JPH09233813A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH09233813A JPH09233813A JP8041913A JP4191396A JPH09233813A JP H09233813 A JPH09233813 A JP H09233813A JP 8041913 A JP8041913 A JP 8041913A JP 4191396 A JP4191396 A JP 4191396A JP H09233813 A JPH09233813 A JP H09233813A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
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- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電圧の低い電源から、効率よく昇圧すると共
に、電源のＯＦＦ操作後、所定の時間、負荷に電圧を供
給する。 【解決手段】 発振部６はコンバータＩＣ１１、発振用
トランジスタＱ2 、抵抗Ｒ3 、コンデンサＣ5 、トラン
スＴ1 の１次側とで構成され、整流部８はトランスＴ1
の２次側と、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、
および整流用トランジスタＱ1 から構成されている。コ
ンバータＩＣ１１の制御はコンデンサＣ2と抵抗Ｒ5 、
Ｒ6 、およびトランジスタＱ3 の構成で行われ、リップ
ルフィルター１０はチョークコイルＬ1 、リップルコン
デンサＣ6 、Ｃ7 で、更にコンバータ起動部は電源スイ
ッチＳ1-1 と連動するスイッチＳ1-2 と起動用ダイオー
ドＤ1 からなる。尚、コンバータ１次側に、リップルコ
ンデンサＣ1 が設けられている。電池４はトランスＴ1
の１次側に直接接続される。
に、電源のＯＦＦ操作後、所定の時間、負荷に電圧を供
給する。 【解決手段】 発振部６はコンバータＩＣ１１、発振用
トランジスタＱ2 、抵抗Ｒ3 、コンデンサＣ5 、トラン
スＴ1 の１次側とで構成され、整流部８はトランスＴ1
の２次側と、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、
および整流用トランジスタＱ1 から構成されている。コ
ンバータＩＣ１１の制御はコンデンサＣ2と抵抗Ｒ5 、
Ｒ6 、およびトランジスタＱ3 の構成で行われ、リップ
ルフィルター１０はチョークコイルＬ1 、リップルコン
デンサＣ6 、Ｃ7 で、更にコンバータ起動部は電源スイ
ッチＳ1-1 と連動するスイッチＳ1-2 と起動用ダイオー
ドＤ1 からなる。尚、コンバータ１次側に、リップルコ
ンデンサＣ1 が設けられている。電池４はトランスＴ1
の１次側に直接接続される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電池を電源とし、こ
の電池の電圧を昇圧して用いる電源回路に関し、更に詳
しくは電源のスイッチオフの動作後も所定の時間、負荷
に電源を供給する電源回路に関する。
の電池の電圧を昇圧して用いる電源回路に関し、更に詳
しくは電源のスイッチオフの動作後も所定の時間、負荷
に電源を供給する電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、電子機器の小型・携帯化の進展が
著しく、それに伴い、１つの電池で電源を構成する要求
が多くなってきている。しかしながら、電池一本の電圧
で動作する電子部品、ＩＣ等が開発されてきているとは
いえ、例えば１．５ボルトの低電圧で全ての動作を制御
できる電子機器はごく僅かであり、多くのものはこの低
電圧を昇圧して必要な高い電圧を得、回路部に供給して
きた。
著しく、それに伴い、１つの電池で電源を構成する要求
が多くなってきている。しかしながら、電池一本の電圧
で動作する電子部品、ＩＣ等が開発されてきているとは
いえ、例えば１．５ボルトの低電圧で全ての動作を制御
できる電子機器はごく僅かであり、多くのものはこの低
電圧を昇圧して必要な高い電圧を得、回路部に供給して
きた。
【０００３】また、電子機器の使用後、電源をＯＦＦし
た時に、所定の時間、回路を動作させ、その後全ての回
路動作が完了することを要求される電子機器もある。例
えば、ワイヤレス送信機の場合、その使用終了時、電源
をＯＦＦしたときに受信機側に「送信機側の電源がＯＦ
Ｆされたこと」を示す信号を送り、受信機のオーディオ
ミューティング回路を動作させ、不要なノイズの発生を
防止する場合がこれに該当する。即ち、電源ＯＦＦ後、
所定の時間、電圧を保持して送信機を動作させるもので
あり、このように電源をＯＦＦした後も所定の時間、電
圧を保持する機能を有する電源の要求も高まってきてい
る。
た時に、所定の時間、回路を動作させ、その後全ての回
路動作が完了することを要求される電子機器もある。例
えば、ワイヤレス送信機の場合、その使用終了時、電源
をＯＦＦしたときに受信機側に「送信機側の電源がＯＦ
Ｆされたこと」を示す信号を送り、受信機のオーディオ
ミューティング回路を動作させ、不要なノイズの発生を
防止する場合がこれに該当する。即ち、電源ＯＦＦ後、
所定の時間、電圧を保持して送信機を動作させるもので
あり、このように電源をＯＦＦした後も所定の時間、電
圧を保持する機能を有する電源の要求も高まってきてい
る。
【０００４】つぎに、上述した従来の電源回路例につい
て図５および図６を参照して説明する。
て図５および図６を参照して説明する。
【０００５】まず第一の従来例は図５に示すように、電
池４とＤＣ−ＤＣコンバータ１３との間にトランジスタ
Ｑ11が設けられ、このトランジスタＱ11によりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１３が制御されるものである。
池４とＤＣ−ＤＣコンバータ１３との間にトランジスタ
Ｑ11が設けられ、このトランジスタＱ11によりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１３が制御されるものである。
