JPH09238079A - バイポーラ・ユニポーラ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低電源化された次段の比較器の入力振幅の許
容範囲を意識して、受信入力振幅を不必要に下げること
をせず、かつしきい値電圧を数１００ｍＶ以下に設定及
び調整が可能なバイポーラ・ユニポーラ変換回路を提供
する。 【解決手段】 パルストランス（３）は入力バイポーラ
信号を同極性と逆極性のバイポーラ信号に変換する。ク
ランプ回路（５，６）は同極性のバイポーラ信号を所定
の範囲内に制限する。クランプ回路（９，１０）は逆極
性のバイポーラ信号を所定の範囲内に制限する。比較器
（２２）は、クランプ回路（５，６）の出力信号と基準
しきい値電圧とを比較して正極のユニポーラ信号を出力
する。比較器（２３）はクランプ回路（９，１０）の出
力信号と基準しきい値電圧とを比較して負極のユニポー
ラ信号を出力する。制御回路（１３〜２１）は、入力バ
イポーラ信号の振幅の大きさに応じて、基準しきい値電
圧を自動的に制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は伝送装置に使用され
るバイポーラ・ユニポーラ変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル伝送システムでは、ディジタ
ル・データを、電気インタフェース回路の送信部から受
信部へ向けて、平衡対ケーブルまたは同軸ケーブル等を
用いて数百ｍの距離を伝送している。この伝送されてき
たディジタル・データを受信する電気インタフェース回
路の受信部は、バイポーラ・ユニポーラ変換回路とタイ
ミング抽出回路とで構成され、バイポーラ・ユニポーラ
変換回路は、パルストランス（変成器）、自動しきい値
電圧制御回路、および比較器とを備えている。

【０００３】バイポーラ・ユニポーラ変換回路におい
て、まず、パルストランスを用いて受信した入力信号を
同極性と逆極性に変換し、かつ信号振幅を増加する。こ
こで、入力信号は、一般に、２進信号の論理“１”レベ
ルが発生する毎に正極性のパルスと負極性のパルスが交
互に送出されたバイポーラ信号である。自動しきい値伝
電圧制御回路は、パルストランスからの出力電圧を上昇
した受信入力信号の信号振幅を監視し、直流（ＤＣ）信
号のしきい値電圧を発生し、かつしきい値電圧を制御
し、その制御したしきい値電圧を次段の比較器の基準値
入力に伝える。

【０００４】この自動しきい値電圧制御回路は、入力信
号に対して、ダイオードとコンデンサからなる整流回路
を用い、最大振幅値からダイオードの順方向電圧分下が
ったＤＣ信号を発生し、別に設定した最低基準電圧との
間で、しきい値電圧を制御している。

【０００５】図３に従来のバイポーラ・ユニポーラ変換
回路の構成を示す。図３は特公平８−２０１７号公報
（以下、先行技術１と呼ぶ）に開示されているものと実
質的に同一のものである。この先行技術１では、バイポ
ーラ・ユニポーラ変換回路の自動しきい値電圧制御回路
に対して、予め設定した最低基準しきい値電圧にダイオ
ードの順方向電圧を加算することで、パルスが粗な入力
信号を受けた場合のしきい値電圧の下降による識別不良
を防いでいる。

【０００６】すなわち、この先行技術１に開示されたバ
イポーラ・ユニポーラ変換回路は、入力信号を同極性と
逆極性に変換し、かつ信号振幅を増加させるパルストラ
ンスと、正極性のバイポーラ信号と基準しきい値電圧と
を比較する第１の比較器と、逆極性のバイポーラ信号と
基準しきい値とを比較する第２の比較器と、基準しきい
値電圧を入力信号振幅に対して自動的に制御する自動し
きい値電圧制御回路とを有する。そして、この先行技術
１では、バイポーラ・ユニポーラ変換回路の自動しきい
値電圧制御回路は、正極性または逆極性のバイポーラ信
号を受けて整流する波形整形用ダイオードと、整流した
出力を充電するコンデンサと、充電された電荷を放電す
る電圧設定用抵抗器とを有し、更に基準しきい値電圧の
最低基準しきい値電圧を制限する電圧制限用ダイオード
を有している。

