信号すなわち
量子化雑音Ｑを出力する。この量子化雑音Ｑは伝達特性
Ｈ1(z)を有する帰還回路１５０で周波数およびまたは位
相特性の変換を行い加算器１１０へ帰還する。再量子化
信号Ｙ１について式で表すと、Ｙ１＝Ｘ＋（１−Ｈ１（ｚ））＊Ｑとなり、再量子化信号Ｙ１は入力信号Ｘの成分と量子化
雑音Ｑの伝達特性Ｈ1(z)で帰還した成分の和となる。し
たがって伝達特性Ｈ1(z)によって量子化雑音Ｑのスペク
トル変換を行うことができる。これらのループによりΔ
Σ変調を行い所定のスペクトル変換を施し、非一様量子
化器１２０で圧縮した１６ビットの信号を出力端子１０
２から出力信号Ｗ１として出力する。

【００１４】出力信号Ｗ１は伝送装置、ここでは高密度
光ディスクの書き込み装置（図示せず）へ出力し、記録
フォーマットを形成して高密度光ディスクの媒体（図示
せず）に記録する。この媒体を再生手段（図示せず）で
再生し復号信号を取り出す。ここで、再量子化信号Ｙ１
を出力信号Ｗ１を使って表すと、Ｙ１＝Ｗ１＊Ｐ^-1 信号Ｗ１を逆量子化器１３０で逆量子化すると再量子化
信号Ｙ１が得られので、これと同等の入力信号Ｗ２を逆
量子化器１３０で逆量子化することで逆量子化信号Ｙ２
を取り出し再生信号とすることができる。

【００１５】これに基づいて復号時の動作を説明する。
復号時にはモード制御信号２０４により切替器１６０を
制御して、入力端子２０１から入力される復号入力信号
Ｗ２を逆量子化器１３０へ供給するよう信号経路を切り
替える。入力信号Ｗ２は入力端子２０１から入力し逆量
子化器２１０へ供給する。１６ビットの入力信号Ｗ２は
逆量子化器２１０で非一様量子化器１２０の圧縮特性と
は逆特性となるように逆量子化して２４ビットの逆量子
化信号Ｙ２に伸長する。この２４ビットの逆量子化信号
Ｙ２は符号時における再量子化信号Ｙ１に相当する。す
なわちΔΣ変調によってスペクトルを変換した量子化雑
音Ｑを含む信号となる。１９２ｋHz、２４ビットの逆量
子化信号Ｙ２はデジタルフィルタ２２０において２倍オ
ーバーサンプリング処理を行い、３８４ｋHz、２４ビッ
トの信号に変換してＤＡコンバータ２３０に入力する。
ＤＡコンバータ２３０がこの信号をアナログ信号に変換
し、次いでローパスフィルタ２４０によって折り返し歪
を除去して出力端子２０３からアナログ信号出力Ａとし
て出力する。デジタルフィルタ２２０とローパスフィル
タ２４０とを合わせた総合特性でナイキスト周波数であ
る９６ｋHz以上の成分を落とすものであれば良く、ま
た、デジタルフィルタ２２０を用いず、逆量子化信号Ｙ
２をＤＡコンバータ２３０において直接Ｄ／Ａ変換する
事も可能である。この場合にローパスフィルタ２４０は
９６ｋHz以上の成分を急峻に遮断するものであることが
好ましい。

【００１６】以上のように全体を構成した実施例におい
て、量子化雑音の諸特性について詳しく説明する。量子
化雑音の原因は量子化刻みの粗さによって生じる誤差信
号であるので、まず、量子化刻みの粗さの入力信号強度
による制御と量子化雑音の関係、次に、ΔΣ変調による
量子化雑音の周波数スペクトル制御について述べる。従
来のΔΣ変調は固定語長の一様量子化器を用いるので信
号強度にかかわらず略一定の丸め誤差となり、１６ビッ
ト信号であれば９８ｄＢのダイナミックレンジとなる。
これに対し実施例では信号強度によって丸め誤差すなわ
ち量子化雑音の大きさを変える方式を用いる。再量子化
信号Ｙ１は非一様量子化器１２０による非直線変換と逆
量子化器１３０による逆変換により信号の大きさを不変
としたまま、信号強度によって丸め誤差の大きさを変
え、これに応じて量子化雑音の大きさを変えている。入
力信号の小さい場合には２４ビットで細かく量子化し、
入力信号強度の増加にともなって徐々に粗く２３ビッ
ト，２２ビットとし、入力信号強度が最大の場合は最も
粗く１５ビットで量子化するようにした。このため量子
化雑音は入力信号強度が小の時最小となり２４ビット精
度すなわち１４６ｄＢの瞬時Ｓ／Ｎ比とダイナミックレ
ンジが得られる。入力信号強度が大きい時には１５ビッ
ト精度すなわち９２ｄＢの瞬時Ｓ／Ｎ比となる。１４６
ｄＢのダイナミックレンジの内、瞬時Ｓ／Ｎ比は入力信
号強度によって９２ｄＢから１４６ｄＢまで変化するこ
とになる。

