JPH0923700A - サーボモータの電流制御方式 - Google Patents
サーボモータの電流制御方式Info
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- JPH0923700A JPH0923700A JP7186703A JP18670395A JPH0923700A JP H0923700 A JPH0923700 A JP H0923700A JP 7186703 A JP7186703 A JP 7186703A JP 18670395 A JP18670395 A JP 18670395A JP H0923700 A JPH0923700 A JP H0923700A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 19
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流ループにおける遅れを補償することがで
きるサーボモータの電流制御方式を提供する。 【構成】 ＤＱ変換で制御されるサーボモータの電流制
御において、電流ループの遅れに相当する角度を求めて
補正角とし、この補正角を用いて位相角を補正し、補正
した位相角を用いて、ＤＱ変換における３相からＤＱ座
標系への座標変換、あるいはＤＱ座標系から３相への座
標変換を行うことによって、電流ループの遅れを補償す
る。位相角の補正は、３相電流から２相電流を求める３
相からＤＱ座標系への座標変換における、位相角から補
正角を減じることによる位相角の補正、あるいは、２相
電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座標
変換における、位相角に補正角を加えることによる位相
角を補正によって実現することができる。
きるサーボモータの電流制御方式を提供する。 【構成】 ＤＱ変換で制御されるサーボモータの電流制
御において、電流ループの遅れに相当する角度を求めて
補正角とし、この補正角を用いて位相角を補正し、補正
した位相角を用いて、ＤＱ変換における３相からＤＱ座
標系への座標変換、あるいはＤＱ座標系から３相への座
標変換を行うことによって、電流ループの遅れを補償す
る。位相角の補正は、３相電流から２相電流を求める３
相からＤＱ座標系への座標変換における、位相角から補
正角を減じることによる位相角の補正、あるいは、２相
電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座標
変換における、位相角に補正角を加えることによる位相
角を補正によって実現することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サーボモータの電流制
御に関し、特に、サーボモータの電流制御を直流方式で
行うＤＱ制御方式による電流制御に関する。
御に関し、特に、サーボモータの電流制御を直流方式で
行うＤＱ制御方式による電流制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１２は、従来から行われているＡＣサ
ーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令か
らエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減
じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを
乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速
度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
ーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令か
らエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減
じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを
乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速
度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
【０００３】このような制御系において、電流ループと
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループ形成し、こ
の電流ループはＡＣサーボモータの各相に流す電流の制
御を行う。
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループ形成し、こ
の電流ループはＡＣサーボモータの各相に流す電流の制
御を行う。
【０００４】この３相電流を別々に制御する方式の場合
には、制御量として交流を扱っているため、電流ループ
の周波数特性による影響で定速回転かつ定負荷時におけ
る定常状態においても、指令に対する位相の遅れや振幅
の減衰等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク
制御を実現することが困難である。この欠点を改善する
方式として、３相電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相
の直流座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で
制御するＤＱ制御方式が知られている。
には、制御量として交流を扱っているため、電流ループ
の周波数特性による影響で定速回転かつ定負荷時におけ
る定常状態においても、指令に対する位相の遅れや振幅
の減衰等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク
制御を実現することが困難である。この欠点を改善する
方式として、３相電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相
の直流座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で
制御するＤＱ制御方式が知られている。
【０００５】図１３はＡＣサーボモータをＤＱ変換によ
り制御するブロック線図である。ｄ相の電流指令を
「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループが出力される