【０００７】図３において、１は入力端子、２は送信側
負電極（送信側接地端子）、３はパルストランス、１２
は正電極（正電源端子）、１３，１４，１７，１８は抵
抗器、１５，２１はコンデンサ、１６は受信側負電極
（受信側接地端子）、１９，２０，２４はショットキバ
リア形ダイオード、２２，２３は比較器、２５は正極側
出力端子、２６は負極側出力端子である。

【０００８】図４に図３の各点の波形状態を示す。図４
において、（１）は入力端子１の波形、（２）はＡ点の
波形、（３）はＢ点の波形、（４）はＣ点の波形、
（５）は比較器２２の入力波形で、（５−１）は比較器
２２の正極入力「Ａ点の波形」、（５−２）は比較器２
２の負極入力「基準しきい値電圧」、（６）は比較器２
３の入力波形で、（６−１）は比較器２３の正極入力
「Ｂ点の波形」、（６−２）は比較器２３の負極入力
「基準しきい値電圧」、（７）は比較器２２の出力、
（８）は比較器２３の出力をそれぞれ示している。

【０００９】図３および図４を参照して、従来のバイポ
ーラ・ユニポーラ変換回路の動作について説明する。

【００１０】パルストランス３の１次側に振幅Ｖ_O-P1の
バイポーラ信号（図４（１）の左側に示す）を入力する
と、パルストランス３の２次側には図４（２）、（３）
の左側に示すようなＤＣバイアス電圧Ｖ_B で振幅Ｖ_P1の
波形が現れる。ここでＤＣバイアス電圧Ｖ_B は抵抗１
３、１４とダイオード２４の順方向電圧分の電圧降下量
と正電極１２の電圧で決定される。ダイオード１９は信
号（図４（２））の正極性パルスが現れた時、導通状態
になり、ダイオード２０は信号（図４（３））の正極性
パルスが現れた時、導通状態になる。ダイオード１９、
２０が導通状態の時、コンデンサ２１には電荷が充電さ
れ、コンデンサ２１の両端の電圧が最大（Ｖ_P1−Ｖ_F1）
になるまで充電される。この時、信号（図４（２））ま
たは信号（図４（３））を整流した信号（図４（４））
がＣ点に得られる。ここで電圧Ｖ_F1は、振幅Ｖ_P1の信号
入力時におけるダイオード１９、２０の順方向電圧分の
電圧降下量である。

【００１１】今、ダイオード２４の順方向電圧分の電圧
降下量をＶ_D とすると、Ｄ点の電圧は（Ｖ_B ＋Ｖ_D ）と
なり、比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図４（５
−２）、（６−２））は、抵抗器１７、１８により、Ｃ
点とＤ点の間の電圧（Ｖ_B ＋Ｖ_D ）〜（Ｖ_B ＋（Ｖ_P1−
Ｖ_F1））の範囲で設定され、通常、パルス振幅の中点に
調整する。

【００１２】入力バイポーラ信号（図４（１））の振幅
が、接続ケーブルによる損失等により小さくなり、それ
に伴い信号（図４（２）、（３））の振幅が小さくなっ
ても、（Ｖ_P1−Ｖ_F1）の値が変化する為、基準しきい値
電圧（図４（５−２）、（６−２））はパルス振幅の中
点に設定される。

【００１３】仮に入力端子１に図４（１）の右側に示す
様に、Ｖ_0-P1より大きい振幅Ｖ_0-P2をもつバイポーラ信
号が入力された場合、比較器２２、２３の基準しきい値
電圧（図４（５−２）、（６−２））は（Ｖ_B ＋Ｖ_D ）
〜（Ｖ_B ＋（Ｖ_P2−Ｖ_F2））の範囲で設定される。振幅
Ｖ_0-P1の信号入力時の動作と同様に、今度は（Ｖ_P2−Ｖ
_F2）の値が変化することでパルス振幅の中点に基準しき
い値（図４（５−２）、（６−２））が設定される。こ
こで電圧Ｖ_F2は、振幅Ｖ_P2の信号入力時におけるダイオ
ード１９、２０に順方向電圧分の電圧降下量である。