【００１７】図３は実施例における非一様量子化器１２
０と逆量子化器１３０を組み合わせた場合の瞬時Ｓ／Ｎ
比対入力信号強度の特性を示す図である。図中の縦軸は
瞬時Ｓ／Ｎ比であり、瞬時Ｓ／Ｎ比は０Ｈｚからナイキ
スト周波数である９６ｋＨｚまでの信号帯域での信号対
雑音歪み率である。図３から判るとおり従来の直線符号
（１６ビット）に比べて、入力レベルのほぼ全域に渡り
瞬時Ｓ／Ｎ比を大幅に改善することができる。具体的な
非一様量子化器１２０の圧縮方法としてはランレングス
１／ｎ圧縮フローティング符号を使用した。ランレング
ス１／ｎ圧縮フローティング符号方法を説明する。

【００１８】元データとなる直線符号の上位で所定論理
のビットが連続する連続データＱ０と、前記連続データ
Ｑ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、前記反
転ビットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビ
ットの直線符号を入力し、前記連続データＱ０のランレ
ングスを圧縮して得られる圧縮連続データＱ１と、前記
圧縮連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビット
Ｔ１と、前記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余Ｆ
１を表す圧縮剰余データＣ１と、前記下位データＤ０を
丸めて得る仮数データＤ１とで構成するＭビットの圧縮
データに変換して出力する。ただし、前記連続データＱ
０のランレングスをＬ０、前記圧縮連続データＱ１のラ
ンレングスをＬ１、ｎを２以上の整数とするとき、Ｌ１＝ｉｎｔ（Ｌ０／ｎ）Ｆ１＝Ｌ０ｍｏｄｎとする。

【００１９】また、逆量子化器１３０の逆量子化はラン
レングス１／ｎ圧縮フローティング符号の逆変換を行う
ため、次の方法を使用した。上位で所定論理のビットが
連続する圧縮連続データＱ１、前記圧縮連続データＱ１
の連続性をブレークする反転ビットＴ１、ランレングス
を圧縮する時に生じる剰余Ｆ１を表す圧縮剰余データＣ
１および仮数データＤ１によって構成する圧縮データを
もとに、前記Ｑ１のランレングスをｎ倍に伸長し、前記
Ｃ１の値に応じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連
続性をブレークする反転ビットＴ０を付加し、引き続き
前記仮数データＤ１を付加して、連続データＱ０，反転
ビットＴ０および仮数データＤ０を読み出して伸長デー
タを出力する。

【００２０】ただし、前記連続データＱ０のランレング
スをＬ０、前記圧縮連続データＱ１のランレングスをＬ
１、圧縮剰余データＣ１から求める剰余をＦ１、ｎを２
以上の整数とするとき、Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１Ｄ０＝Ｄ１とする。

【００２１】以上のランレングス１／ｎ圧縮フローティ
ング符号の圧縮方法および圧縮装置および復号装置につ
いては、特開平４−２８６４２１号公報，特開平５−１
８３４４５号公報および特開平５−２８４０３９号公報
にそれぞれ具体的に記述されている。ここでは圧縮方法
の概要および特性を説明する。図４（ａ）は本発明の第
１の実施例に使用したランレングス１／２圧縮フローテ
ィング符号の構成を示す概念図であり、図４（ｂ）は直
線符号（２４ビット）をランレングス１／２圧縮フロー
ティング符号（１６ビット）に圧縮する符号変換を説明
するための図である。以下、図に従って、まず圧縮（非
一様量子化）の手順について説明する。

【００２２】圧縮連続データＱ１は連続データＱ０のラ
ンレングスＬ０を２で除算して整数化したランレングス
Ｌ１の長さを有する連続データである。すなわち、Ｌ１＝ｉｎｔ（Ｌ０／２）である。また、整数除算の剰余項を圧縮剰余Ｆ１とする
と、Ｆ１＝Ｌ０ｍｏｄ２である。

