JPH09252578A - 高調波電流低減回路 - Google Patents
高調波電流低減回路Info
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- JPH09252578A JPH09252578A JP8058686A JP5868696A JPH09252578A JP H09252578 A JPH09252578 A JP H09252578A JP 8058686 A JP8058686 A JP 8058686A JP 5868696 A JP5868696 A JP 5868696A JP H09252578 A JPH09252578 A JP H09252578A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 変換効率の低下を改善するとともに、部品点
数を削減し、経済化を図った高調波電流低減回路を提供
する。 【解決手段】 交流電源１からの交流電圧を整流ダイオ
ード２で半波整流し、この半波整流電圧をリアクトル３
を介してスイッチング素子９でスイッチングし、高速リ
カバリダイオード８を介して電解コンデンサ１２で円滑
化して負荷１３に供給するとともに、入力電圧検出回路
５からの入力電圧、入力電流検出回路７からの入力電
流、出力電圧検出手段１１からの出力電流に基づきドラ
イブ回路１０を介して交流電源からの電流が正弦波とな
るようにスイッチング素子９をオン／オフ駆動してい
る。
数を削減し、経済化を図った高調波電流低減回路を提供
する。 【解決手段】 交流電源１からの交流電圧を整流ダイオ
ード２で半波整流し、この半波整流電圧をリアクトル３
を介してスイッチング素子９でスイッチングし、高速リ
カバリダイオード８を介して電解コンデンサ１２で円滑
化して負荷１３に供給するとともに、入力電圧検出回路
５からの入力電圧、入力電流検出回路７からの入力電
流、出力電圧検出手段１１からの出力電流に基づきドラ
イブ回路１０を介して交流電源からの電流が正弦波とな
るようにスイッチング素子９をオン／オフ駆動してい
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源からの交
流電圧を整流し、この整流電圧をスイッチングし、この
スイッチングされた電圧を整流して直流電圧を発生する
電源回路において高調波電流を低減した高調波電流低減
回路に関する。
流電圧を整流し、この整流電圧をスイッチングし、この
スイッチングされた電圧を整流して直流電圧を発生する
電源回路において高調波電流を低減した高調波電流低減
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、国内外の電源高調波電流の規制に
対応したアクティブフィルタが開発され、このようなア
クティブフィルタを使用した高調波電流低減回路とし
て、従来、図１１に示すようなものがある。図１１に示
す高調波電流低減回路は、交流電源９１からの交流電圧
（図１２の点線で示す波形）を４個のダイオードからな
る全波整流回路９２で整流し、この整流された電圧をリ
アクトル９３を介してスイッチングトランジスタ９４で
スイッチングし、このスイッチングされた電圧をダイオ
ード９５で整流し、平滑コンデンサ９６を介して負荷９
７に供給している。
対応したアクティブフィルタが開発され、このようなア
クティブフィルタを使用した高調波電流低減回路とし
て、従来、図１１に示すようなものがある。図１１に示
す高調波電流低減回路は、交流電源９１からの交流電圧
（図１２の点線で示す波形）を４個のダイオードからな
る全波整流回路９２で整流し、この整流された電圧をリ
アクトル９３を介してスイッチングトランジスタ９４で
スイッチングし、このスイッチングされた電圧をダイオ
ード９５で整流し、平滑コンデンサ９６を介して負荷９
７に供給している。
【０００３】また、入力電圧検出回路９８からの入力電
圧、入力電流検出回路９９からの入力電流、出力電圧検
出回路１０２からの出力電圧をアクティブフィルタ制御
回路１０３に供給し、該アクティブフィルタ制御回路１
０３からの出力信号でドライブ回路１０１を介して前記
スイッチングトランジスタ９４をオン／オフスイッチン
グし、これにより図１２の実線で示す電源電流波形が点
線で示す電源電圧波形と同じ正弦波になるように制御
し、電源電流の高調波成分を低減している。
圧、入力電流検出回路９９からの入力電流、出力電圧検
出回路１０２からの出力電圧をアクティブフィルタ制御
回路１０３に供給し、該アクティブフィルタ制御回路１
０３からの出力信号でドライブ回路１０１を介して前記
スイッチングトランジスタ９４をオン／オフスイッチン
グし、これにより図１２の実線で示す電源電流波形が点
線で示す電源電圧波形と同じ正弦波になるように制御