【００１４】図４（５）と（６）に比較器２２と２３の
入力波形状態を各々示す。また、図４（７）と（８）に
比較器２２と２３の出力波形状態を各々示す。入力端子
１に入力されたバイポーラ信号に対して、比較器２２の
出力（図４（７））に正極のユニポーラ信号が得られ、
比較器２３の出力（図４（８））に負極のユニポーラ信
号が得られる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】図３に示す従来のバイ
ポーラ・ユニポーラ変換回路において、入力パルスが粗
の場合の低レベル状態で、コンデンサ２１に充電された
電荷は抵抗１７、１８を介して放電される。この時、基
準しきい値電圧は、ダイオード２４の順方向電圧の電圧
降下量Ｖ_D に抑えられる。基準しきい値電圧がＤＣバイ
アス電圧Ｖ_B に近づき、比較器２２、２３でパルスの識
別不可能となることを抑制することを特徴としている。
しかながら、通常の伝送装置でバイポーラ・ユニポーラ
変換回路を使用する場合、入力データの伝送周波数は数
ＭＨｚ以上であり、０連続データ伝送の不安定性を考慮
して、ＢｎＺＳ（Bipolar with n Zeros Substitution
Codes ）符号方式が用いられる。この為、粗なデータが
入力された場合、コンデンサ２１が放電して、基準しき
い値電圧がＤＣバイアスＶ_B に近づいても、比較器２
２、２３で識別不可能なレベルまで電圧降下することは
生じない。

【００１６】ここで、放電する時の放電曲線は、抵抗１
７、１８とコンデンサ２１の時定数で決定される。仮に
本例の伝送周波数をｆ＝１ＭＨｚとし、Ｂ８ＺＳ符号方
式を使用するとし、マーク率が１番小さいデータ列“０
００１”が入力された場合を考える。この場合、先頭の
“１”が入力された後、放電状態にあるＣ点のリップル
電圧Ｖ_PIP は下記の数式１で表される。

【００１７】

【数１】 ここで、ｆ＝動作周波数＝１ＭＨｚ、コンデンサ２１の
容量Ｃ_D ＝０．１μＦ、放電状態でのＣ点の電流Ｉ₀ ＝
１ｍＡと仮定すると、 Ｔ＝周期＝（１／ｆ）＝１μＳ Ｖ_PIP ＝（１ｍＡ／０．１μＦ）×（４μＳ／２）＝２
０ｍＶ となる。

【００１８】ダイナミックレンジにもよるが、通常、比
較器で５ｍＡ程度の範囲で識別は可能であると考えら
れ、上記の条件下では、比較器が識別不可能となること
は一概に言えない。

【００１９】また、本例ではダイオード２４の順方向電
圧の電圧降下量Ｖ_D は数１００ｍＶあると考えられ、最
低基準しきい値電圧を（Ｖ_B ＋Ｖ_D ）としている為、数
１００ｍＶ単位の微小振幅信号の識別が困難である。こ
れは距離特性の向上をさせる際の妨げにつながる。

【００２０】更に、低電力化を意識して、比較器２２、
２３が３．３Ｖ動作の集積回路（ＩＣ）に内蔵されてい
ると仮定すると、原則的に比較器２２、２３に入力され
る信号振幅は３．３Ｖを越えない様にすることが望まし
い。よって、受信部の前段に減衰器を挿入したり、パル
ストランスによる信号増幅増加分を減らしたり、送信出
力のパワーを低減させたりすることによって、入力信号
振幅を不必要に小さくしなければならない。これも距離
特性の向上の妨げにつながる。

【００２１】本発明の課題は、入力パルスが粗の場合の
低レベル状態での比較器におけるパルスの識別不可を抑
制する為に付加されている電圧制限用ダイオードによ
り、逆に数１００ｍＶ単位の微小振幅信号の識別が困難
となってしまい、距離特性の向上の妨げになるという第
１の問題を解決することにある。