【０００６】電源を入れる場合、電源スイッチＳ11をＯ
ＮにするとコンデンサＣ11は充電を開始し、その充電電
圧ＶC11 は最終的に電池の電圧Ｅ0 になる。また、トラ
ンジスタＱ12のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14
とによりＶC11 を分圧した（簡単のため電池の内部抵抗
は０と考える） ＶB ＝ＶC11 ・Ｒ14／（Ｒ13＋Ｒ14） （１） となり、このベース電圧ＶB がトランジスタＱ12のベー
ス・エミッタ間電圧ＶBEを越えたときにトランジスタＱ
12はＯＮとなり、トランジスタＱ11から電流を引き込
み、トランジスタＱ11をＯＮさせ、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１３に電圧が供給させる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３
では、この供給された電圧を所定の電圧に変換して、負
荷回路に供給する。
ＮにするとコンデンサＣ11は充電を開始し、その充電電
圧ＶC11 は最終的に電池の電圧Ｅ0 になる。また、トラ
ンジスタＱ12のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14
とによりＶC11 を分圧した（簡単のため電池の内部抵抗
は０と考える） ＶB ＝ＶC11 ・Ｒ14／（Ｒ13＋Ｒ14） （１） となり、このベース電圧ＶB がトランジスタＱ12のベー
ス・エミッタ間電圧ＶBEを越えたときにトランジスタＱ
12はＯＮとなり、トランジスタＱ11から電流を引き込
み、トランジスタＱ11をＯＮさせ、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１３に電圧が供給させる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３
では、この供給された電圧を所定の電圧に変換して、負
荷回路に供給する。
【０００７】つぎに、電源を切るために電源スイッチＳ
11をＯＦＦした場合、コンデンサＣ11に蓄積された電荷
は抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14とを経由して放電を開始する。こ
の時の放電電圧ＶC11 は、 ＶC11 ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ11（Ｒ13＋Ｒ14）〕ｔ （２） となり、トランジスタＱ12のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ
13と抵抗Ｒ14とによりＶC11 を分圧した ＶB ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ11（Ｒ13＋Ｒ14）〕ｔ ×Ｒ14／（Ｒ13＋Ｒ14） （３） となる。このベース電圧ＶB がｔ1 時間の経過後にトラ
ンジスタＱ12のベース・エミッタ間電圧ＶBEより低くな
るとトランジスタＱ12はＯＦＦとなり、従って、トラン
ジスタＱ11もＯＦＦし、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の動
作は停止する。即ち、上述した構成の電源回路では電源
スイッチＳ11をＯＦＦにした後、ｔ1時間の経過までＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１３は動作を続け、負荷回路に電源
を供給することが可能となる。
11をＯＦＦした場合、コンデンサＣ11に蓄積された電荷
は抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ14とを経由して放電を開始する。こ
の時の放電電圧ＶC11 は、 ＶC11 ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ11（Ｒ13＋Ｒ14）〕ｔ （２） となり、トランジスタＱ12のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ
13と抵抗Ｒ14とによりＶC11 を分圧した ＶB ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ11（Ｒ13＋Ｒ14）〕ｔ ×Ｒ14／（Ｒ13＋Ｒ14） （３） となる。このベース電圧ＶB がｔ1 時間の経過後にトラ
ンジスタＱ12のベース・エミッタ間電圧ＶBEより低くな
るとトランジスタＱ12はＯＦＦとなり、従って、トラン
ジスタＱ11もＯＦＦし、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の動
作は停止する。即ち、上述した構成の電源回路では電源
スイッチＳ11をＯＦＦにした後、ｔ1時間の経過までＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１３は動作を続け、負荷回路に電源
を供給することが可能となる。
【０００８】ここで、電子スイッチとしてトランジスタ
Ｑ11をＯＮさせるためには、ベース電流Ｉｂを流す必要
があるが、定常状態で十分なコレクタ電流Ｉｃを流すた
めには Ｉｂ×ｈfe＞Ｉｃ （４） ｈfe：電流増幅率 の関係が必要である。
Ｑ11をＯＮさせるためには、ベース電流Ｉｂを流す必要
があるが、定常状態で十分なコレクタ電流Ｉｃを流すた
めには Ｉｂ×ｈfe＞Ｉｃ （４） ｈfe：電流増幅率 の関係が必要である。
【０００９】しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の起動
時は、定常状態よりも数倍多い突入電流が流れるため、
その起動を保証するベース電流Ｉｂを設定しなくてはな
らず、また、ｈfeは非常にばらつきが多いため、その余
裕を確保し、更に温度特性に対してもマージンを持った
ベース電流Ｉｂを流さなければならない。これは結果的