し、電源電流の高調波成分を低減している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、高調
波電流の低減のためにアクティブフィルタを使用する
と、従来の電源回路に比べて、コストアップおよび変換
効率の低下を招き、実用化の障害となっている。変換効
率を低下させる原因は、主にダイオード、リアクタ、ス
イッチング素子である。
波電流の低減のためにアクティブフィルタを使用する
と、従来の電源回路に比べて、コストアップおよび変換
効率の低下を招き、実用化の障害となっている。変換効
率を低下させる原因は、主にダイオード、リアクタ、ス
イッチング素子である。
【０００５】特に、従来の回路では、図１１に示すよう
に、交流電源９１からの交流電圧を４個のダイオードか
らなる全波整流回路で整流しているため、図１１におい
てスイッチングトランジスタ９４がオンしている期間で
は、点線で示す電流ループ内に２個のダイオードが挿入
され、オフ期間では、電流ループ内に３個のダイオード
が挿入され、これにより変換効率が低下するとともに、
部品点数も多く、非経済的であるという問題がある。
に、交流電源９１からの交流電圧を４個のダイオードか
らなる全波整流回路で整流しているため、図１１におい
てスイッチングトランジスタ９４がオンしている期間で
は、点線で示す電流ループ内に２個のダイオードが挿入
され、オフ期間では、電流ループ内に３個のダイオード
が挿入され、これにより変換効率が低下するとともに、
部品点数も多く、非経済的であるという問題がある。
【０００６】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、変換効率の低下を改善すると
ともに、部品点数を削減し、経済化を図った高調波電流
低減回路を提供することにある。
その目的とするところは、変換効率の低下を改善すると
ともに、部品点数を削減し、経済化を図った高調波電流
低減回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明は、交流電源からの交流電圧
を半波整流すべく該交流電源の一端に接続された整流ダ
イオードと、該整流ダイオードに直列に接続されたリア
クトルと、該リアクトルに直列に接続された高速リカバ
リダイオードと、該高速リカバリダイオードの他端と前
記交流電源の他端との間で負荷に並列に接続された電解
コンデンサと、前記リアクトルの負荷側に接続されたス
イッチング素子と、前記整流ダイオードの負荷側と前記
交流電源の他端との間に接続された抵抗と、該抵抗に接
続され、前記交流電源からの入力電圧を検出する入力電
圧検出回路と、前記交流電源からの電流を検出する入力
電流検出回路と、前記スイッチング素子を駆動するドラ
イブ回路と、前記電解コンデンサの両端の電圧を検出す
る出力電圧検出手段と、前記入力電圧検出回路、前記入
力電流検出回路、および前記出力電圧検出回路からの出
力信号に基づき、前記交流電源からの電流が正弦波とな
るように前記スイッチング素子をオン／オフ駆動する信
号を前記ドライブ回路に供給する制御回路とを有するこ
とを要旨とする。
め、請求項１記載の本発明は、交流電源からの交流電圧
を半波整流すべく該交流電源の一端に接続された整流ダ
イオードと、該整流ダイオードに直列に接続されたリア
クトルと、該リアクトルに直列に接続された高速リカバ
リダイオードと、該高速リカバリダイオードの他端と前
記交流電源の他端との間で負荷に並列に接続された電解
コンデンサと、前記リアクトルの負荷側に接続されたス
イッチング素子と、前記整流ダイオードの負荷側と前記
交流電源の他端との間に接続された抵抗と、該抵抗に接
続され、前記交流電源からの入力電圧を検出する入力電
圧検出回路と、前記交流電源からの電流を検出する入力
電流検出回路と、前記スイッチング素子を駆動するドラ
イブ回路と、前記電解コンデンサの両端の電圧を検出す
る出力電圧検出手段と、前記入力電圧検出回路、前記入
力電流検出回路、および前記出力電圧検出回路からの出
力信号に基づき、前記交流電源からの電流が正弦波とな
るように前記スイッチング素子をオン／オフ駆動する信
号を前記ドライブ回路に供給する制御回路とを有するこ
とを要旨とする。
【０００８】請求項１記載の本発明にあっては、交流電
源からの交流電圧を整流ダイオードで半波整流し、この
半波整流電圧をリアクトルを介してスイッチング素子で
スイッチングし、高速リカバリダイオードを介して電解
コンデンサで円滑化して負荷に供給するとともに、入力
電圧検出回路からの入力電圧、入力電流検出回路からの
入力電流、出力電圧検出手段からの出力電流に基づきド
ライブ回路を介して交流電源からの電流が正弦波となる
ようにスイッチング素子をオン／オフ駆動している。
源からの交流電圧を整流ダイオードで半波整流し、この
半波整流電圧をリアクトルを介してスイッチング素子で