【００２３】反転ビットＴ１は圧縮連続データＱ１のラ
ンをブレークする反転ビットである。圧縮剰余データＣ
１は圧縮剰余Ｆ１を補数表現したものである。また、仮
数データＤ１はデータＤ０の上位の部分データである。
ランレングス１／２圧縮フローティング符号は、極性ビ
ットＰ，圧縮連続データＱ１，反転ビットＴ１，圧縮剰
余データＣ１，仮数データＤ１の順に配置する。

【００２４】以下、図４（ｂ）に基づいてランレングス
Ｌ０が「０」ないし「２４」の場合について説明する。
Ｌ０＝０の時、Ｌ１，Ｆ１は、Ｌ１＝ｉｎｔ（０／２）＝０Ｆ１＝０ｍｏｄ２＝０である。

【００２５】ランレングスＬ１が「０」であるので圧縮
連続データＱ１は無い。圧縮剰余データＣ１は「１」で
ある。データＤ０は２４ビットで、その内の上位１３ビ
ット「ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬＭ」が仮数データＤ１
である。ランレングス１／２圧縮フローティング符号は
極性ビットＰ，反転ビットＴ１，圧縮剰余データＣ１お
よび仮数データＤ１をこの順に配置して、「Ｐ１１ＡＢ
ＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬＭ」である。

【００２６】同様にして以下を求める。Ｌ０＝１の時、Ｌ１＝ｉｎｔ（１／２）＝０Ｆ１＝１ｍｏｄ２＝１より、圧縮連続データＱ１は無く、圧縮剰余データＣ１
は「０」である。データＤ０の上位１３ビット「ＡＢＣ
ＤＥＦＧＨＩＪＫＬＭ」が仮数データＤ１である。ラン
レングス１／２圧縮フローティング符号は「Ｐ１０ＡＢ
ＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬＭ」である。

【００２７】Ｌ０＝２の時、Ｌ１＝ｉｎｔ（２／２）＝１Ｆ１＝２ｍｏｄ２＝０より、連続データＱ１は「０」であり、圧縮剰余データ
Ｃ１は「１」である。データＤ０の上位１２ビット「Ａ
ＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬ」が仮数データＤ１である。ラ
ンレングス１／２圧縮フローティング符号は「Ｐ０１１
ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬ」である。

【００２８】Ｌ０＝３の時、Ｌ１＝ｉｎｔ（３／２）＝１Ｆ１＝３ｍｏｄ２＝１より、連続データＱ１は「０」であり、圧縮剰余データ
Ｃ１は「０」である。データＤ０の上位１２ビット「Ａ
ＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬ」が仮数データＤ１である。ラ
ンレングス１／２圧縮フローティング符号は「Ｐ０１０
ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬ」である。

【００２９】また、Ｌ０＝１７の時、Ｌ１＝ｉｎｔ（１７／２）＝８Ｆ１＝１７ｍｏｄ２＝１より、連続データＱ１は「００００００００」であり、
圧縮剰余データＣ１は「０」である。データＤ０の上位
５ビット「ＡＢＣＤＥ」が仮数データＤ１である。

【００３０】従って、ランレングス１／２圧縮フローテ
ィング符号は「Ｐ００００００００１０ＡＢＣＤＥ」で
ある。また、Ｌ０＝１８〜２４の時は圧縮剰余データＣ
１を省略して、Ｌ１＝ｉｎｔ（１８／２）＝９より、連続データＱ１は「００００００００」とし、デ
ータＤ０の上位５ビット「ＡＢＣＤＥ」を仮数データＤ
１にする。

【００３１】従って、ランレングス１／２圧縮フローテ
ィング符号は「Ｐ０００００００００１ＡＢＣＤＥ」と
する。このようにして、直線符号（２４ビット）をラン
レングス１／２圧縮フローティング符号（１６ビット）
に圧縮する。次に、伸長（逆量子化）の手順について説
明する。

【００３２】伸長の手順は、圧縮データから極性ビット
Ｐを除き、圧縮連続データＱ１と反転ビットＴ１からラ
ンレングスＬ１を得る。また、反転ビットＴ１の直後に
ある圧縮剰余データＣ１（１ビット）と仮数データＤ１
を得る。圧縮剰余データＣ１を反転した圧縮剰余Ｆ１を
得る。これらより、元データの連続データＱ０のランレ
ングスＬ０は、Ｌ０＝２＊Ｌ１＋Ｆ１から求める。

【００３３】連続データＱ０はランレングスＬ０の長さ
の「０」を連ねて復元する。連続データＱ０の後に反転
ビットＴ０を付け、その後に仮数データＤ１を付加す
る。極性ビットＰを先頭に付けて元データとするが、こ
の符号長がＷ０に満たない時は仮数データＤ１の下位に
固定値を充てて符号長をＷ０にする。この手順に従っ
て、復号化の処理を行う。