に常に無効電流が流れていることになり、電源としての
効率を低下させることになる。
時は、定常状態よりも数倍多い突入電流が流れるため、
その起動を保証するベース電流Ｉｂを設定しなくてはな
らず、また、ｈfeは非常にばらつきが多いため、その余
裕を確保し、更に温度特性に対してもマージンを持った
ベース電流Ｉｂを流さなければならない。これは結果的
に常に無効電流が流れていることになり、電源としての
効率を低下させることになる。
【００１０】つぎに、第二の従来例は図６に示すよう
に、第一の従来例とはトランジスタＱ11を電界効果トラ
ンジスタ（以下、単に「ＦＥＴ」と記す）Ｑ21に替えた
ことにおいて異なるものであり、その他の構成と動作は
第一の従来例と同一である。ＦＥＴは電圧で制御する素
子であり、トランジスタに比べて制御電流を削減でき、
従って無効電流を低減して電源の効率の改善に効果的で
ある。しかしながら、ＦＥＴのＯＮ抵抗は大きく、ＤＣ
−ＤＣコンバータの入力電圧が低下して効率が悪くなる
という問題があった。また、現在の汎用ＦＥＴのＶGSの
ＯＮ電圧が高く、電池１本での電圧による駆動が困難で
あった。
に、第一の従来例とはトランジスタＱ11を電界効果トラ
ンジスタ（以下、単に「ＦＥＴ」と記す）Ｑ21に替えた
ことにおいて異なるものであり、その他の構成と動作は
第一の従来例と同一である。ＦＥＴは電圧で制御する素
子であり、トランジスタに比べて制御電流を削減でき、
従って無効電流を低減して電源の効率の改善に効果的で
ある。しかしながら、ＦＥＴのＯＮ抵抗は大きく、ＤＣ
−ＤＣコンバータの入力電圧が低下して効率が悪くなる
という問題があった。また、現在の汎用ＦＥＴのＶGSの
ＯＮ電圧が高く、電池１本での電圧による駆動が困難で
あった。
【００１１】上述したように従来例では、１次側入力経
路にスイッチイング用のトランジスタＱ11、またはＦＥ
ＴＱ21が付加されることになり、これによる電圧降下を
避けることができず、電源効率を悪化させる要因となっ
ていた。特に、１次側の電源電圧が低い場合、問題とな
るものであった。
路にスイッチイング用のトランジスタＱ11、またはＦＥ
ＴＱ21が付加されることになり、これによる電圧降下を
避けることができず、電源効率を悪化させる要因となっ
ていた。特に、１次側の電源電圧が低い場合、問題とな
るものであった。
【００１２】また、１次側入力に電池を直結する構成も
考えられ、この場合は入力電力の有効利用が可能となる
が、停止時において電池から２次側回路への漏れ電流が
生じる虞れがあった。即ち、整流を単純なダイオードで
行った場合、電源スイッチＳ11をＯＦＦにして、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１３の動作が停止しても、電池４の電圧
によってはダイオードを通して電池４から２次回路への
電流経路ができる場合があり、長期にわたって電源スイ
ッチＳ11をＯＦＦにする場合、電池４の消耗を早めるこ
とになっていた。
考えられ、この場合は入力電力の有効利用が可能となる
が、停止時において電池から２次側回路への漏れ電流が
生じる虞れがあった。即ち、整流を単純なダイオードで
行った場合、電源スイッチＳ11をＯＦＦにして、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１３の動作が停止しても、電池４の電圧
によってはダイオードを通して電池４から２次回路への
電流経路ができる場合があり、長期にわたって電源スイ
ッチＳ11をＯＦＦにする場合、電池４の消耗を早めるこ
とになっていた。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従って本発明の課題
は、低電圧である電池等を電源として用いる電子機器に
おいて、より高い電圧で作動する電子機器内の負荷回路
用に、低電圧を効率よく昇圧し、また、電源スイッチを
ＯＦＦした後、所定の時間負荷回路に電圧を供給するこ
とが可能な電源回路を提供しようとするものである。
は、低電圧である電池等を電源として用いる電子機器に
おいて、より高い電圧で作動する電子機器内の負荷回路
用に、低電圧を効率よく昇圧し、また、電源スイッチを
ＯＦＦした後、所定の時間負荷回路に電圧を供給するこ
とが可能な電源回路を提供しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
成されたものであり、電池を電源とし、この電池の電圧
を昇圧して用いる電源回路において、起動および停止の
制御を可能とする発振回路部と、前記発振回路部の発振
出力を整流する整流回路部と、前記発振回路部が発振動
作中は整流動作を行い、発振停止中は整流経路を遮断す
る制御手段とを具備すると共に、前記電池を発振回路部
に直接接続して電源回路を構成する。
成されたものであり、電池を電源とし、この電池の電圧
を昇圧して用いる電源回路において、起動および停止の
制御を可能とする発振回路部と、前記発振回路部の発振
出力を整流する整流回路部と、前記発振回路部が発振動
作中は整流動作を行い、発振停止中は整流経路を遮断す
る制御手段とを具備すると共に、前記電池を発振回路部
に直接接続して電源回路を構成する。
【００１５】また、前記制御手段は時定数回路を有し、
電源のスイッチオフ後、前記時定数回路で決定される所
定の時間、発振回路部および整流回路部を作動させ、負
荷に電圧を供給する電源回路を構成して上記課題を解決
する。
電源のスイッチオフ後、前記時定数回路で決定される所
定の時間、発振回路部および整流回路部を作動させ、負
荷に電圧を供給する電源回路を構成して上記課題を解決
する。
【００１６】従って本発明による電源回路は、電池とＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの１次側回路を直結した構成である
ため、従来の電源回路で生じていた半導体素子での無効
電流と、半導体素子のＯＮ抵抗による電圧降下を除去
し、変換効率の低下を防止する。また、ＤＣ−ＤＣコン
バータに同期する整流回路により、電源スイッチＯＦＦ
時の２次側回路への漏れ電流を無くすることができる。