スイッチングし、高速リカバリダイオードを介して電解
コンデンサで円滑化して負荷に供給するとともに、入力
電圧検出回路からの入力電圧、入力電流検出回路からの
入力電流、出力電圧検出手段からの出力電流に基づきド
ライブ回路を介して交流電源からの電流が正弦波となる
ようにスイッチング素子をオン／オフ駆動している。
【０００９】また、請求項２記載の本発明は、交流電源
の一端に接続されたリアクトルと、該リアクトルに直列
に接続された高速リカバリダイオードと、該高速リカバ
リダイオードの他端と前記交流電源の他端との間で負荷
に並列に接続された電解コンデンサと、前記リアクトル
の負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子に直列に接続された保護ダイオードと、前記
交流電源の両端に直列に接続された整流ダイオードおよ
び抵抗と、該抵抗に接続され、前記交流電源からの入力
電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記交流電源から
の電流を検出する入力電流検出回路と、前記スイッチン
グ素子を駆動するドライブ回路と、前記電解コンデンサ
の両端の電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記入力
電圧検出回路、前記入力電流検出回路、および前記出力
電圧検出回路からの出力信号に基づき、前記交流電源か
らの電流が正弦波となるように前記スイッチング素子を
オン／オフ駆動する信号を前記ドライブ回路に供給する
制御回路とを有することを要旨とする。
の一端に接続されたリアクトルと、該リアクトルに直列
に接続された高速リカバリダイオードと、該高速リカバ
リダイオードの他端と前記交流電源の他端との間で負荷
に並列に接続された電解コンデンサと、前記リアクトル
の負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子に直列に接続された保護ダイオードと、前記
交流電源の両端に直列に接続された整流ダイオードおよ
び抵抗と、該抵抗に接続され、前記交流電源からの入力
電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記交流電源から
の電流を検出する入力電流検出回路と、前記スイッチン
グ素子を駆動するドライブ回路と、前記電解コンデンサ
の両端の電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記入力
電圧検出回路、前記入力電流検出回路、および前記出力
電圧検出回路からの出力信号に基づき、前記交流電源か
らの電流が正弦波となるように前記スイッチング素子を
オン／オフ駆動する信号を前記ドライブ回路に供給する
制御回路とを有することを要旨とする。
【００１０】請求項２記載の本発明にあっては、リアク
トルを通った交流電源からの交流電圧を保護ダイオード
を介してスイッチング素子でスイッチングし、このスイ
ッチングした電圧を高速リカバリダイオードを介して電
解コンデンサで円滑化して負荷に供給するとともに、交
流電源からの交流電圧をダイオードおよび抵抗を介して
入力電圧検出回路で検出された入力電圧、入力電流検出
回路からの入力電流、出力電圧検出手段からの出力電流
に基づきドライブ回路を介して交流電源からの電流が正
弦波となるようにスイッチング素子をオン／オフ駆動し
ている。
トルを通った交流電源からの交流電圧を保護ダイオード
を介してスイッチング素子でスイッチングし、このスイ
ッチングした電圧を高速リカバリダイオードを介して電
解コンデンサで円滑化して負荷に供給するとともに、交
流電源からの交流電圧をダイオードおよび抵抗を介して
入力電圧検出回路で検出された入力電圧、入力電流検出
回路からの入力電流、出力電圧検出手段からの出力電流
に基づきドライブ回路を介して交流電源からの電流が正
弦波となるようにスイッチング素子をオン／オフ駆動し
ている。
【００１１】更に、請求項３記載の本発明は、請求項２
記載の発明において、前記入力電圧検出回路が前記抵抗
に直列に接続されたフォトダイオードおよび該フォトダ
イオードに光学的に接続され、位相検出信号を出力する
フォトトランジスタからなるフォトカプラと、前記位相
検出信号が高レベルにある時間と低レベルにある時間の
差を検出するカウンタと、該カウンタのカウント値をロ
ードされ、該カウント値をシフトするシフトレジスタ
と、前記カウンタのカウント値と前記シフトレジスタの
レジスタ値とを比較し、交流電源のゼロクロス点を検出
するコンパレータとを有することを要旨とする。
記載の発明において、前記入力電圧検出回路が前記抵抗
に直列に接続されたフォトダイオードおよび該フォトダ
イオードに光学的に接続され、位相検出信号を出力する
フォトトランジスタからなるフォトカプラと、前記位相