トルク指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変
換する手段９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電
流およびロータ位置検出器で検出されたロータの位相を
用いてｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流を
各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求める。
電流制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比例・
積分制御してｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑ
を求める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８は、
この２相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令
電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力して
インバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
り制御するブロック線図である。ｄ相の電流指令を
「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループが出力される
トルク指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変
換する手段９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電
流およびロータ位置検出器で検出されたロータの位相を
用いてｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流を
各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求める。
電流制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比例・
積分制御してｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑ
を求める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８は、
この２相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令
電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力して
インバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
【０００６】この従来のＤＱ変換においては、３相から
２相への変換および２相から３相への変換は同じ位相で
行われ、常に力率＝１の状態で電流の制御が行われる。
２相への変換および２相から３相への変換は同じ位相で
行われ、常に力率＝１の状態で電流の制御が行われる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
サーボモータの電流制御方式では、電流ループの遅れに
よりサーボモータの制御が不安定となるという問題点が
ある。
サーボモータの電流制御方式では、電流ループの遅れに
よりサーボモータの制御が不安定となるという問題点が
ある。
【０００８】従来のＤＱ変換では、３相から２相への変
換および２相から３相への変換を同じ位相で行っている
が、このＤＱ変換を行う電流ループはサンプリング系で
制御を行っているため、（ｉ）電圧指令（ＰＷＭ指令）
を出力してから、実際に電圧が有効にモータ巻き線に反
映されるまで時間、および（ｉｉ）実際に電流が流れて
から、Ａ／Ｄコンバータを経てサーボソフトが電流を読
み込むまでの実電流の検出に要する時間によって、時間
的な遅れが生じ、この時間的遅れが電流ループの遅れと
して制御系中に含まれることになる。
換および２相から３相への変換を同じ位相で行っている
が、このＤＱ変換を行う電流ループはサンプリング系で
制御を行っているため、（ｉ）電圧指令（ＰＷＭ指令）
を出力してから、実際に電圧が有効にモータ巻き線に反
映されるまで時間、および（ｉｉ）実際に電流が流れて
から、Ａ／Ｄコンバータを経てサーボソフトが電流を読
み込むまでの実電流の検出に要する時間によって、時間
的な遅れが生じ、この時間的遅れが電流ループの遅れと
して制御系中に含まれることになる。
【０００９】図１４は、ＤＱ変換されるＡＣサーボモー
タを説明するためのブロック線図である。図１４におい
て、一点鎖線を境として電源側は制御系を示し、モータ
側はモータ検出器系を示している。各ｄ相およびｑ相に
おいて、制御系では積分ゲインＫ１を持つ積分項１１，
１２と比例ゲインＫ２を持つ比例項１３，１４を備え、
モータ検出器系ではモータ側の抵抗分Ｒとインダクタン
ス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ相は、互いに
他の相からの干渉項１５，１６を備え、電流ループの遅
れの項１７を備えている。図１４では、電流ループの遅
れの項１７を１つのブロックで示し、その遅れ角度Δθ
を時間遅れδと電気角周波数ωｅの積で表している。
タを説明するためのブロック線図である。図１４におい
て、一点鎖線を境として電源側は制御系を示し、モータ
側はモータ検出器系を示している。各ｄ相およびｑ相に
おいて、制御系では積分ゲインＫ１を持つ積分項１１，
１２と比例ゲインＫ２を持つ比例項１３，１４を備え、
モータ検出器系ではモータ側の抵抗分Ｒとインダクタン
ス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ相は、互いに
他の相からの干渉項１５，１６を備え、電流ループの遅
れの項１７を備えている。図１４では、電流ループの遅
れの項１７を１つのブロックで示し、その遅れ角度Δθ
を時間遅れδと電気角周波数ωｅの積で表している。
【００１０】図１５は、ＡＣサーボモータの位相状態を
ｄ−ｑ座標で示したものである。図１５において、ＡＣ
サーボモータのコイル側の電圧ｖはそれぞれ破線で示す
（Ｒ・ｉ）と（Ｌ＋δ・Ｒ）・（ｄｉ／ｄｔ）の和と、
それぞれ一点鎖線で示す（ωｅ・Ｌ×ｉ）と（δ・ωｅ
・Ｌ×（ｄｉ／ｄｔ）の和とのベクトル和で表される。
ｄ−ｑ座標で示したものである。図１５において、ＡＣ