【００３４】例えば、Ｌ１＝０かつＦ１＝０の時、Ｌ０＝２＊０＋０＝０であるから、連続データＱ０は無く、仮数データＤ１は
１３ビットで「ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪＫＬＭ」である。
このとき、元データは、極性ビットＰ，反転ビットＴ０
および仮数データＤ１をならべて、「Ｐ１ＡＢＣＤＥＦ
ＧＨＩＪＫＬＭ＊＊＊＊＊＊＊＊＊」となる。なお、伸
長時のオフセット歪みを最小にするため「＊＊＊・・
・」は固定値「０１１・・・」または「１００・・・」
を充てる。

【００３５】このようにして、ランレングス１／２圧縮
フローティング符号（１６ビット）から直線符号（２４
ビット）を伸長復号化して逆量子化を行う。以上と同様
にして、全ての場合についてまとめた結果を（表１）に
示す。

【００３６】

【表１】

【００３７】（表１）において、直線符号（２４ビッ
ト）は折り返し２進符号であり、フローティング符号は
折り返し型のランレングス１／２圧縮フローティング符
号である。ランレングスＬ０、ランレングスＬ１および
分解能の欄は１０進数の表記である。圧縮符号（非一様
量子化信号）を復号（逆量子化）して伸長した復元符号
（逆量子化信号）の表現精度すなわち分解能は直線符号
の丸めで決定され、ランレングスＬ０によって変化す
る。（表１）より、明らかなように最高２４ビットない
し１５ビットの精度が得られる。

【００３８】また、ＤＳＰによる数式変換やテーブル変
換に適するようにまとめた結果を（表２）および（表
３）に示す。

【００３９】

【表２】

【００４０】

【表３】

【００４１】（表２）は非一様量子化の変換表であっ
て、Ｘは非一様量子化の入力符号、Ｗは非一様量子化の
出力符号である。Ｗの符号長が１６を超える場合は１６
に丸める。Ｘの符号長が不足する場合は下位に”０”を
挿入する。（表３）は逆量子化すなわち再量子化の変換
表であって、Ｗは圧縮符号、Ｙ１は再量子化の出力符号
すなわち再量子化信号Ｙ１である。Ｙ１の符号長が２４
を超える場合は２４に丸め、Ｙ１の符号長が不足する場
合は下位に”０，１，１，１，・・・”または”１，
０，０，０，・・・”を挿入する。

【００４２】ここで、直線符号を入力として、ランレン
グス１／２圧縮フローティング符号を用いて圧縮符号化
（非一様量子化）し、この符号を復号して伸長（逆量子
化）した再量子化信号を出力する場合の瞬時Ｓ／Ｎ比に
ついて説明する。ただし、以降の説明では簡単のため瞬
時Ｓ／Ｎ比は矩形波のＳ／Ｎ比向上分（約２ｄＢ）を省
略する。入力レベルは符号で表現できる最大の正弦波の
振幅を基準（０ｄＢ）にする。直線符号の「Ｐ１１１１
・・・」がこれに相当する。

【００４３】入力レベル０ｄＢないし−６ｄＢの範囲
は、直線符号で「Ｐ１ＡＢＣ・・・」であり、（表１）
より分解能は１５ビットである。１５ビットデータの量
子化ノイズは１ビット当り−６ｄＢとして−９０ｄＢに
なる。従って、入力レベル０ｄＢないし−６ｄＢの領域
で瞬時Ｓ／Ｎ比は９０ｄＢないし８４ｄＢとなる。入力
レベル−６ｄＢないし−１８ｄＢの範囲では直線符号で
「Ｐ０１ＡＢＣ・・・」または「Ｐ００１ＡＢＣ・・
・」となり、（表１）より分解能は１６ビットである。
１６ビットデータの量子化ノイズは−９６ｄＢであるの
で、瞬時Ｓ／Ｎ比は９０ｄＢないし７８ｄＢとなる。

【００４４】入力レベル−１８ｄＢないし−３０ｄＢの
範囲では直線符号で「Ｐ０００１ＡＢＣ・・・」または
「Ｐ００００１ＡＢＣ・・・」となり、（表１）より分
解能は１７ビットである。１７ビットデータの量子化ノ
イズは−１０２ｄＢであるので、瞬時Ｓ／Ｎ比は８４ｄ
Ｂないし７２ｄＢとなる。以下同様に、−１４４ｄＢま
での入力レベル領域で瞬時Ｓ／Ｎ比を求める。