検出信号が高レベルにある時間と低レベルにある時間の
差を検出するカウンタと、該カウンタのカウント値をロ
ードされ、該カウント値をシフトするシフトレジスタ
と、前記カウンタのカウント値と前記シフトレジスタの
レジスタ値とを比較し、交流電源のゼロクロス点を検出
するコンパレータとを有することを要旨とする。
【００１２】請求項３記載の本発明にあっては、入力電
圧検出回路においてフォトカプラからの位相検出信号が
高レベルにある時間と低レベルにある時間の差をカウン
タで検出し、該カウンタのカウント値をシフトレジスタ
にロードしてシフトし、カウンタのカウント値とシフト
レジスタのレジスタ値とを比較し、交流電源のゼロクロ
ス点を検出している。
圧検出回路においてフォトカプラからの位相検出信号が
高レベルにある時間と低レベルにある時間の差をカウン
タで検出し、該カウンタのカウント値をシフトレジスタ
にロードしてシフトし、カウンタのカウント値とシフト
レジスタのレジスタ値とを比較し、交流電源のゼロクロ
ス点を検出している。
【００１３】請求項４記載の本発明は、請求項２記載の
発明において、前記ドライブ回路は、交流電源からの交
流電圧を半波整流した電圧を所定の基準電圧と比較して
位相検出信号を発生するコンパレータと、該コンパレー
タから出力される位相検出信号とドライブ信号との論理
積を取るアンド回路とを有することを要旨とする。
発明において、前記ドライブ回路は、交流電源からの交
流電圧を半波整流した電圧を所定の基準電圧と比較して
位相検出信号を発生するコンパレータと、該コンパレー
タから出力される位相検出信号とドライブ信号との論理
積を取るアンド回路とを有することを要旨とする。
【００１４】請求項４記載の本発明にあっては、ドライ
ブ回路においては交流電源からの交流電圧を半波整流し
た電圧を所定の基準電圧と比較して位相検出信号を発生
し、この位相検出信号とドライブ信号との論理積をアン
ド回路で取っている。
ブ回路においては交流電源からの交流電圧を半波整流し
た電圧を所定の基準電圧と比較して位相検出信号を発生
し、この位相検出信号とドライブ信号との論理積をアン
ド回路で取っている。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態について説明する。
の形態について説明する。
【００１６】図１は、本発明の一実施形態に係わる高調
波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示す
高調波電流低減回路は、交流電源１からの交流電圧を半
波整流する整流ダイオード２、該整流ダイオード２のア
ノードに一端が接続されたリアクトル３、該リアクトル
３の他端にカソードが接続された高速リカバリダイオー
ド８、該高速リカバリダイオード８のカソードに一端が
接続され、両端に負荷１３が接続されている電解コンデ
ンサ１２、前記整流ダイオード２のカソードと交流電源
１の他端との間に接続された２個の直列接続された分圧
抵抗４ａ，４ｂ、交流電源１の他端に一端が接続された
電流検出用抵抗６、該電流検出用抵抗６の他端と前記リ
アクトルの他端との間に接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦ
ＥＴ等からなるスイッチング素子９、前記分圧抵抗４
ａ，４ｂの接続点に接続され、入力電圧を検出する入力
電圧検出回路５、前記電流検出用抵抗６の両端に接続さ
れ、入力電流を検出する入力電流検出回路７、前記スイ
ッチング素子９のベースに接続されたドライブ回路１
０、前記電解コンデンサ１２の両端の出力電圧を検出す
る出力電圧検出回路１１、前記入力電圧検出回路５から
の入力電圧、入力電流検出回路７からの入力電流、出力
電圧検出回路１１からの出力電圧を供給され、これらの
各入力信号に基づいて交流電源１の電流が正弦波となる
ようにスイッチング素子９をオン／オフ駆動する制御信
号を前記ドライブ回路１０に出力する高調波電流低減制
御回路１４から構成されている。
波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示す
高調波電流低減回路は、交流電源１からの交流電圧を半
波整流する整流ダイオード２、該整流ダイオード２のア
ノードに一端が接続されたリアクトル３、該リアクトル
３の他端にカソードが接続された高速リカバリダイオー
ド８、該高速リカバリダイオード８のカソードに一端が
接続され、両端に負荷１３が接続されている電解コンデ
ンサ１２、前記整流ダイオード２のカソードと交流電源
１の他端との間に接続された２個の直列接続された分圧
抵抗４ａ，４ｂ、交流電源１の他端に一端が接続された
電流検出用抵抗６、該電流検出用抵抗６の他端と前記リ
アクトルの他端との間に接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦ
ＥＴ等からなるスイッチング素子９、前記分圧抵抗４
ａ，４ｂの接続点に接続され、入力電圧を検出する入力
電圧検出回路５、前記電流検出用抵抗６の両端に接続さ
れ、入力電流を検出する入力電流検出回路７、前記スイ
ッチング素子９のベースに接続されたドライブ回路１
０、前記電解コンデンサ１２の両端の出力電圧を検出す
る出力電圧検出回路１１、前記入力電圧検出回路５から
の入力電圧、入力電流検出回路７からの入力電流、出力
電圧検出回路１１からの出力電圧を供給され、これらの
各入力信号に基づいて交流電源１の電流が正弦波となる
ようにスイッチング素子９をオン／オフ駆動する制御信
号を前記ドライブ回路１０に出力する高調波電流低減制
御回路１４から構成されている。
【００１７】また、図２は、図１に示す高調波電流低減
回路に使用されている前記高調波電流低減制御回路１４
の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示す高調
波電流低減制御回路１４は、前記出力電圧検出回路１１
からの出力電圧と基準電圧源２１からの基準電圧とを演
算する電圧誤差増幅器２２、該電圧誤差増幅器２２の出
力と前記入力電圧検出回路５から取り込んだ基準電圧波
形とを演算し、基準電圧波形を出力する乗算器２３、乗
算器２３からの基準電流波形と入力電流検出回路７から
の入力電流波形とを演算する電流誤差増幅器２５、該電
流誤差増幅器２５からの出力信号をＰＷＭ周波数発振器
２４から発生するＰＷＭ信号と比較し、ＰＷＭ信号を発
生するＰＷＭ比較器２６、過電圧、過電流などから保護
するとともに、前記ＰＷＭ比較器２６からのＰＷＭ信号
を前記ドライブ回路１０に出力する保護回路２７から構
成されている。
回路に使用されている前記高調波電流低減制御回路１４
の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示す高調
波電流低減制御回路１４は、前記出力電圧検出回路１１
からの出力電圧と基準電圧源２１からの基準電圧とを演
算する電圧誤差増幅器２２、該電圧誤差増幅器２２の出
力と前記入力電圧検出回路５から取り込んだ基準電圧波
形とを演算し、基準電圧波形を出力する乗算器２３、乗
算器２３からの基準電流波形と入力電流検出回路７から
の入力電流波形とを演算する電流誤差増幅器２５、該電
流誤差増幅器２５からの出力信号をＰＷＭ周波数発振器
２４から発生するＰＷＭ信号と比較し、ＰＷＭ信号を発
生するＰＷＭ比較器２６、過電圧、過電流などから保護
するとともに、前記ＰＷＭ比較器２６からのＰＷＭ信号
を前記ドライブ回路１０に出力する保護回路２７から構
成されている。
【００１８】図３は、図１の高調波電流低減回路におけ
る電源電圧波形および電源電流波形を示す図であり、点
線は図１においてＢ点からＡ点を見た電源電圧波形、実
線は電源電流波形を示している。
る電源電圧波形および電源電流波形を示す図であり、点
線は図１においてＢ点からＡ点を見た電源電圧波形、実
線は電源電流波形を示している。
【００１９】以上のように構成される高調波電流低減回
路において、交流電源１からの交流電圧（図３の点線で
示す電圧）は、整流ダイオード２で半波整流され、この
半波整流された電圧は、リアクトル３を介してスイッチ
ング素子９でスイッチングされ、このスイッチングされ
た電圧は高速リカバリダイオード８で整流され、電解コ
ンデンサ１２で円滑化され、負荷１３に供給されるとと
もに、整流ダイオード２で整流された電圧は分圧抵抗４
ａ，４ｂで分圧され、入力電圧検出回路５で検出され、
入力電圧検出回路５は図４（ａ）に示すような基準電圧
波形を高調波電流低減制御回路１４に供給する。
路において、交流電源１からの交流電圧（図３の点線で
示す電圧）は、整流ダイオード２で半波整流され、この
半波整流された電圧は、リアクトル３を介してスイッチ
ング素子９でスイッチングされ、このスイッチングされ
た電圧は高速リカバリダイオード８で整流され、電解コ
ンデンサ１２で円滑化され、負荷１３に供給されるとと
もに、整流ダイオード２で整流された電圧は分圧抵抗４
ａ，４ｂで分圧され、入力電圧検出回路５で検出され、
入力電圧検出回路５は図４（ａ）に示すような基準電圧
波形を高調波電流低減制御回路１４に供給する。
【００２０】交流電源１からの交流電圧は整流ダイオー
ド２で半波整流されるため、入力電圧検出回路５は、図
４（ａ）に示すように、電源周期の半周期のみ、すなわ
ち電源周期３６０度のうち０から１８０度の期間のみ出
力信号を発生する。従って、入力電流検出回路７で検出
される入力電流も図３の実線で示すように０度から１８
０度の半周期のみ流れる。
ド２で半波整流されるため、入力電圧検出回路５は、図
４（ａ）に示すように、電源周期の半周期のみ、すなわ
ち電源周期３６０度のうち０から１８０度の期間のみ出