サーボモータのコイル側の電圧ｖはそれぞれ破線で示す
（Ｒ・ｉ）と（Ｌ＋δ・Ｒ）・（ｄｉ／ｄｔ）の和と、
それぞれ一点鎖線で示す（ωｅ・Ｌ×ｉ）と（δ・ωｅ
・Ｌ×（ｄｉ／ｄｔ）の和とのベクトル和で表される。
【００１１】電流ループの遅れの項１７においてｅｘｐ
（−ｊ・δ・ωｅ）で表される電流ループの遅れ分は、
図１５においてΔθ＝δ・ωｅだけベクトルｖを負方向
（図中で時計方向）に回転させることになる。この電流
ループの遅れと制系の極位置の関係は図１６で表され、
図中の軌跡は電流ループの遅れに応じた極位置の移動を
示している。図１６において、一点鎖線の左側の領域は
系が安定な領域であり、一点鎖線の右側の領域は系が不
安定な領域である。電流ループの遅れΔθが増加すると
安定な領域から徐々に不安定な領域に移動し、電流ルー
プの遅れΔθがほぼ４０°で安定性の境界となる。
（−ｊ・δ・ωｅ）で表される電流ループの遅れ分は、
図１５においてΔθ＝δ・ωｅだけベクトルｖを負方向
（図中で時計方向）に回転させることになる。この電流
ループの遅れと制系の極位置の関係は図１６で表され、
図中の軌跡は電流ループの遅れに応じた極位置の移動を
示している。図１６において、一点鎖線の左側の領域は
系が安定な領域であり、一点鎖線の右側の領域は系が不
安定な領域である。電流ループの遅れΔθが増加すると
安定な領域から徐々に不安定な領域に移動し、電流ルー
プの遅れΔθがほぼ４０°で安定性の境界となる。
【００１２】図１７は、電流制御において、不安定な制
御系のために、検出した実電流が発振する状態を示して
おり、図中のＡ近傍で発振現象が発生している。
御系のために、検出した実電流が発振する状態を示して
おり、図中のＡ近傍で発振現象が発生している。
【００１３】つまり、検出系の電流ループにおける遅れ
が制御系に入ることによって、電流ループ自体の安定性
が損なわれ、発振等の現象が生じることになる。この電
流ループの遅れは、サーボモータの回転速度が高速とな
ると電気角速度が大きくなって、より遅れることにな
る。したがって、電流ループの制御が不安定となり、Ａ
Ｃサーボモータの最高回転数は制御の安定性から制限さ
れることになる。
が制御系に入ることによって、電流ループ自体の安定性
が損なわれ、発振等の現象が生じることになる。この電
流ループの遅れは、サーボモータの回転速度が高速とな
ると電気角速度が大きくなって、より遅れることにな
る。したがって、電流ループの制御が不安定となり、Ａ
Ｃサーボモータの最高回転数は制御の安定性から制限さ
れることになる。
【００１４】そこで、本発明は前記した従来の問題点を
解決して、電流ループにおける遅れを補償することがで
きるサーボモータの電流制御方式を提供することを目的
とする。
解決して、電流ループにおける遅れを補償することがで
きるサーボモータの電流制御方式を提供することを目的
とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＤＱ変換で制
御されるサーボモータの電流制御において、電流ループ
の遅れに相当する角度を求めて補正角とし、この補正角
を用いて位相角を補正し、補正した位相角を用いて座標
変換を行うことによって、前記目的を達成する。
御されるサーボモータの電流制御において、電流ループ
の遅れに相当する角度を求めて補正角とし、この補正角
を用いて位相角を補正し、補正した位相角を用いて座標
変換を行うことによって、前記目的を達成する。
【００１６】本発明のサーボモータの電流制御は、３相
電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流座標系に変
換した後にそれぞれの相を直流成分で制御するＤＱ制御
方式において、サンプリングに基づいて発生する電流ル
ープの遅れを補償するものであり、ＤＱ変換における３
相からＤＱ座標系への座標変換、あるいはＤＱ座標系か
ら３相への座標変換において使用する位相角を補正する
ものである。
電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流座標系に変
換した後にそれぞれの相を直流成分で制御するＤＱ制御
方式において、サンプリングに基づいて発生する電流ル
ープの遅れを補償するものであり、ＤＱ変換における３
相からＤＱ座標系への座標変換、あるいはＤＱ座標系か
ら３相への座標変換において使用する位相角を補正する
ものである。
【００１７】位相角を補正するための補正角は、電流ル
ープの遅れ時間と電気角速度との積により求めることが
でき、３相からＤＱ座標系への座標変換において位相角
の補正を行う場合には、位相角から求めた補正角を差し
引いた角度を補正した位相角とし、また、ＤＱ座標系か
ら３相への座標変換において位相角の補正を行う場合に
は、位相角から求めた補正角を加えた角度を補正した位
相角とすることができる。
ープの遅れ時間と電気角速度との積により求めることが
でき、３相からＤＱ座標系への座標変換において位相角
の補正を行う場合には、位相角から求めた補正角を差し
引いた角度を補正した位相角とし、また、ＤＱ座標系か
ら３相への座標変換において位相角の補正を行う場合に
は、位相角から求めた補正角を加えた角度を補正した位
相角とすることができる。
【００１８】
【作用】本発明のサーボモータの電流制御は、３相電流
をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流座標系に変換し
た後にそれぞれの相を直流成分で制御するＤＱ制御方式
において、サンプリング処理等に基づいて発生する電流
ループの遅れを補償するものである。
をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流座標系に変換し
た後にそれぞれの相を直流成分で制御するＤＱ制御方式
において、サンプリング処理等に基づいて発生する電流
ループの遅れを補償するものである。
【００１９】サーボモータの電流制御において、３相電
流から２相電流へ変換する手段は、モータの各ｕ，ｖ，
ｗ相の実電流およびロータ位置検出器で検出されたロー
タの位相を用いてｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め
る。そして、この電流をｄ相およびｑ相の各相指令値か
ら減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この電流偏差を
電流制御器において比例・積分制御を行って、ｄ相指令
電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑを求める。そして、２