Ｃ−ＤＣコンバータの１次側回路を直結した構成である
ため、従来の電源回路で生じていた半導体素子での無効
電流と、半導体素子のＯＮ抵抗による電圧降下を除去
し、変換効率の低下を防止する。また、ＤＣ−ＤＣコン
バータに同期する整流回路により、電源スイッチＯＦＦ
時の２次側回路への漏れ電流を無くすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明による電源回路の実施形態
例について図１ないし図４を参照して説明する。図１は
本発明による電源回路とこれを用いた装置のシステム構
成を説明するための図であり、図２はこの電源回路の構
成を示すブロック図である。図３は本発明による電源回
路の第一の実施形態例であり、図４は本発明による電源
回路の第二の実施形態例である。
例について図１ないし図４を参照して説明する。図１は
本発明による電源回路とこれを用いた装置のシステム構
成を説明するための図であり、図２はこの電源回路の構
成を示すブロック図である。図３は本発明による電源回
路の第一の実施形態例であり、図４は本発明による電源
回路の第二の実施形態例である。
【００１８】まず、電源スイッチがＯＦＦされた後、所
定の時間、動作を行う必要のある装置の例を図１を参照
して説明する。このような装置とは例えば従来例におい
て説明したワイヤレス送信機の使用終了時、電源をＯＦ
Ｆしたときに受信機側に、送信機が電源ＯＦＦされた信
号を送り、受信機のオーディオミューティング回路を動
作させ、不要なノイズの発生を防止する等のものがあ
る。
定の時間、動作を行う必要のある装置の例を図１を参照
して説明する。このような装置とは例えば従来例におい
て説明したワイヤレス送信機の使用終了時、電源をＯＦ
Ｆしたときに受信機側に、送信機が電源ＯＦＦされた信
号を送り、受信機のオーディオミューティング回路を動
作させ、不要なノイズの発生を防止する等のものがあ
る。
【００１９】電源スイッチ５を閉じた（ＯＮ）状態で、
電源部１は電池４の電圧を負荷回路３の作動に必要な電
圧に変換し、これに供給する。負荷回路３は必要な電圧
が供給されているあいだは所定の動作を行い、電源スイ
ッチ５が開かれる（ＯＦＦ）と、電源スイッチオフ検出
部２の信号に基づき、負荷回路３は電源ＯＦＦ時に必要
な処理を行い、その後動作を停止する。電源部１は電源
スイッチ５が開かれた後、負荷回路３が電源ＯＦＦ時に
必要な処理を行う間、継続して電圧を供給する構成であ
る。
電源部１は電池４の電圧を負荷回路３の作動に必要な電
圧に変換し、これに供給する。負荷回路３は必要な電圧
が供給されているあいだは所定の動作を行い、電源スイ
ッチ５が開かれる（ＯＦＦ）と、電源スイッチオフ検出
部２の信号に基づき、負荷回路３は電源ＯＦＦ時に必要
な処理を行い、その後動作を停止する。電源部１は電源
スイッチ５が開かれた後、負荷回路３が電源ＯＦＦ時に
必要な処理を行う間、継続して電圧を供給する構成であ
る。
【００２０】つぎに、本発明による電源回路のブロック
構成について図２を参照して説明する。電池４を電源と
し、電源スイッチ５で装置全体の動作の開始、終了を行
う。発振部６は外部より作動／停止の切り換えが可能で
あって、電池４の電圧をスイッチングし、負荷回路３が
必要とする電圧に変換する。発振制御部７は電源スイッ
チ５の状態により、発振部６の作動／停止を制御する。
整流部８は発振部６の動作に同期して整流を行い、ま
た、リップルフィルター１０は整流部８からの出力電圧
から不要な脈動成分を除去する。
構成について図２を参照して説明する。電池４を電源と
し、電源スイッチ５で装置全体の動作の開始、終了を行
う。発振部６は外部より作動／停止の切り換えが可能で
あって、電池４の電圧をスイッチングし、負荷回路３が
必要とする電圧に変換する。発振制御部７は電源スイッ
チ５の状態により、発振部６の作動／停止を制御する。
整流部８は発振部６の動作に同期して整流を行い、ま
た、リップルフィルター１０は整流部８からの出力電圧
から不要な脈動成分を除去する。
【００２１】つぎに動作について説明すると、まず、電
源のＯＮ時は電源スイッチ５をＯＮにすると発振制御部
７からの信号を受け、発振部６が起動する。発振部６は
出力電圧値を検出しながら、規定電圧が得られるように
電池４の電圧をスイッチングする。整流部８は発振部６
あるいは発振制御部７の信号に基づいて動作を開始し、
得られた直流電圧はリップルフィルター１０を通ってそ
の脈動成分が除去され、負荷回路３に供給される。
源のＯＮ時は電源スイッチ５をＯＮにすると発振制御部
７からの信号を受け、発振部６が起動する。発振部６は
出力電圧値を検出しながら、規定電圧が得られるように
電池４の電圧をスイッチングする。整流部８は発振部６
あるいは発振制御部７の信号に基づいて動作を開始し、
得られた直流電圧はリップルフィルター１０を通ってそ
の脈動成分が除去され、負荷回路３に供給される。
【００２２】電源のＯＦＦ時は電源スイッチ５をＯＦＦ
にすると、発振制御部７は時定数回路を有していてこれ
により、所定時間経過後、動作停止信号を発振部６に送
る。発振部６および整流部８は動作停止信号を受け取る
まで動作を継続し、負荷回路３に電圧の供給を続ける。
動作停止信号により発振部６が停止すると整流部８も整
流回路を遮断する。即ち、発振制御部７の時定数回路で
設定した時定数による期間が負荷回路３の回路電圧の保
持時間となる。
にすると、発振制御部７は時定数回路を有していてこれ
により、所定時間経過後、動作停止信号を発振部６に送
る。発振部６および整流部８は動作停止信号を受け取る
まで動作を継続し、負荷回路３に電圧の供給を続ける。
動作停止信号により発振部６が停止すると整流部８も整
流回路を遮断する。即ち、発振制御部７の時定数回路で
設定した時定数による期間が負荷回路３の回路電圧の保
持時間となる。
【００２３】上述した構成では発振部６の動作／停止を
半導体素子によるスイッチ方式ではなく、発振部６と電
池４とを直結する構成であるため、消費電力の効率が向
上する。また、発振部６の動作に同期して作動する整流
回路８を用いることにより、電源ＯＦＦ状態での漏洩電