力信号を発生する。従って、入力電流検出回路７で検出
される入力電流も図３の実線で示すように０度から１８
０度の半周期のみ流れる。
【００２１】また、入力電流検出回路７は、電流検出用
抵抗６の電圧降下により電源電流波形を検出し、高調波
電流低減制御回路１４に供給する。高調波電流低減制御
回路１４は、電源電圧の位相が０度から１８０度の時、
ドライブ回路１０からＰＷＭ信号を出力して、スイッチ
ング素子９をオン／オフし、電源電流波形が基準電圧波
形と同じ正弦波になるように制御する。ＰＷＭ信号は、
電源電流波形が基準電流波形よりも小さい時はスイッチ
ング素子９をオフし、リアクトル３のエネルギを放出す
る。この動作をＰＷＭ周波数で繰り返し行い、電源電流
波形と基準電圧波形が同じ正弦波になるようにＰＷＭ制
御する。
抵抗６の電圧降下により電源電流波形を検出し、高調波
電流低減制御回路１４に供給する。高調波電流低減制御
回路１４は、電源電圧の位相が０度から１８０度の時、
ドライブ回路１０からＰＷＭ信号を出力して、スイッチ
ング素子９をオン／オフし、電源電流波形が基準電圧波
形と同じ正弦波になるように制御する。ＰＷＭ信号は、
電源電流波形が基準電流波形よりも小さい時はスイッチ
ング素子９をオフし、リアクトル３のエネルギを放出す
る。この動作をＰＷＭ周波数で繰り返し行い、電源電流
波形と基準電圧波形が同じ正弦波になるようにＰＷＭ制
御する。
【００２２】ＰＷＭ周波数は、ＰＷＭ周波数発振器２４
で発生し、数十ＫＨｚから数百ＫＨｚに設定される。ま
た、高調波電流低減制御回路１４は出力電圧を一定に制
御している。出力電圧検出回路１１は、電解コンデンサ
１２の両端の出力電圧を抵抗を分圧して検出する。
で発生し、数十ＫＨｚから数百ＫＨｚに設定される。ま
た、高調波電流低減制御回路１４は出力電圧を一定に制
御している。出力電圧検出回路１１は、電解コンデンサ
１２の両端の出力電圧を抵抗を分圧して検出する。
【００２３】高調波電流低減制御回路１４は、出力電圧
検出回路１１で検出した出力電圧と高調波電流低減制御
回路１４の内部の基準電圧源２１の基準電圧とを電圧誤
差増幅器２２で演算し、電圧誤差増幅器２２の出力と入
力電圧検出回路５から取り込んだ基準電圧波形とを乗算
器２３で演算し、基準電流波形を出力する。乗算器２３
は、出力電圧が低い時には基準電流波形を大きく、出力
電圧波形が高い時には基準電流波形を小さくなるように
演算を行う。これにより、負荷電流に変動があっても、
出力電圧を一定に制御することができる。
検出回路１１で検出した出力電圧と高調波電流低減制御
回路１４の内部の基準電圧源２１の基準電圧とを電圧誤
差増幅器２２で演算し、電圧誤差増幅器２２の出力と入
力電圧検出回路５から取り込んだ基準電圧波形とを乗算
器２３で演算し、基準電流波形を出力する。乗算器２３
は、出力電圧が低い時には基準電流波形を大きく、出力
電圧波形が高い時には基準電流波形を小さくなるように
演算を行う。これにより、負荷電流に変動があっても、
出力電圧を一定に制御することができる。
【００２４】整流ダイオード２は、交流電源１からの交
流電圧を半波整流するとともに、電源電圧の位相が１８
０度から３６０度の時にスイッチング素子９に逆電圧が
印加されることを防止するように作用している。なお、
高調波電流低減制御回路１４は従来から製品化されてい
るアクティブフィルタ制御ＩＣを使用することができ
る。
流電圧を半波整流するとともに、電源電圧の位相が１８
０度から３６０度の時にスイッチング素子９に逆電圧が
印加されることを防止するように作用している。なお、
高調波電流低減制御回路１４は従来から製品化されてい
るアクティブフィルタ制御ＩＣを使用することができ
る。
【００２５】以上のように構成される高調波電流低減回
路では、交流電源１からの電源電圧の整流を１個の整流
ダイオード２で行うことができ、図１１に示した従来の
回路で４個必要であったものに比較して、３個のダイオ
ードを削減することができる。また、従来のアクティブ
フィルタの構成では、スイッチング素子９がオンしてい
る期間には、図１１で説明したように、電流ループ内に
は２個のダイオードが挿入されていたが、これに対して
本実施形態の高調波電流低減回路では、スイッチング素
子９がオンしている時には、電流ループ内には１個のダ
イオード２のみが挿入され、オフの期間では電流ループ
内に２個のダイオード２，８が挿入されている。従っ
て、ダイオードの順方向電圧降下による損失は、スイッ
チング素子９がオンしている期間では１／２となり、オ
フの期間では２／３となり、変換効率の低下を改善する
ことができる。
路では、交流電源１からの電源電圧の整流を１個の整流
ダイオード２で行うことができ、図１１に示した従来の
回路で４個必要であったものに比較して、３個のダイオ
ードを削減することができる。また、従来のアクティブ
フィルタの構成では、スイッチング素子９がオンしてい