【００２２】本発明の他の課題は、比較器の低電源ＩＣ
内蔵化を意識した場合の入力信号振幅の許容制限により
生ずる距離特性劣化の第２の問題を解決することにあ
る。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明によるバイポーラ
・ユニポーラ変換回路は、正極性のパルスと負極性のパ
ルスが交互に送出された入力バイポーラ信号をユニポー
ラ信号に変換するバイポーラ・ユニポーラ変換回路にお
いて、入力バイポーラ信号を同極性と逆極性のバイポー
ラ信号に変換する変成器と、同極性のバイポーラ信号を
所定の範囲内に制限して、第１のクランプしたバイポー
ラ信号を出力する第１のクランプ回路と、逆極性のバイ
ポーラ信号を所定の範囲内に制限して、第２のクランプ
したバイポーラ信号を出力する第２のクランプ回路と、
第１のクランプしたバイポーラ信号と基準しきい値電圧
とを比較して、正極性のパルスに対応した正極のユニポ
ーラ信号を出力する第１の比較器と、第２のクランプし
たバイポーラ信号と基準しきい値電圧とを比較して、負
極性のパルスに対応した負極のユニポーラ信号を出力す
る第２の比較器と、入力バイポーラ信号の振幅の大きさ
に応じて、基準しきい値電圧を自動的に制御する自動し
きい値電圧制御回路と、を有することを特徴とする。

【００２４】

【作用】上記第１の問題については、電圧制限用ダイオ
ードを削除することで解決している。すなわち、電圧制
限用ダイオードを削除することで、基準しきい値電圧の
最低レベルは、ＤＣバイアス電圧と電圧設定用抵抗の電
圧降下量の和となる。これにより基準しきい値電圧は、
比較器の識別能力の限界付近まで設定可能となる。

【００２５】また、上記第２の問題については、振幅の
大きい入力信号に対して、信号振幅が正電源またはグラ
ンド電位に対して極端に越えないように、信号線と正電
極と負電極に対して、電圧をクランプするダイオードを
挿入することで解決している。一般的に受信入力部にク
ランプ回路を付加したことで、伝送路及び送信部出力と
のインピーダンス不整合を起こすことが考えられる。し
かし、ここでクランプする為に用いるダイオードは、大
入力振幅時にのみ、導通状態となる為、大入力時に波形
劣化を起こすが、振幅が大きい為、受信データ誤りを起
こす可能性は少ない。また、微小振幅信号の受信時に
は、クランプ用ダイオードはオフ状態にある為、インピ
ーダンス不整合の影響は無くなる。上述した内容によ
り、低電源化された次段の比較器の入力振幅の許容範囲
を意識して、受信入力振幅を不要に下げることをせず
に、かつしきい値電圧を数１００ｍＶ以下に設定および
調整が可能なバイポーラ・ユニポーラ変換回路の実現が
可能となる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の一
実施形態を詳細に説明する。

【００２７】図１は本発明の一実施形態によるバイポー
ラ・ユニポーラ変換回路を示す回路図であり、図２は図
１の各点の波形状態を示す波形図である。図１におい
て、１は入力端子、２は送信側負電極、３はパルストラ
ンス、４，８，１２は正電極、１３，１４，１７，１８
は抵抗器、１５，２１はコンデンサ、７，１１，１６は
受信側負電極、５，６，９，１０，１９，２０はショッ
トキバリア形ダイオード、２２，２３は比較器、２５は
正極性出力端子、２６は負極性出力端子である。図２に
おいて、（１）は入力端子１の波形、（２）はＡ点の波
形、（３）はＢ点の波形、（４）はＣ点の波形、（５）
は比較器２２の入力波形、（５−１）は比較器２２の正
極入力「Ａ点の波形」、（５−２）は比較器２２の負極
入力「基準しきい値電圧」、（６）は比較器２３の入力
波形、（６−１）は比較器２３の正極入力「Ｂ点の波
形」、（６−２）は比較器２３の負極入力「基準しきい
値電圧」、（７）は比較器２２の出力、（８）は比較器
２３の出力をそれぞれ示している。