流はなくなる。
半導体素子によるスイッチ方式ではなく、発振部６と電
池４とを直結する構成であるため、消費電力の効率が向
上する。また、発振部６の動作に同期して作動する整流
回路８を用いることにより、電源ＯＦＦ状態での漏洩電
流はなくなる。
【００２４】つぎに、本発明による電源回路の実施形態
例について説明する。
例について説明する。
【００２５】第一の実施形態例の構成は図３に示すよう
に、発振部６はコンバータＩＣ１１、発振用トランジス
タＱ2 、抵抗Ｒ3 、コンデンサＣ5 、トランスＴ1 の１
次側とで構成され、整流部８はトランスＴ1 の２次側
と、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、および整
流用トランジスタＱ1 から構成されている。コンバータ
ＩＣ１１の制御はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ5 、Ｒ6 、お
よびトランジスタＱ3 の構成で行われ、リップルフィル
ター１０はチョークコイルＬ1 、リップルコンデンサＣ
6 、Ｃ7 で、更にコンバータ起動部は電源スイッチＳ1-
1 と連動するスイッチＳ1-2 と起動用ダイオードＤ1 か
らなる。尚、コンバータ１次側に、リップルコンデンサ
Ｃ1 が設けられている。
に、発振部６はコンバータＩＣ１１、発振用トランジス
タＱ2 、抵抗Ｒ3 、コンデンサＣ5 、トランスＴ1 の１
次側とで構成され、整流部８はトランスＴ1 の２次側
と、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、および整
流用トランジスタＱ1 から構成されている。コンバータ
ＩＣ１１の制御はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ5 、Ｒ6 、お
よびトランジスタＱ3 の構成で行われ、リップルフィル
ター１０はチョークコイルＬ1 、リップルコンデンサＣ
6 、Ｃ7 で、更にコンバータ起動部は電源スイッチＳ1-
1 と連動するスイッチＳ1-2 と起動用ダイオードＤ1 か
らなる。尚、コンバータ１次側に、リップルコンデンサ
Ｃ1 が設けられている。
【００２６】この回路の動作について説明すると、まず
起動時は、連動する電源スイッチＳ1-1 とスイッチＳ1-
2 が閉じられ、電池４からの電圧はトランスＴ1 の１次
捲線からダイオードＤ1 を通りコンバータＩＣ１１のＯ
ＵＴ端子２２に印加されると同時に、コンデンサＣ2 に
充電され抵抗Ｒ5 を経由してトランジスタＱ3 のベース
に印加し、トランジスタＱ3 をＯＮさせる。その結果、
コンバータＩＣ１１のＣＥ端子２１はＬｏｗとなり、コ
ンバータＩＣ１１がＯＮする。尚、抵抗Ｒ6 は抵抗Ｒ5
と共にコンデンサＣ2 の放電回路を形成するが、また、
コンデンサＣ2が放電した場合にトランジスタＱ3 のベ
ース入力がハイインピーダンスになって誤動作すること
をも防止する。
起動時は、連動する電源スイッチＳ1-1 とスイッチＳ1-
2 が閉じられ、電池４からの電圧はトランスＴ1 の１次
捲線からダイオードＤ1 を通りコンバータＩＣ１１のＯ
ＵＴ端子２２に印加されると同時に、コンデンサＣ2 に
充電され抵抗Ｒ5 を経由してトランジスタＱ3 のベース
に印加し、トランジスタＱ3 をＯＮさせる。その結果、
コンバータＩＣ１１のＣＥ端子２１はＬｏｗとなり、コ
ンバータＩＣ１１がＯＮする。尚、抵抗Ｒ6 は抵抗Ｒ5
と共にコンデンサＣ2 の放電回路を形成するが、また、
コンデンサＣ2が放電した場合にトランジスタＱ3 のベ
ース入力がハイインピーダンスになって誤動作すること
をも防止する。
【００２７】つぎにコンバータ動作は、上述したように
コンバータＩＣ１１が起動し、このＥＸＴ端子２３の発
振パルスが並列の抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ5 を経由して
トランジスタＱ2 をスイッチングする。トランジスタＱ
2 によってトランスＴ1 の１次捲線に生ずるパルス波形
はトランスＴ1 の２次捲線に誘導されて取り出され、整
流用トランジスタＱ1 のベースをスイッチングする。こ
の動作によりトランジスタＱ1 はコレクタ側に生じてい
る前述のパルス波形を整流し、エミッタ側において脈動
を有する直流電圧を得る。直流電圧は再びコンバータＩ
Ｃ１１のＯＵＴ端子２２に印加され、コンバータ動作を
続ける。このように得られた直流電圧はリップルフィル
ター１０で不要な脈動を除去した後、負荷回路に印加さ
れる。
コンバータＩＣ１１が起動し、このＥＸＴ端子２３の発
振パルスが並列の抵抗Ｒ3 とコンデンサＣ5 を経由して
トランジスタＱ2 をスイッチングする。トランジスタＱ
2 によってトランスＴ1 の１次捲線に生ずるパルス波形
はトランスＴ1 の２次捲線に誘導されて取り出され、整
流用トランジスタＱ1 のベースをスイッチングする。こ
の動作によりトランジスタＱ1 はコレクタ側に生じてい
る前述のパルス波形を整流し、エミッタ側において脈動
を有する直流電圧を得る。直流電圧は再びコンバータＩ
Ｃ１１のＯＵＴ端子２２に印加され、コンバータ動作を
続ける。このように得られた直流電圧はリップルフィル
ター１０で不要な脈動を除去した後、負荷回路に印加さ
れる。
【００２８】電源のＯＦＦ時は、電源スイッチＳ1-1 と
スイッチＳ1-2 とが連動して開かれる。スイッチＳ1-2
は上述したように電源の起動のためのものであり、それ
以後の動作については関与しない。一方、電源スイッチ
Ｓ1-1 が開かれることによって、コンデンサＣ2 の充電
経路は断たれ、コンデンサＣ2 に充電された電荷は抵抗
Ｒ5 、Ｒ6 を介して放電を開始する。
スイッチＳ1-2 とが連動して開かれる。スイッチＳ1-2
は上述したように電源の起動のためのものであり、それ
以後の動作については関与しない。一方、電源スイッチ
Ｓ1-1 が開かれることによって、コンデンサＣ2 の充電
経路は断たれ、コンデンサＣ2 に充電された電荷は抵抗
Ｒ5 、Ｒ6 を介して放電を開始する。
【００２９】放電電圧ＶC2は、従来例で説明したものと