る期間には、図１１で説明したように、電流ループ内に
は２個のダイオードが挿入されていたが、これに対して
本実施形態の高調波電流低減回路では、スイッチング素
子９がオンしている時には、電流ループ内には１個のダ
イオード２のみが挿入され、オフの期間では電流ループ
内に２個のダイオード２，８が挿入されている。従っ
て、ダイオードの順方向電圧降下による損失は、スイッ
チング素子９がオンしている期間では１／２となり、オ
フの期間では２／３となり、変換効率の低下を改善する
ことができる。
【００２６】図５は、本発明の他の実施形態に係わる高
調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示
す高調波電流低減回路は、図１に示した実施形態におい
て整流ダイオード２を削除し、この代わりに直列接続さ
れた分圧抵抗４ａ，４ｂに直列に整流ダイオード１６を
挿入し、スイッチング素子９に直列に保護ダイオード１
５を挿入した点が異なるのみであり、その他の構成は図
１のものと同じである。
調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示
す高調波電流低減回路は、図１に示した実施形態におい
て整流ダイオード２を削除し、この代わりに直列接続さ
れた分圧抵抗４ａ，４ｂに直列に整流ダイオード１６を
挿入し、スイッチング素子９に直列に保護ダイオード１
５を挿入した点が異なるのみであり、その他の構成は図
１のものと同じである。
【００２７】図５のように構成される高調波電流低減回
路では、分圧抵抗４ａ，４ｂに直列に接続された整流電
流１６に流れる電流は、数ｍＡと小さいため、該ダイオ
ード１６として小信号用の安価なダイオードを使用する
ことができる。また、図１の回路の整流ダイオード２に
は常に電源電流が流れていたが、図５の回路では保護ダ
イオード１５にはスイッチング素子９がオンの時のみ電
流が流れる。従って、スイッチング素子９がオンしてい
る期間には、図１の回路と同様に電流ループ内には１個
のダイオードが挿入されているが、オフの期間には電流
ループ内に１個のダイオードが挿入されることになる。
従って、ダイオードの順方向電圧降下による損失は、図
１１に示す従来の構成に比較し、スイッチング素子９が
オンしている期間には１／２となり、オフの期間には１
／３となり、図１の構成に比較し、更に変換効率を改善
することができる。
路では、分圧抵抗４ａ，４ｂに直列に接続された整流電
流１６に流れる電流は、数ｍＡと小さいため、該ダイオ
ード１６として小信号用の安価なダイオードを使用する
ことができる。また、図１の回路の整流ダイオード２に
は常に電源電流が流れていたが、図５の回路では保護ダ
イオード１５にはスイッチング素子９がオンの時のみ電
流が流れる。従って、スイッチング素子９がオンしてい
る期間には、図１の回路と同様に電流ループ内には１個
のダイオードが挿入されているが、オフの期間には電流
ループ内に１個のダイオードが挿入されることになる。
従って、ダイオードの順方向電圧降下による損失は、図
１１に示す従来の構成に比較し、スイッチング素子９が
オンしている期間には１／２となり、オフの期間には１
／３となり、図１の構成に比較し、更に変換効率を改善
することができる。
【００２８】図６は、本発明の更に他の実施形態に係わ
る高調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図
に示す高調波電流低減回路は、図５に示した実施形態に
おいてスイッチング素子９と保護ダイオード１５の位置
を入れ替えた点が異なるのみで、その他の構成および作
用は図５に示すものと同じである。従って、図６の高調
波電流低減回路も図５の回路と同様な動作を実現でき、
同様な効果を実現することができる。
る高調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図
に示す高調波電流低減回路は、図５に示した実施形態に
おいてスイッチング素子９と保護ダイオード１５の位置
を入れ替えた点が異なるのみで、その他の構成および作
用は図５に示すものと同じである。従って、図６の高調
波電流低減回路も図５の回路と同様な動作を実現でき、
同様な効果を実現することができる。
【００２９】図７は、本発明の別の実施形態に係わる高
調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示
す高調波電流低減回路は、図６に示した実施形態におい
てリアクトル３と高速リカバリダイオード８の接続位置
を下側に移動した点が異なるのみで、その他の構成およ
び作用は図６のものと同じである。従って、図７の高調
波電流低減回路も図５および図６の回路と同様な動作を
実現でき、同様な効果を実現することができる。