【００４５】前記でも引用した図３はランレングス１／
２圧縮フローティング符号を用いた圧縮符号（非一様量
子化信号）を復号して伸長（逆量子化）した再量子化信
号の瞬時Ｓ／Ｎ比を表す特性図である。同図の横軸に入
力レベル、縦軸に瞬時Ｓ／Ｎ比を示す。瞬時Ｓ／Ｎ比の
改善は入力レベル−１８ｄＢから−１４４ｄＢの広範囲
にわたり作用することがわかる。入力レベル０ｄＢから
−６ｄＢの範囲で瞬時Ｓ／Ｎ比が劣化するが、高々６ｄ
Ｂの劣化であり、なお９０ｄＢないし８４ｄＢの瞬時Ｓ
／Ｎ比を有する。

【００４６】なお、以上説明した実施例では、ランレン
グス１／ｎ圧縮フローティング符号を用い直線符号は折
り返し２進符号としたが、２’Ｓコンプリメンタリ符号
やオフセットバイナリ符号など他の直線符号であって
も、相互に変換するかまたは所定の論理値を変更するだ
けで、全く同様に適用できる。また、ｎは「２」の場合
だけについて説明したが、ｎは「２以上」の整数であれ
ば何でもよい。この場合、ｎの値に応じて圧縮剰余の場
合の数が変わるので、圧縮剰余データの語長を変えれば
よいことは言うまでもない。また装置は回路で構成する
以外に、テーブル変換やデータ変換を行うＤＳＰ（デジ
タルシグナルプロセッサー）のハードウェアおよびソフ
トウェアで構成してもよい。

【００４７】このように、元データのランレングスが小
さい時は指数部すなわちレンジを少ないビット数で表
し、ランレングスが大きくなるとビット数を割り当てて
指数部すなわちレンジを多くのビット数で表す。符号全
体の語長を固定長とするので、仮数部のビット数はラン
レングスに応じて変化する。これらの作用により、出力
部から出力する圧縮符号の有するレンジの表現空間が拡
張され、同時に表現精度を改善できる。

【００４８】瞬時Ｓ／Ｎ比の人間の聴覚限界は９０ｄＢ
以下であるのでこれでもほぼ十分ではあるが、後世に遺
す文化遺産として究極のオーディオを標榜し一点の曇り
もない完璧な信号記録伝送の実現や、あるいはスタジオ
レコーディングの場合のヘッドルームの確保と編集段階
でミキシングや音響効果処理に必要なマージンが必要な
ことなどを考え合わせると、可聴帯域ないでの瞬時Ｓ／
Ｎ比として１２０ｄＢ程度以上を確保することがが望ま
しい。

【００４９】そこで、次に量子化雑音の周波数スペクト
ルについて説明する。前記した通り、符号復号装置出力
の２４ビットの逆量子化信号Ｙ２は再量子化信号Ｙ１に
相当する。すなわちΔΣ変調によりスペクトル変換を施
された量子化雑音Ｑを有する信号となる。本発明の第１
の実施例では、帰還回路１５０の伝達特性Ｈ1(z)として
５次のものを用いたので、帰還無し（０次）の場合に比
べ２０ｋＨｚまでの可聴帯域における瞬時Ｓ／Ｎ比及び
ダイナミックレンジは約２８ｄＢの改善を図ることがで
きた。１０ｋHzまでの可聴帯域帯域では５８ｄＢの改善
ができる。（表４）にサンプリング周波数１９２ｋHzに
おいてビット数と伝達特性Ｈ1(z)の次数と瞬時Ｓ／Ｎ比
の関係を示す。

【００５０】

【表４】

【００５１】また、図５は（表４）の特性を図示したも
のである。なお、（表４）および図５においての数値は
ウェイティングなし聴覚補正なしの瞬時Ｓ／Ｎ比特性で
ある。実施例では５次の伝達特性Ｈ1(z)を用いたが、伝
達特性Ｈ1(z)は更に高次のもの、或いは分数多項式とな
るようなものを用いても良い結果が得られる。このよう
にΔΣ変調によって量子化雑音の周波数スペクトルを置
換することができ、可聴帯域の瞬時Ｓ／Ｎ比とダイナミ
ックレンジの改善ができる。この瞬時Ｓ／Ｎ比およびダ
イナミックレンジの改善は量子化雑音の大きな領域すな
わち入力信号強度が大きい時に最大の効果を発揮する。
つまり、非一様量子化によるダイナミックレンジの拡大
作用とΔΣ変調による量子化雑音スペクトルの置換作用
の相乗かつ補完的な交互作用により最大の効果を奏する
ものである。このようにΔΣ変調によって量子化雑音の
周波数スペクトルを置換することができ、低ビットレー
トで効率的にダイナミックレンジと周波数帯域の両方を
拡大できる。