同様に、 ＶC2＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ2 （Ｒ5 ＋Ｒ6 ）〕ｔ （４） となり、トランジスタＱ3 のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ
5 と抵抗Ｒ6 とによりＶC2を分圧した ＶB ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ2 （Ｒ5 ＋Ｒ6 ）〕ｔ ×Ｒ6 ／（Ｒ5 ＋Ｒ6 ） （５） となる。
同様に、 ＶC2＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ2 （Ｒ5 ＋Ｒ6 ）〕ｔ （４） となり、トランジスタＱ3 のベース電圧ＶB は、抵抗Ｒ
5 と抵抗Ｒ6 とによりＶC2を分圧した ＶB ＝Ｅ0 ｅｘｐ〔−１／Ｃ2 （Ｒ5 ＋Ｒ6 ）〕ｔ ×Ｒ6 ／（Ｒ5 ＋Ｒ6 ） （５） となる。
【００３０】このベース電圧ＶB が時間ｔ1 でベース・
エミッタ間電圧ＶBE以下になったとき、トランジスタＱ
3 はＯＦＦし、その瞬間、保持されていたコンバータ出
力電圧が抵抗Ｒ4 を経由して、トランジスタＱ3 のコレ
クタとコンバータＩＣ１１のＣＥ端子２１に印加され、
このＣＥ端子２１はＨｉｇｈとなってコンバータＩＣ１
１は発振動作を停止する。その後ＣＥ端子２１の論理は
不定となるが、スイッチＳ1-2 は開いているためコンバ
ータは停止したままとなる。この電源スイッチＳ1-1 を
閉じてからコンバータが実際に停止するまでの時間ｔ1
が回路電圧保持時間となる。即ち、上述した構成の電源
回路では電源スイッチＳ1-2 をＯＦＦにした後、ｔ1 時
間の経過までコンバータは動作を続け、負荷回路に電圧
を供給することが可能となる。
エミッタ間電圧ＶBE以下になったとき、トランジスタＱ
3 はＯＦＦし、その瞬間、保持されていたコンバータ出
力電圧が抵抗Ｒ4 を経由して、トランジスタＱ3 のコレ
クタとコンバータＩＣ１１のＣＥ端子２１に印加され、
このＣＥ端子２１はＨｉｇｈとなってコンバータＩＣ１
１は発振動作を停止する。その後ＣＥ端子２１の論理は
不定となるが、スイッチＳ1-2 は開いているためコンバ
ータは停止したままとなる。この電源スイッチＳ1-1 を
閉じてからコンバータが実際に停止するまでの時間ｔ1
が回路電圧保持時間となる。即ち、上述した構成の電源
回路では電源スイッチＳ1-2 をＯＦＦにした後、ｔ1 時
間の経過までコンバータは動作を続け、負荷回路に電圧
を供給することが可能となる。
【００３１】つぎに、第二の実施形態例について図４を
参照して説明する。本例は自励発振方式の電源に本発明
を適用したものである。
参照して説明する。本例は自励発振方式の電源に本発明
を適用したものである。
【００３２】自励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に
トランジスタＱ31、Ｑ32、抵抗Ｒ31、Ｒ32、Ｒ33、コン
デンサＣ31、Ｃ32を付加したものである。コンデンサＣ
32と抵抗Ｒ31、Ｒ32は上述したものと同様にスイッチＳ
31がＯＦＦした後の負荷回路への電圧供給時間を定める
ものである。トランジスタＱ31はそのベース電圧に応じ
てＯＮ／ＯＦＦし、これに基づきトランジスタＱ32は自
励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の発振／停止を制
御する。尚、コンデンサＣ31は入力側のリップル除去用
コンデンサであり、また、チョークコイルＬ31、コンデ
ンサＣ36、Ｃ37で出力側のリップルフィルターを構成し
ている。
トランジスタＱ31、Ｑ32、抵抗Ｒ31、Ｒ32、Ｒ33、コン
デンサＣ31、Ｃ32を付加したものである。コンデンサＣ
32と抵抗Ｒ31、Ｒ32は上述したものと同様にスイッチＳ
31がＯＦＦした後の負荷回路への電圧供給時間を定める
ものである。トランジスタＱ31はそのベース電圧に応じ
てＯＮ／ＯＦＦし、これに基づきトランジスタＱ32は自
励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の発振／停止を制
御する。尚、コンデンサＣ31は入力側のリップル除去用
コンデンサであり、また、チョークコイルＬ31、コンデ
ンサＣ36、Ｃ37で出力側のリップルフィルターを構成し
ている。
【００３３】つぎに動作について説明すると、電源のＯ
Ｎ時、スイッチＳ31を閉じるとコンデンサＣ32は充電を
始め、トランジスタＱ31のベース電圧ＶB がベース・エ
ミッタ間電圧ＶBEより高くなると、トランジスタＱ31は
ＯＮし、従ってトランジスタＱ32のベースは零電位とな
り、トランジスタＱ32はＯＦＦとなる。従ってトランジ
スタＱ32はオープンコレクタとなり、通常の自励発振方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は動作を開始する。
Ｎ時、スイッチＳ31を閉じるとコンデンサＣ32は充電を
始め、トランジスタＱ31のベース電圧ＶB がベース・エ
ミッタ間電圧ＶBEより高くなると、トランジスタＱ31は
ＯＮし、従ってトランジスタＱ32のベースは零電位とな
り、トランジスタＱ32はＯＦＦとなる。従ってトランジ
スタＱ32はオープンコレクタとなり、通常の自励発振方
式ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は動作を開始する。
【００３４】スイッチＳ31を開いて電源をＯＦＦした
時、コンデンサＣ32から抵抗Ｒ31、Ｒ32を介して放電が
始まる。この放電電圧の時間的経過は第一の例で示した
ものと同様である。所定の時間後、放電によりトランジ
スタＱ31のベース電圧ＶB がベース・エミッタ間電圧Ｖ
BEより低くなると、トランジスタＱ31はＯＦＦし、トラ
ンジスタＱ32のベースはＨｉｇｈとなってＯＮとなり、
従ってトランジスタＱ３２のコレクタは零電位となる。
このため、自励発振部のトランジスタＱ３３のベースは