相電圧から３相電圧に変換する手段は、この２相の指令
電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器に出力してインバータ等で
サーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流
してサーボモータの制御を行う。
流から２相電流へ変換する手段は、モータの各ｕ，ｖ，
ｗ相の実電流およびロータ位置検出器で検出されたロー
タの位相を用いてｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め
る。そして、この電流をｄ相およびｑ相の各相指令値か
ら減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この電流偏差を
電流制御器において比例・積分制御を行って、ｄ相指令
電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑを求める。そして、２
相電圧から３相電圧に変換する手段は、この２相の指令
電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器に出力してインバータ等で
サーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流
してサーボモータの制御を行う。
【００２０】この３相電流から２相電流への変換、およ
び２相電圧から３相電圧への変換では、それぞれにおけ
る位相角を使用してＤＱ変換を行っている。本発明の電
流制御においては、このＤＱ変換における位相角を補正
角の加減によって補正して、電流ループの遅れを補償す
る。
び２相電圧から３相電圧への変換では、それぞれにおけ
る位相角を使用してＤＱ変換を行っている。本発明の電
流制御においては、このＤＱ変換における位相角を補正
角の加減によって補正して、電流ループの遅れを補償す
る。
【００２１】電流ループの遅れ時間と電気角速度との積
によって補正角を求め、３相電流から２相電流を求める
３相からＤＱ座標系への座標変換においては、位相角か
ら補正角を減じることにより位相角を補正し、また、２
相電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座
標変換においては、位相角に補正角を加えることにより
位相角を補正する。
によって補正角を求め、３相電流から２相電流を求める
３相からＤＱ座標系への座標変換においては、位相角か
ら補正角を減じることにより位相角を補正し、また、２
相電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座
標変換においては、位相角に補正角を加えることにより
位相角を補正する。
【００２２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照しながら詳
細に説明する。
細に説明する。
【００２３】（本発明の第１の実施例）本発明の第１の
実施例は、３相電流から２相電流を求める３相からＤＱ
座標系への座標変換において、位相角から補正角を減じ
ることにより位相角を補正して電流ループの遅れを補償
するものである。
実施例は、３相電流から２相電流を求める３相からＤＱ
座標系への座標変換において、位相角から補正角を減じ
ることにより位相角を補正して電流ループの遅れを補償
するものである。
【００２４】図１は本発明の第１の実施例を説明するた
めのブロック線図であり、図２は本発明の第１の実施例
におけるＤＱ変換における処理を説明するためのフロー
チャートである。
めのブロック線図であり、図２は本発明の第１の実施例
におけるＤＱ変換における処理を説明するためのフロー
チャートである。
【００２５】図１に示すブロック線図は、前記図１４に
おいて電流ループの遅れの項１７に補正項１８を接続す
るものである。図１において、一点鎖線を境として電源
側は制御系を示し、モータ側はモータ検出器系を示して
いる。各ｄ相およびｑ相において、制御系では積分ゲイ
ンＫ１を持つ積分項１１，１２と比例ゲインＫ２を持つ
比例項１３，１４を備え、モータ検出器系ではモータ側
の抵抗分Ｒとインダクタンス分Ｌとを備えている。ま
た、各ｄ相，ｑ相は、互いに他の相からの干渉項１５，
１６を備え、電流ループの遅れの項１７および補正項１
８を備えている。
おいて電流ループの遅れの項１７に補正項１８を接続す
るものである。図１において、一点鎖線を境として電源
側は制御系を示し、モータ側はモータ検出器系を示して
いる。各ｄ相およびｑ相において、制御系では積分ゲイ
ンＫ１を持つ積分項１１，１２と比例ゲインＫ２を持つ
比例項１３，１４を備え、モータ検出器系ではモータ側
の抵抗分Ｒとインダクタンス分Ｌとを備えている。ま
た、各ｄ相，ｑ相は、互いに他の相からの干渉項１５，
１６を備え、電流ループの遅れの項１７および補正項１
８を備えている。
【００２６】補正項１８は、電流ループの遅れ角度Δθ
と同量の角度Δθだけ電流値の位相を遅らせ、その出力
電流ｉｄ´およびｉｑ´を指令電流ｉｄ＊およびｉｑ＊
を減じてフィードバックする。これによって、電流ルー
プの遅れ角度Δθを補正した電気角θｅによって、電流
制御を行うことができる。
と同量の角度Δθだけ電流値の位相を遅らせ、その出力
電流ｉｄ´およびｉｑ´を指令電流ｉｄ＊およびｉｑ＊
を減じてフィードバックする。これによって、電流ルー
プの遅れ角度Δθを補正した電気角θｅによって、電流
制御を行うことができる。
【００２７】なお、電流ループの遅れ角度Δθは、遅れ
角度Δθを時間遅れδと電気角周波数ωｅの積によって
求めることができる。
角度Δθを時間遅れδと電気角周波数ωｅの積によって
求めることができる。
【００２８】図２のフローチャートにおいて、はじめ
に、電流フィードバックにおいて、サーボモータのｕ，
ｖ相の実電流Ｉｕ，およびＩｖを求める（ステップＳ
１）。さらに、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係を用いて、
Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）の演算によってｗ相の実電流Ｉ
ｗを求める（ステップＳ２）。また、ロータ位置検出器
の出力からロータの電気角θｅを求める（ステップＳ
３）。
に、電流フィードバックにおいて、サーボモータのｕ，
ｖ相の実電流Ｉｕ，およびＩｖを求める（ステップＳ
１）。さらに、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係を用いて、
Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）の演算によってｗ相の実電流Ｉ
ｗを求める（ステップＳ２）。また、ロータ位置検出器
の出力からロータの電気角θｅを求める（ステップＳ
３）。
【００２９】次に、サーボモータの電流ループの遅れ角
度Δθを求め、この角度Δθを補正角とする。この電流
ループの遅れ角度Δθは、電流ループの遅れ時間δとロ
ータの電気角速度ωｅとの積によって求めることができ
る。電流ループの遅れ時間δは、サーボモータにおい
て、電圧指令（ＰＷＭ指令）が出力されてから、実際に
電圧が有効にモータ巻き線に反映されるまで時間、およ
び実際に電流が流れてから、Ａ／Ｄコンバータを経てサ
ーボソフトが電流を読み込むまでの実電流の検出に要す
る時間であって、サーボモータに固有の値であるため、
サーボモータが持つ特性値としてあらかじめ求めてお
く。一方、ロータの電気角速度ωｅは、ロータ位置検出
器の出力から回転速度に応じて求めることができる（ス
テップＳ４）。
度Δθを求め、この角度Δθを補正角とする。この電流
ループの遅れ角度Δθは、電流ループの遅れ時間δとロ
ータの電気角速度ωｅとの積によって求めることができ
る。電流ループの遅れ時間δは、サーボモータにおい
て、電圧指令（ＰＷＭ指令）が出力されてから、実際に
電圧が有効にモータ巻き線に反映されるまで時間、およ
び実際に電流が流れてから、Ａ／Ｄコンバータを経てサ
ーボソフトが電流を読み込むまでの実電流の検出に要す
る時間であって、サーボモータに固有の値であるため、
サーボモータが持つ特性値としてあらかじめ求めてお
く。一方、ロータの電気角速度ωｅは、ロータ位置検出
器の出力から回転速度に応じて求めることができる（ス
テップＳ４）。
【００３０】次に、ステップＳ３で求めたロータの電気
角θｅから、ステップＳ４で求めた補正角Δθを減じて
得たθｅ´を新たな補正した電気角θｅとする（ステッ
プＳ５）。
角θｅから、ステップＳ４で求めた補正角Δθを減じて
得たθｅ´を新たな補正した電気角θｅとする（ステッ
プＳ５）。
【００３１】次に、次式（１）で示されるような、３相
交流電流から２相の直流電流を求めるＤＱ変換によっ
て、ｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求める。
交流電流から２相の直流電流を求めるＤＱ変換によっ
て、ｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求める。
【００３２】
【数１】 この式（１）におけるθｅは、前記ステップＳ４で補正
した電気角θｅを用いることによって、電流ループの遅
れ時間Δθ分を補償することができる（ステップＳ
６）。
した電気角θｅを用いることによって、電流ループの遅
れ時間Δθ分を補償することができる（ステップＳ
６）。
【００３３】この補正したｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑ
をｄ相およびｑ相の各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の
電流偏差を求め、この電流偏差を電流制御器において比
例・積分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指
令電圧Ｖｑを求める（ステップＳ７）。さらに、２相電
圧から３相電圧に変換する手段において、次式（２）で
示されるような、２相直流電圧から３相の交流電圧を求
めるＤＱ変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗを求め（ステップＳ８）、この指令電圧を電
力増幅器に出力してインバータ等でサーボモータの各相
に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの
制御を行う。
をｄ相およびｑ相の各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の
電流偏差を求め、この電流偏差を電流制御器において比
例・積分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指
令電圧Ｖｑを求める（ステップＳ７）。さらに、２相電
圧から３相電圧に変換する手段において、次式（２）で
示されるような、２相直流電圧から３相の交流電圧を求
めるＤＱ変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗを求め（ステップＳ８）、この指令電圧を電
力増幅器に出力してインバータ等でサーボモータの各相
に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの
制御を行う。
【００３４】
【数２】 （本発明の第２の実施例）本発明の第２の実施例は、２
相電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座
標変換において、位相角に補正角を加えることにより位
相角を補正して電流ループの遅れを補償するものであ
る。
相電圧から３相電圧を求めるＤＱ座標系から３相への座
標変換において、位相角に補正角を加えることにより位
相角を補正して電流ループの遅れを補償するものであ
る。
【００３５】図３は本発明の第２の実施例を説明するた
めのブロック線図であり、図４は本発明の第２の実施例
におけるＤＱ変換における処理を説明するためのフロー
チャートである。
めのブロック線図であり、図４は本発明の第２の実施例
におけるＤＱ変換における処理を説明するためのフロー
チャートである。
【００３６】図３に示すブロック線図は、前記図１４に
おいて積分項１１，１２とモータ側との間に補正項１９
を接続する。補正項１９以外の構成は図１４と同様であ
り、また、図１の構成とは補正項１８以外の構成と同様
であるため、共通する構成の説明は省略する。
おいて積分項１１，１２とモータ側との間に補正項１９
を接続する。補正項１９以外の構成は図１４と同様であ
り、また、図１の構成とは補正項１８以外の構成と同様
であるため、共通する構成の説明は省略する。
【００３７】補正項１９は、電流ループの遅れ角度Δθ
と同量の角度Δθだけ電圧の位相を進めた電圧値Ｖｄ，
およびＶｑをモータ側に供給する。これによって、電流
ループの遅れ角度Δθを補正した電気角θｅによって、
電流制御を行うことができる。
と同量の角度Δθだけ電圧の位相を進めた電圧値Ｖｄ，
およびＶｑをモータ側に供給する。これによって、電流
ループの遅れ角度Δθを補正した電気角θｅによって、
電流制御を行うことができる。