【００５２】また、超高域成分のみの場合やそれを多く
含む音源の場合には一般にそのレベルは小さいので１４
４ｄＢ、２４ビット精度で伝送でき、瞬時Ｓ／Ｎ比が十
分確保され超高域のノイズフロアを低く抑えられる。さ
らに、信号レベルがある程度大きい時には量子化雑音が
少し増加するが、このスペクトルは高域に置換され超高
域ノイズフロアの上昇となるので、人間の脳波（α波）
の活性化およびリラックスを促進する効果が得られる可
能性がある。

【００５３】また、符号時に、再量子化器に入力する信
号と前記再量子化器の出力信号との量子化誤差信号また
は量子化雑音を所定の伝達特性Ｈ1(z)を有する帰還回路
を介して入力信号に合成し符号出力を得ると同時に、逆
量子化器の出力信号を符号復号出力として取り出すよう
にすればこの出力を符号モニタ信号として有効に活用で
きる。この信号をデジタルフィルタ２２０、ＤＡコンバ
ータ２３０およびローパスフィルタ２４０を介してアナ
ログ信号Ａに変換して出力を得るようにしても良い。

【００５４】また、復号時に、ΔΣ変調のループをオー
プンにすることで、符号動作に戻る場合の初期動作を短
時間で安定にすることができる。図２はそのためにゲー
トを設けた本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。図中１７０はゲートであり入力端子２０４から入力
されるモード制御信号によって復号時にはΔΣ変調のル
ープをオープンにし固定値”０”を与える。減算器１４
０に入力される再量子化信号Ｙ１が”０”となり減算器
１４０の出力は加算器１１０と同じになる。再量子化信
号Ｙ１が”０”すなわちセンター値であるので、再び符
号モードになった場合に系が早く安定になる確率が最も
高い。本発明の第２の実施例では減算器１４０の前にゲ
ート１７０を設けたが、ループをオープンにするポイン
トであればどこでもよく、また、１以上の複数箇所であ
っても初期値設定によるセトリング時間の短縮効果があ
る。

【００５５】また、図１に示す符号復号装置でエンファ
シスをかけ、高域を強調して符号化しても良い。この場
合は、例えば、音響入力をエンファシス回路（図示せ
ず）を介して加算器１１０へ入力し、変換された音響信
号とともにエンファシスのオン／オフを示すエンファシ
ス識別信号をサブコードとして符号復号装置１００から
出力する。復号時においては、エンファシス回路と逆の
周波数特性を有するディエンファシス特性を逆量子化器
２１０，デジタルフィルタ２２０，ＤＡコンバータ２３
０，ローパスフィルタ２４０のいずれかに畳み込み、あ
るいはディエンファシス回路（図示せず）を間に挿入
し、サブコードとして取り出されたエンファシス識別信
号（図示せず）に基づいてオン／オフさせる。これによ
り、例えば、ΔΣ変調によって超高域における量子化雑
音がやや増加するのを抑えることができ、この特性カー
ブによって再生時の最大出力レベルを一定値以下に抑え
ることができる。特に、超高域スピーカは一般に耐入力
電力が低いので、このような最大出力レベルの保護特性
が有効である。

【００５６】なお、帰還回路１５０の伝達関数Ｈ1(ｚ)
としては実施例に示したものでなくとも良いことは言う
までもなく、更に高次のもの、或いは分数多項式となる
ようなものを用いても良い。サンプリング周波数１９２
kHzもこれに限定したものではなく、従来のサンプリン
グ周波数４８ｋHzより高ければ同様に効果の得られるも
のである。また、ランレングス１／ｎ圧縮フローティン
グ符号以外にダイナミックレンジを拡大する非一様量子
化であればよく、例えばμ則Ａ則を用いた圧縮符号であ
っても同様の効果が得られるものである。また、符号復
号装置の入力、出力ビット数は２４、１６としたがこれ
に限定するものではない。

【００５７】ディエンファシスに関しては、識別信号を
伝送してオン／オフを切り換えるようにしても良いが、
２０kHzを超える帯域の信号レベルはそれほど大きくな
いため、オンのモードのみとしても良い。また、入力信
号Ｘはアナログ信号でもよく、この場合には加算器１１
０，減算器１４０，帰還回路１５０アナログに代えるこ
とで同様の作用効果を奏する。