強制的に零電位となり、自励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１２は動作を停止し、負荷回路への給電も停止す
る。即ち、スイッチＳ31を開いて電源をＯＦＦしたとき
から放電電圧が所定の電圧になるまで負荷回路に給電が
行われる。
時、コンデンサＣ32から抵抗Ｒ31、Ｒ32を介して放電が
始まる。この放電電圧の時間的経過は第一の例で示した
ものと同様である。所定の時間後、放電によりトランジ
スタＱ31のベース電圧ＶB がベース・エミッタ間電圧Ｖ
BEより低くなると、トランジスタＱ31はＯＦＦし、トラ
ンジスタＱ32のベースはＨｉｇｈとなってＯＮとなり、
従ってトランジスタＱ３２のコレクタは零電位となる。
このため、自励発振部のトランジスタＱ３３のベースは
強制的に零電位となり、自励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１２は動作を停止し、負荷回路への給電も停止す
る。即ち、スイッチＳ31を開いて電源をＯＦＦしたとき
から放電電圧が所定の電圧になるまで負荷回路に給電が
行われる。
【００３５】
【発明の効果】本発明による電源回路は、電池とコンバ
ータの１次側回路とを直結した構成であるため、従来の
スイッチング用半導体素子による無効電流と、ＯＮ抵抗
による電圧降下を除去することができ、電圧変換の効率
を改善することができる。
ータの１次側回路とを直結した構成であるため、従来の
スイッチング用半導体素子による無効電流と、ＯＮ抵抗
による電圧降下を除去することができ、電圧変換の効率
を改善することができる。
【００３６】ＤＣ−ＤＣコンバータに同期し遮断される
整流回路により、電源スイッチＯＦＦ時の２次側回路へ
の漏れ電流をなくすることができる。
整流回路により、電源スイッチＯＦＦ時の２次側回路へ
の漏れ電流をなくすることができる。
【００３７】電源スイッチをＯＦＦした後、負荷回路に
所定時間継続して必要な電圧を供給することができる。
所定時間継続して必要な電圧を供給することができる。
【図１】 本発明による電源回路とこれを用いた装置の
システム構成を説明するための図である。
システム構成を説明するための図である。
【図２】 本発明による電源回路の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】 本発明による電源回路の第一の実施形態例で
ある。
ある。
【図４】 本発明による電源回路の第二の実施形態例で
ある。
ある。
【図５】 電源回路の第一の従来例である。
【図６】 電源回路の第二の従来例である。
１…電源部、２…電源スイッチオフ検出部、３…負荷回
路、４…電池 ５…電源スイッチ、６…発振部、７…発振制御部、８…
整流部 １０…リップルフィルター、１１…コンバータＩＣ １２…自励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３…ＤＣ
−ＤＣコンバータ ２０…出力端子、２１…ＣＥ端子、２２…ＯＵＴ端子、
２３…ＥＸＴ端子
路、４…電池 ５…電源スイッチ、６…発振部、７…発振制御部、８…
整流部 １０…リップルフィルター、１１…コンバータＩＣ １２…自励発振方式ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３…ＤＣ
−ＤＣコンバータ ２０…出力端子、２１…ＣＥ端子、２２…ＯＵＴ端子、
２３…ＥＸＴ端子
Claims (2)
- 【請求項１】 電池を電源とし、この電池の電圧を昇圧
して用いる電源回路において、 起動および停止の制御を可能とする発振回路部と、 前記発振回路部の発振出力を整流する整流回路部と、 前記発振回路部が発振動作中は整流動作を行い、発振停
止中は整流経路を遮断する制御手段とを具備すると共
に、 前記電池を発振回路部に直接接続した構成であることを
特徴とする電源回路。 - 【請求項２】 前記制御手段は時定数回路を有し、電源
のスイッチオフ後、前記時定数回路で決定される所定の
時間、発振回路部および整流回路部を作動させ、負荷に
電圧を供給することを特徴とする、請求項１に記載の電
源回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8041913A JPH09233813A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 電源回路 |
| US08/803,751 US5898577A (en) | 1996-02-28 | 1997-02-21 | Wireless transmitter |
| SG1997000447A SG52920A1 (en) | 1996-02-28 | 1997-02-21 | Wireless transmitter |
| MYPI97000730A MY118764A (en) | 1996-02-28 | 1997-02-26 | Wireless transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8041913A JPH09233813A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233813A true JPH09233813A (ja) | 1997-09-05 |
Family
ID=12621511
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8041913A Pending JPH09233813A (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | 電源回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5898577A (ja) |
| JP (1) | JPH09233813A (ja) |
| MY (1) | MY118764A (ja) |