【００２８】本バイポーラ・ユニポーラ変換回路と図３
に示す従来のバイポーラ・ユニポーラ変換回路との相違
点は、電圧制限用ダイオード２４を削除し、パルストラ
ンス３の第１の出力端と第１の比較器２２の正極入力端
（＋）とを接続する信号線と正電極４と負電極７に対し
て、電圧をクランプするクランプ用ダイオード５、６を
挿入し、パルストランス３の第２の出力端と第２の比較
器２３の正極入力端（＋）とを接続する信号線と正電極
８と負電極１１に対して、電圧をクランプするクランプ
用ダイオード９、１０を挿入したことである。本例にお
いて、正電極４，８，１２の電位をＶ_DDとする。

【００２９】図１および図２を参照して、本実施の形態
に係るバイポーラ・ユニポーラ変換回路の動作について
説明する。

【００３０】まず、パルストランス３の１次側に、図２
（１）の左側に示す様な振幅Ｖ_0-P3のバイポーラ信号を
入力した場合、パルストランス３の２次側には図２
（２）、（３）に示すようなＤＣバイアス電圧Ｖ_B を中
心としする振幅Ｖ_P3の波形が現れる。ここで、入力され
る信号振幅Ｖ_0-P3は、パルストランス３の信号振幅増加
分を考慮しても、Ｖ_DDもしくは０Ｖ電位を越えない程度
に小さい値であると仮定する。また、ＤＣバイアス電圧
Ｖ_B は抵抗器１３、１４により決定される。ダイオード
１９は信号（図２（２））の正極性パルスが現れた時、
導通状態になり、ダイオード２０は信号（図２（３））
の正極性パルスが現れた時、導通状態になる。ダイオー
ド１９、２０が導通状態の時、コンデンサ２１には電荷
が充電され、コンデンサ２１の両端の電圧が最大（Ｖ_P3
−Ｖ_F4）になるまで充電され、Ｃ点に信号（図２
（２））または信号（図２（３））を整流した信号（図
２（４））が得られる。ここで電圧Ｖ_F4は、振幅Ｖ_P3の
信号入力時におけるダイオード１９、２０の順方向電圧
分の電圧降下量である。

【００３１】比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図
２（５−２）、（６−２））は、抵抗器１７、１８によ
り、Ｃ点とＤ点の間の電圧（Ｖ_B 〜Ｖ_B ＋（Ｖ_P3−
Ｖ_F4））の範囲に設定される。

【００３２】以下、従来技術の一例と同様な動作をし、
図２（７）、（８）に示すユニポーラ信号を得る。

【００３３】今度は、パルストランス３の１次側（入力
端子１）に、図２（１）の右側に示す様な、Ｖ_0-P3より
大きい振幅Ｖ_0-P4のをもつバイポーラ信号を入力した場
合を考える。この場合も同様に、パルストランス３の２
次側には、図２（２）、（３）の右側に示すようなＤＣ
バイアス電圧Ｖ_B を中心としする振幅Ｖ_P4の波形が現れ
る。しかし、ここで入力される信号振幅Ｖ_0-P4はパルス
トランス３の信号振幅増幅分を考慮した場合、Ｖ_DDもし
くは０Ｖ電位を越えてしまう程に大きな値であると仮定
する。よって、Ａ点及びＢ点で得られる信号振幅Ｖ_P4は
ダイオード５，６及びダイオード９，１０により、クラ
ンプされた値となる。すなわち、振幅Ｖ_P4は（（Ｖ_DD＋
Ｖ_F3）−Ｖ_B ）または（Ｖ_B ＋Ｖ_F3）となり、最大振幅
値はＶ_DD＋Ｖ_F3、最小振幅値は（−Ｖ_B ）となる。ここ
で、電圧Ｖ_F3は、ダイオード５，６及びダイオード９，
１０のクランプ時に発生する順方向電圧分の電圧降下量
である。また、振幅Ｖ_0-P3の信号入力時の動作と同様
に、今度はコンデンサ２１に最大（Ｖ_P4−Ｖ_F5）まで充
電され、Ｃ点に信号（図２（２））または信号（図２
（３））を整流した信号（図２（４））を得る。ここ
で、電圧Ｖ_F5は、振幅Ｖ_P4の信号入力時におけるダイオ
ード１９，２０の順方向電圧分の電圧降下量である。

【００３４】比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図
２（５−２）、（６−２））は抵抗器１７，１８によ
り、Ｃ点とＤ点間の電圧（Ｖ_B 〜Ｖ_B ＋（Ｖ_P4−
Ｖ_F5））の範囲に設定される。