【００５８】

【発明の効果】以上のべたように本発明は、非一様量子
化特性を有する非一様量子化器とこれの逆特性を有する
逆量子化器で構成した再量子化器に入力する信号と出力
信号との量子化誤差信号または量子化雑音を所定の伝達
特性を有する帰還回路を介して入力信号に合成するよう
にした。また、前記符号化された信号を前記逆量子化器
で逆量子化した信号を再生するように構成したため、再
量子化信号は非一様量子化器による非直線変換と逆量子
化器による逆変換により、信号強度によって丸め誤差す
なわち量子化雑音の大きさが変化する作用がある。例え
ば入力信号の小さい場合には２４ビットで細かく量子化
し、入力信号強度の増加にともなって徐々に粗く２３ビ
ット，２２ビットとし、入力信号強度が最大の場合は最
も粗く１５ビットで量子化するようにできる。すなわち
１４６ｄＢのダイナミックレンジの内、瞬時Ｓ／Ｎ比を
入力信号強度によって９２ｄＢから１４６ｄＢまで変化
させられる。この量子化雑音を帰還回路を介して入力信
号に合成することでスペクトル変換を行う作用が生じ、
粗い量子化の入力信号強度の領域であっても、可聴帯域
のダイナミックレンジを拡大できる効果を奏するもので
ある。以上の効果の他に、以下のような具体的な作用効
果がある。

【００５９】（イ）チャンネルあたり１６ビット１９２
ｋHzの低ビットレートで、１４６ｄＢ以上の高ダイナミ
ックレンジとナイキスト周波数９６ｋHzの広帯域の両特
性を同時に実現できる。微小レベルでの歪み率悪化を原
因とする音の濁りが無くなり、２０ｋＨｚから９６ｋHz
までの超高域信号の原音再生ができるようになり、従来
の４４．１ｋＨｚ１６ビットの限られた再生空間から脱
却し、限りなく透明で高域まで再生する自然な記録再生
とこの信号を記録する媒体および再生音場を実現でき
る。

【００６０】（ロ）チャンネルあたり１６ビット１９２
ｋHzの低ビットレートで、２０ｋＨｚまでの可聴帯域内
の信号対雑音歪み率を１２３ｄＢ〜１７７ｄＢまでに改
善できる。（ハ）音楽信号の中の超音波帯域のエネルギーは小さい
ので、信号が超高域のみまたは超高域成分が主の場合に
は２４ビット精度かつ瞬時Ｓ／Ｎ比１４４ｄＢでロスレ
ス符号化できる。このことにより、ΔΣ変調をかけた時
でも、超高域のノイズフロアの上昇を抑えられる。

【００６１】（ニ）可聴帯域レベルが十分に大きい時に
は、超高域ノイズフロアがそのレベルに応じて増加する
ので、α波を活性化する可能性のある超高域雑音成分が
自動的に生成される。（ホ）一般に超高域の最大耐入力は中低域に比べて１０
〜２０ｄＢ低いため超高域の最大出力は１０〜２０ｄＢ
低いことが好ましいが、エンファシス／ディエンファシ
ス特性により超高域のノイズフロアの上昇を抑えるとと
もに超高域の最大出力を１０〜２０ｄＢ低く抑えること
ができるので、例えばスーパーツィータに不用意に高周
波の強電力雑音を出力して焼損することを防止できる。
しかもこの特性は自然に近いものであり、自然なスペク
トル分布の音を再現できる。

【００６２】（へ）符号時にも符号復号出力が得られ、
符号モニタ信号として活用できる。（ト）復号時に、ΔΣ変調のループをオープンにするこ
とで、符号動作に戻る場合の初期動作を短時間で安定に
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における符号復号装置を
表すブロック図

【図２】本発明の第２の実施例における符号復号装置を
表すブロック図

【図３】非一様量子化器および逆量子化器の瞬時Ｓ／Ｎ
比特性を示す特性図

【図４】（ａ）はランレングス１／２圧縮フローティン
グ符号の構成を示す概念図（ｂ）は直線符号（２４ビット）をランレングス１／２
圧縮フローティング符号（１６ビット）に圧縮する符号
変換を説明するための説明図