| SG (1) | SG52920A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6542390B2 (en) | 2001-01-02 | 2003-04-01 | General Electric Company | System and method for regenerative PWM AC power conversion |
| US6847531B2 (en) * | 2001-01-02 | 2005-01-25 | General Electric Company | System and method for regenerative PWM AC power conversion |
| US20070208251A1 (en) * | 2006-03-02 | 2007-09-06 | General Electric Company | Transformer-coupled guidewire system and method of use |
| KR101316788B1 (ko) * | 2007-01-08 | 2013-10-11 | 삼성전자주식회사 | 반도체 집적 회로 장치 |
| US20090062739A1 (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | General Electric Company | Catheter Guidewire Tracking System and Method |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3671842A (en) * | 1971-03-22 | 1972-06-20 | Bendix Corp | Battery powered explosive system with relaxation oscillation in charging circuit |
| GB1542826A (en) * | 1976-01-21 | 1979-03-28 | Sony Corp | Power supply circuits |
| JPS5855751B2 (ja) * | 1976-01-29 | 1983-12-12 | ソニー株式会社 | 電源回路 |
| US4092709A (en) * | 1976-09-24 | 1978-05-30 | Texas Instruments Incorporated | Multiple output self oscillating converter regulator power supply |
| US4712170A (en) * | 1985-04-25 | 1987-12-08 | Power Modifications Incorporated | Power supply having tuned radio frequency circuit |
| US5161241A (en) * | 1989-09-13 | 1992-11-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | CRT power supply apparatus having synchronized high and low voltage power supply switching circuits |
| JP2803943B2 (ja) * | 1992-10-21 | 1998-09-24 | アルプス電気株式会社 | 非接触電力供給装置 |
| EP0599244B1 (en) * | 1992-11-27 | 1999-04-14 | Denso Corporation | Portable electronic device |
| JP2780167B2 (ja) * | 1993-01-22 | 1998-07-30 | 東光株式会社 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| EP0609875B1 (de) * | 1993-02-05 | 1996-04-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil |
| JP3283962B2 (ja) * | 1993-05-26 | 2002-05-20 | 松下電工株式会社 | 電源装置 |
| JP3192859B2 (ja) * | 1994-01-31 | 2001-07-30 | 三洋電機株式会社 | 電源装置 |
| JP3224177B2 (ja) * | 1994-04-25 | 2001-10-29 | 三洋電機株式会社 | 電源オンオフ制御回路 |
| US5638262A (en) * | 1995-09-07 | 1997-06-10 | Dell Usa L.P. | Method and apparatus for providing isolated power sourced from bleeder current |
-
1996
- 1996-02-28 JP JP8041913A patent/JPH09233813A/ja active Pending
-
1997
- 1997-02-21 US US08/803,751 patent/US5898577A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-02-21 SG SG1997000447A patent/SG52920A1/en unknown
- 1997-02-26 MY MYPI97000730A patent/MY118764A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5898577A (en) | 1999-04-27 |
| MY118764A (en) | 2005-01-31 |
| SG52920A1 (en) | 1998-09-28 |
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