【００３８】なお、電流ループの遅れ角度Δθは、第１
の実施例と同様に遅れ角度Δθを時間遅れδと電気角周
波数ωｅの積によって求めることができる。
の実施例と同様に遅れ角度Δθを時間遅れδと電気角周
波数ωｅの積によって求めることができる。
【００３９】図４のフローチャートにおいて、前記第１
の実施例におけるステップＳ１からステップＳ３と同様
にして、電流フィードバックにおいて、サーボモータの
ｕ，ｖ相の実電流Ｉｕ，およびＩｖを求め（ステップＳ
１１）、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）の演算によってｗ相の
実電流Ｉｗを求め（ステップＳ１２）、ロータの電気角
θｅを求める（ステップＳ１３）。
の実施例におけるステップＳ１からステップＳ３と同様
にして、電流フィードバックにおいて、サーボモータの
ｕ，ｖ相の実電流Ｉｕ，およびＩｖを求め（ステップＳ
１１）、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）の演算によってｗ相の
実電流Ｉｗを求め（ステップＳ１２）、ロータの電気角
θｅを求める（ステップＳ１３）。
【００４０】次に、次式（１）によって、３相交流電流
から２相の直流電流を求めるＤＱ変換によって、実電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求
める。この式（１）におけるθｅは、ステップＳ３で求
めた電気角θｅを用いる（ステップＳ１４）。
から２相の直流電流を求めるＤＱ変換によって、実電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求
める。この式（１）におけるθｅは、ステップＳ３で求
めた電気角θｅを用いる（ステップＳ１４）。
【００４１】求めたｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑをｄ相
およびｑ相の各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏
差を求め、この電流偏差を電流制御器において比例・積
分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧
Ｖｑを求める（ステップＳ１５）。次に、サーボモータ
の電流ループの遅れ角度Δθを求め、この角度Δθを補
正角とする。この電流ループの遅れ角度Δθは、前記ス
テップＳ４と同様にして電流ループの遅れ時間δとロー
タの電気角速度ωｅとの積によって求める。また、各電
流ループの遅れ時間δとロータの電気角速度ωｅについ
ても、前記ステップＳ４と同様にして求めることができ
る（ステップＳ１６）。
およびｑ相の各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏
差を求め、この電流偏差を電流制御器において比例・積
分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧
Ｖｑを求める（ステップＳ１５）。次に、サーボモータ
の電流ループの遅れ角度Δθを求め、この角度Δθを補
正角とする。この電流ループの遅れ角度Δθは、前記ス
テップＳ４と同様にして電流ループの遅れ時間δとロー
タの電気角速度ωｅとの積によって求める。また、各電
流ループの遅れ時間δとロータの電気角速度ωｅについ
ても、前記ステップＳ４と同様にして求めることができ
る（ステップＳ１６）。
【００４２】次に、ステップＳ１３で求めたロータの電
気角θｅに、ステップＳ１６で求めた補正角Δθを加え
て得たθｅ´を新たな補正した電気角θｅとする（ステ
ップＳ１７）。
気角θｅに、ステップＳ１６で求めた補正角Δθを加え
て得たθｅ´を新たな補正した電気角θｅとする（ステ
ップＳ１７）。
【００４３】さらに、２相電圧から３相電圧に変換する
手段において、式（２）で示されるような、２相直流電
圧から３相の交流電圧を求めるＤＱ変換によって、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め（ステップ
Ｓ１８）、この指令電圧を電力増幅器に出力してインバ
ータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
手段において、式（２）で示されるような、２相直流電
圧から３相の交流電圧を求めるＤＱ変換によって、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め（ステップ
Ｓ１８）、この指令電圧を電力増幅器に出力してインバ
ータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
【００４４】図５は、本発明の実施例を適用したサーボ
モータ制御系のブロック図である。この構成は従来のデ
ジタルサーボ制御を行う装置と同一であるため、概略的
に示している。図５において、２０はコンピュータを内
蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２
２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有する
デジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等
の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサー
ボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコー
ダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出
器である。
モータ制御系のブロック図である。この構成は従来のデ
ジタルサーボ制御を行う装置と同一であるため、概略的
に示している。図５において、２０はコンピュータを内
蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２
２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有する
デジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等
の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサー
ボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコー
ダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出
器である。
【００４５】（実施例の結果例）次に、本発明の制御方
式を適用した場合の結果例を示す。図６，図７，図８，
および図９は、ｑ相のステップ応答についてそれぞれ停
止時、４０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補償を行わ
なかった場合、６０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補
償を行わなかった場合、６０００ｒｐｍ時で電流ループ
の遅れ補償を行った場合について示している。なお、図
９における電流ループの遅れ補償は、位相る進めること
によって行っている。
式を適用した場合の結果例を示す。図６，図７，図８，
および図９は、ｑ相のステップ応答についてそれぞれ停
止時、４０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補償を行わ
なかった場合、６０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補
償を行わなかった場合、６０００ｒｐｍ時で電流ループ
の遅れ補償を行った場合について示している。なお、図
９における電流ループの遅れ補償は、位相る進めること
によって行っている。
【００４６】図６，図７に示すように、停止時および低
速回転時（４０００ｒｐｍ時）では電流ループの遅れに
よる制御系の不安定性は見られないが、高速回転時（６
０００ｒｐｍ時）では電流ループの遅れによって制御系
が不安定となり、ｄ相とｑ相の電流が発振する。
速回転時（４０００ｒｐｍ時）では電流ループの遅れに
よる制御系の不安定性は見られないが、高速回転時（６
０００ｒｐｍ時）では電流ループの遅れによって制御系
が不安定となり、ｄ相とｑ相の電流が発振する。
【００４７】これに対して、本発明の制御方式を適用し
た場合には、高速回転時（６０００ｒｐｍ時）において
も、電流ループの遅れによる制御系の不安定性は見られ
ない。
た場合には、高速回転時（６０００ｒｐｍ時）において
も、電流ループの遅れによる制御系の不安定性は見られ
ない。
【００４８】また、本発明の制御方式を適用した場合の
トルクカーブについて、図１０，図１１に示す。図１１
は、位相補償を行わない場合の回転数（ｒｐｍ）に対す
るトルク値（ｋｇｃｍ）を示している。なお、図１１中
の４０００ｒｐｍ付近の特性は、オーバーシュートを示
している。
トルクカーブについて、図１０，図１１に示す。図１１
は、位相補償を行わない場合の回転数（ｒｐｍ）に対す
るトルク値（ｋｇｃｍ）を示している。なお、図１１中
の４０００ｒｐｍ付近の特性は、オーバーシュートを示
している。
【００４９】これに対して、図１０は、位相補償を行っ
た場合の回転数（ｒｐｍ）に対するトルク値（ｋｇｃ
ｍ）を示している。なお、図１０の（ａ）の横軸は図１
１と同じレンジであり、図１０の（ｂ）は横軸の回転数
のレンジを変更して高回転数の領域まで示している。
た場合の回転数（ｒｐｍ）に対するトルク値（ｋｇｃ
ｍ）を示している。なお、図１０の（ａ）の横軸は図１
１と同じレンジであり、図１０の（ｂ）は横軸の回転数
のレンジを変更して高回転数の領域まで示している。
【００５０】図１０の（ａ）と図１１とを比較すると、
例えば３０００ｒｐｍの回転数では、補償を行わない場
合には１１０ｋｇｃｍのトルクが出力されるのに対し
て、本発明の制御方式によって補償を行った場合には１
２０ｋｇｃｍのトルクを出力することができる。
例えば３０００ｒｐｍの回転数では、補償を行わない場
合には１１０ｋｇｃｍのトルクが出力されるのに対し
て、本発明の制御方式によって補償を行った場合には１
２０ｋｇｃｍのトルクを出力することができる。
【００５１】また、発明の制御方式を適用することによ
って、オーバーシュートが発生する回転数を４０００ｒ
ｐｍ付近から７０００ｒｐｍ付近にまで高めることがで
きる。
って、オーバーシュートが発生する回転数を４０００ｒ
ｐｍ付近から７０００ｒｐｍ付近にまで高めることがで
きる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電流ループにおける遅れを補償することができるサーボ
モータの電流制御方式を提供することができる。
電流ループにおける遅れを補償することができるサーボ
モータの電流制御方式を提供することができる。
【図１】本発明の第１の実施例を説明するためのブロッ
ク線図である。
ク線図である。
【図２】本発明の第１の実施例におけるＤＱ変換におけ
る処理を説明するためのフローチャートである。
る処理を説明するためのフローチャートである。
【図３】本発明の第２の実施例を説明するためのブロッ
ク線図である。
ク線図である。
【図４】本発明の第２の実施例におけるＤＱ変換におけ
る処理を説明するためのフローチャートである。
る処理を説明するためのフローチャートである。
【図５】本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系
のブロック図である。
のブロック図である。
【図６】停止時におけるｑ相のステップ応答である。
【図７】４０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補償を行
わなかった場合のｑ相のステップ応答である。
わなかった場合のｑ相のステップ応答である。
【図８】６０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補償を行
わなかった場合のｑ相のステップ応答である。
わなかった場合のｑ相のステップ応答である。
【図９】６０００ｒｐｍ時で電流ループの遅れ補償を行
った場合のｑ相のステップ応答である。
った場合のｑ相のステップ応答である。
【図１０】位相補償を行わない場合のトルクカーブであ
る。
る。
【図１１】本発明の制御方式を適用した場合のトルクカ
ーブである。
ーブである。
【図１２】従来から行われているＡＣサーボモータの制
御系のブロック線図である。
御系のブロック線図である。
【図１３】ＡＣサーボモータをＤＱ変換により制御する
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図１４】ＤＱ変換されるＡＣサーボモータを説明する
ためのブロック線図である。
ためのブロック線図である。
【図１５】ＡＣサーボモータの位相状態をｄ−ｑ座標で
示したものである。
示したものである。
【図１６】電流ループの遅れと制系の極位置の関係を示
す図である。
す図である。