【図５】同実施例における符号復号装置のビット数と伝
達特性Ｈ1(z)の次数と瞬時Ｓ／Ｎ比の関係を示す特性図

【符号の説明】

１００符号復号装置１１０加算器１２０非一様量子化器１３０逆量子化器１４０減算器１５０帰還回路１６０切替器１７０ゲート２２０デジタルフィルタ２３０ＤＡコンバータ２４０ローパスフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】符号時は、非一様量子化特性を有する非
一様量子化器と切替器を介し前記非一様量子化特性の逆
特性を有する逆量子化器を接続して再量子化器を構成
し、前記再量子化器に入力する信号と前記再量子化器の
出力信号との量子化誤差信号または量子化雑音を所定の
伝達特性Ｈ1(z)を有する帰還回路を介して入力信号に合
成し符号出力を得るとともに、復号時は、前記切替器に
より接続を変更して、復号入力信号を前記逆量子化器に
供給するよう切り替え、前記逆量子化器の出力信号を復
号出力として取り出すよう構成した符号復号装置。
【請求項２】入力信号は略一様に量子化した直線符号
の信号である請求項１記載の符号復号装置。
【請求項３】入力信号はアナログ信号である請求項１
記載の符号復号装置。
【請求項４】所定の伝達特性Ｈ1(z)は量子化雑音を可
聴帯域外または可聴帯域内であっても聴覚特性の感度の
低い周波数帯へより多く置換するΔΣ変調を行なうよう
にした請求項１ないし３のいずれかひとつに記載の符号
復号装置。
【請求項５】非一様量子化または非一様量子化器は入
力信号の小さい場合には細かく量子化し、入力信号の大
きい場合には粗く量子化することを特徴とする請求項１
ないし４のいずれかひとつに記載の符号復号装置。
【請求項６】非一様量子化または非一様量子化器はＬ
ビットの直線符号を入力してランレングスを１／ｎに圧
縮したＭビットのデータを出力することを特徴とする請
求項５記載の符号復号装置。（Ｌ，Ｍおよびｎは２以上
の正整数）
【請求項７】非一様量子化または非一様量子化器は、
元データとなる直線符号すなわち、上位で所定論理のビ
ットが連続する連続データＱ０と、前記連続データＱ０
の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、前記反転ビ
ットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビット
の直線符号を入力し、前記連続データＱ０のランレング
スを圧縮して得られる圧縮連続データＱ１と、前記圧縮
連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１
と、前記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余Ｆ１を
表す圧縮剰余データＣ１と、前記下位データＤ０を丸め
て得るようにした仮数データＤ１とで構成するＭビット
の圧縮データに変換して出力する請求項５記載の符号復
号装置。ただし、前記連続データＱ０のランレングスを
Ｌ０、前記圧縮連続データＱ１のランレングスをＬ１、
ｎを２以上の整数とするとき、Ｌ１＝ｉｎｔ（Ｌ０／ｎ）Ｆ１＝Ｌ０ｍｏｄｎとする。
【請求項８】逆量子化または逆量子化器は、圧縮デー
タすなわち、上位で所定論理のビットが連続する圧縮連
続データＱ１、前記圧縮連続データＱ１の連続性をブレ
ークする反転ビットＴ１、ランレングスを圧縮する時に
生じる剰余Ｆ１を表す圧縮剰余データＣ１および仮数デ
ータＤ１によって構成する圧縮データを入力し、前記圧
縮剰余データＣ１を格納するＣ１メモリと、前記Ｑ１の
ランレングスをｎ倍に伸長し、前記Ｃ１メモリの値に応
じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連続性をブレー
クする反転ビットＴ０を付加し、引き続き前記仮数デー
タＤ１を付加する伸長手段と、前記伸長手段から連続デ
ータＱ０，反転ビットＴ０および仮数データＤ０を読み
出して伸長データを出力する請求項５記載の符号復号装
置。ただし、前記連続データＱ０のランレングスをＬ
０、前記圧縮連続データＱ１のランレングスをＬ１、圧
縮剰余データＣ１から求める剰余をＦ１、ｎを２以上の
整数とするとき、Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１Ｄ０＝Ｄ１とする。
【請求項９】符号時に、非一様量子化特性を有する非
一様量子化器と切替器を介し前記非一様量子化特性の逆
特性を有する逆量子化器を接続して再量子化器を構成
し、前記再量子化器に入力する信号と前記再量子化器の
出力信号との量子化誤差信号または量子化雑音を所定の
伝達特性Ｈ1(z)を有する帰還回路を介して入力信号に合
成し符号出力を得ると同時に、前記逆量子化器の出力信
号を符号復号出力として取り出すよう構成した請求項１
ないし８のいずれかひとつに記載の符号復号装置。
【請求項１０】復号時に、量子化誤差を入力に帰還す
るΔΣ変調ループをオープンにして固定値を与えるゲー
トを帰還回路または前記ΔΣ変調ループ上の１または複
数箇所に挿入した請求項１ないし８のいずれかひとつに
記載の符号復号装置。