【００３５】以下、従来技術の一例と同様な動作をし、
図２（７）と（８）に示すユニポーラ信号を得る。

【００３６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、信号振幅
をクランプする機能を付加することで、次段の比較器の
低電源化に対して、不必要な受信感度の劣化を防ぐこと
ができる。また、最低基準しきい値電圧をクランプする
手段を不要とし、削除することで、距離特性の向上が図
れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態によるバイポーラ・ユニポ
ーラ変換回路を示す回路図である。

【図２】図１に示したバイポーラ・ユニポーラ変換回路
の各点の波形状態を示す波形図である。

【図３】従来のバイポーラ・ユニポーラ変換回路を示す
回路図である。

【図４】図３に示したバイポーラ・ユニポーラ変換回路
の各点の波形状態を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 送信側負電極 ３ パルストランス ４ 正電極（正電源端子） ５，６ ショットキバリア形ダイオード ７ 受信側負電極（受信側接地端子） ８ 正電極（正電源端子） ９，１０ ショットキバリア形ダイオード １１ 受信側負電極（受信側接地端子） １２ 正電極（正電源端子） １３，１４ 抵抗器 １５ コンデンサ １６ 受信側負電極（受信側接地端子） １７，１８ 抵抗器 １９，２０ ショットキバリア形ダイオード ２１ コンデンサ ２２，２３ 比較器 ２５ 正極性出力端子 ２６ 負極性出力端子

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正極性のパルスと負極性のパルスが交互
   に送出された入力バイポーラ信号をユニポーラ信号に変
   換するバイポーラ・ユニポーラ変換回路において、 前記入力バイポーラ信号を同極性と逆極性のバイポーラ
   信号に変換する変成器（３）と、 前記同極性のバイポーラ信号を所定の範囲内に制限し
   て、第１のクランプしたバイポーラ信号を出力する第１
   のクランプ回路（５，６）と、 前記逆極性のバイポーラ信号を前記所定の範囲内に制限
   して、第２のクランプしたバイポーラ信号を出力する第
   ２のクランプ回路（９，１０）と、 前記第１のクランプしたバイポーラ信号と基準しきい値
   電圧とを比較して、前記正極性のパルスに対応した正極
   のユニポーラ信号を出力する第１の比較器（２２）と、 前記第２のクランプしたバイポーラ信号と前記基準しき
   い値電圧とを比較して、前記負極性のパルスに対応した
   負極のユニポーラ信号を出力する第２の比較器（２３）
   と、 前記入力バイポーラ信号の振幅の大きさに応じて、前記
   基準しきい値電圧を自動的に制御する自動しきい値電圧
   制御回路（１３〜２１）と、 を有することを特徴とするバイポーラ・ユニポーラ変換
   回路。
2. 【請求項２】 前記入力バイポーラ信号がＢｎＺＳ符号
   方式の信号である、請求項１に記載のバイポーラ・ユニ
   ポーラ変換回路。
3. 【請求項３】 前記第１及び第２のクランプ回路の各々
   がダイオードで構成されている、請求項１又は２に記載
   のバイポーラ・ユニポーラ変換回路。
4. 【請求項４】 前記第１及び第２の比較器の各々が低電
   源化された集積回路で構成されている、請求項１〜３の
   いずれか１つに記載のバイポーラ・ユニポーラ変換回
   路。
5. 【請求項５】 前記自動しきい値電圧制御回路（１３〜
   ２１）は、 前記第１のクランプしたバイポーラ信号を受けて前記正
   極性のパルスを波形整形する第１の波形整形用ダイオー
   ド（１９）と、 前記第２のクランプしたバイポーラ信号を受けて前記逆
   極性のパルスを波形整形する第２の波形整形用ダイオー
   ド（２０）と、 前記第１及び第２の波形整形用ダイオードの出力を充電
   するコンデンサ（２１）と、 該コンデンサに充電された電荷を放電させると共に、前
   記基準しきい値電圧を設定する電圧設定用抵抗器（１
   ７，１８）と、 を有することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１
   つに記載のバイポーラ・ユニポーラ変換回路。