【図１７】電流制御における不安定な制御による実電流
の発振状態を示す図である。
の発振状態を示す図である。
１ 位置制御 ２ 速度制御 ３ 電流制御 ４ サーボモータ ５ｄ，５ｑ 電流制御器 ６ 電力増幅器 ７ ロータ位相 ８ ２相電圧から３相電圧へ変換する手段 ９ ３相電流から２相電流へ変換する手段 １１，１２ 積分項 １３，１４ 比例項 １５，１６ 干渉項 １７ 電流ループの遅れ項 １８，１９ 補正項
Claims (4)
- 【請求項１】 ＤＱ変換で制御されるサーボモータの電
流制御において、電流ループの遅れに相当する角度を求
めて補正角とし、前記補正角を用いて位相角を補正し、
前記補正した位相角を用いて座標変換を行うことを特徴
とするサーボモータの電流制御方式。 - 【請求項２】 前記位相角から補正角を差し引いた角度
を、３相からＤＱ座標系への座標変換における位相角と
することを特徴とする請求項１記載のサーボモータの電
流制御方式。 - 【請求項３】 前記位相角に補正角を加えた角度を、Ｄ
Ｑ座標系から３相への座標変換における位相角とするこ
とを特徴とする請求項１記載のサーボモータの電流制御
方式。 - 【請求項４】 前記補正角は、電流ループの遅れ時間と
電気角速度の積であることを特徴とする請求項１，２，
又は３記載のサーボモータの電流制御方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7186703A JPH0923700A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | サーボモータの電流制御方式 |
| US08/671,875 US5726545A (en) | 1995-06-30 | 1996-06-28 | Current controlling method for servo motor |
| EP96304857A EP0751613B1 (en) | 1995-06-30 | 1996-07-01 | Current controlling method for servo motor |
| DE69606103T DE69606103T2 (de) | 1995-06-30 | 1996-07-01 | Verfahren zur Steuerung des Stroms eines Servomotors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7186703A JPH0923700A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | サーボモータの電流制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923700A true JPH0923700A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=16193162
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7186703A Pending JPH0923700A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | サーボモータの電流制御方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5726545A (ja) |
| EP (1) | EP0751613B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0923700A (ja) |
| DE (1) | DE69606103T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009207323A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | モータの制御装置 |
| DE102015013769A1 (de) | 2014-10-31 | 2016-05-25 | Fanuc Corporation | Motorregelvorrichtung zum Regeln einer Stromphase in dq/Dreiphasen-Koordinaten |
| JP2023023650A (ja) * | 2021-08-05 | 2023-02-16 | 日産自動車株式会社 | 回転電機制御方法及び回転電機制御システム |
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| WO2000048047A1 (en) | 1999-02-11 | 2000-08-17 | Trw Inc. | Apparatus and method for controlling an electric assist steering system |
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| JP4678129B2 (ja) * | 2001-07-04 | 2011-04-27 | 三菱電機株式会社 | サーボ制御システム及びその設定方法 |
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| US7679309B2 (en) * | 2007-05-03 | 2010-03-16 | Gm Global Technologies Operations, Inc. | Method and system for motor control with delay compensation |
| JP5136839B2 (ja) * | 2007-11-28 | 2013-02-06 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| JP5328592B2 (ja) * | 2009-10-02 | 2013-10-30 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | モータ駆動装置 |
| KR101891276B1 (ko) * | 2016-05-10 | 2018-10-01 | 알에스오토메이션주식회사 | 속도 제어 장치 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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