調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図に示
す高調波電流低減回路は、図６に示した実施形態におい
てリアクトル３と高速リカバリダイオード８の接続位置
を下側に移動した点が異なるのみで、その他の構成およ
び作用は図６のものと同じである。従って、図７の高調
波電流低減回路も図５および図６の回路と同様な動作を
実現でき、同様な効果を実現することができる。
【００３０】図８は、本発明の更に別の実施形態に係わ
る高調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図
に示す高調波電流低減回路は、図７の実施形態において
スイッチング素子９と保護ダイオード１５の位置を入れ
替えた点が異なるのみで、その他の構成および作用は図
７のものと同じである。従って、図８に示す高調波電流
低減回路も図７の回路と同様な動作を実現でき、同様な
効果を実現することができる。
る高調波電流低減回路の構成を示す回路図である。同図
に示す高調波電流低減回路は、図７の実施形態において
スイッチング素子９と保護ダイオード１５の位置を入れ
替えた点が異なるのみで、その他の構成および作用は図
７のものと同じである。従って、図８に示す高調波電流
低減回路も図７の回路と同様な動作を実現でき、同様な
効果を実現することができる。
【００３１】図９（ａ）は、図５ないし図８に示した各
実施形態における入力電圧検出回路５の他の構成を示す
図である。なお、高調波電流低減回路の基準電流波形
（正弦波）を高調波電流低減回路の内部でメモリに記憶
しておき、交流電源のゼロクロス点に同期させて出力す
る方式が提案されている。このような方式の場合には、
交流電源のゼロクロス点を検出すればよい。
実施形態における入力電圧検出回路５の他の構成を示す
図である。なお、高調波電流低減回路の基準電流波形
（正弦波）を高調波電流低減回路の内部でメモリに記憶
しておき、交流電源のゼロクロス点に同期させて出力す
る方式が提案されている。このような方式の場合には、
交流電源のゼロクロス点を検出すればよい。
【００３２】図９において、交流電源１からの交流電圧
は、抵抗３１を介してフォトカプラ３２のフォトダイオ
ード３２ａに印加され、これにより該フォトダイオード
３２ａに図９（ｂ）の（イ）に示すように正の半周期の
み電流が流れ、これにより該フォトカプラ３２のフォト
トランジスタ３２ｂが導通し、図９（ｂ）の（ロ）に示
すような位相検出信号が該フォトトランジスタ３２ｂか
ら出力される。なお、該フォトトランジスタ３２ｂのコ
レクタはプルアップ抵抗３３によって図示しない電源電
圧にプルアップされている。
は、抵抗３１を介してフォトカプラ３２のフォトダイオ
ード３２ａに印加され、これにより該フォトダイオード
３２ａに図９（ｂ）の（イ）に示すように正の半周期の
み電流が流れ、これにより該フォトカプラ３２のフォト
トランジスタ３２ｂが導通し、図９（ｂ）の（ロ）に示
すような位相検出信号が該フォトトランジスタ３２ｂか
ら出力される。なお、該フォトトランジスタ３２ｂのコ
レクタはプルアップ抵抗３３によって図示しない電源電
圧にプルアップされている。
【００３３】フォトトランジスタ３２ｂから出力された
位相検出信号は、カウンタ３４に供給され、これにより
図９（ｂ）の（ハ）に示すように該位相検出信号の立ち
上がりエッジでカウンタ３４をリセットして、該カウン
タをアップカウント開始させ、立ち下がりエッジで該カ
ウンタをダウンカウントさせている。そして、次の立ち
上がりエッジでカウンタ３４のカウント値をシフトレジ
スタ３５にロードするとともに、２ビットシフトし、シ
フトレジスタ３５の値を１／４にしている。カウンタ３
４およびシフトレジスタ３５の各値はコンパレータ３６
に供給され、コンパレータ３６は両者の値を比較し、両
者の値が一致した時をゼロクロス点として図９（ｂ）の
（ニ）に示すように出力している。高調波電流低減制御
回路１４は、このゼロクロス点に同期して、電源周期の
半周期の位相期間の間だけ、図９（ｂ）の（ホ）に示す
ようにドライブ回路１０からＰＷＭ信号を出力すること
ができる。
位相検出信号は、カウンタ３４に供給され、これにより
図９（ｂ）の（ハ）に示すように該位相検出信号の立ち
上がりエッジでカウンタ３４をリセットして、該カウン
タをアップカウント開始させ、立ち下がりエッジで該カ
ウンタをダウンカウントさせている。そして、次の立ち
上がりエッジでカウンタ３４のカウント値をシフトレジ
スタ３５にロードするとともに、２ビットシフトし、シ
フトレジスタ３５の値を１／４にしている。カウンタ３
４およびシフトレジスタ３５の各値はコンパレータ３６
に供給され、コンパレータ３６は両者の値を比較し、両
者の値が一致した時をゼロクロス点として図９（ｂ）の
（ニ）に示すように出力している。高調波電流低減制御
回路１４は、このゼロクロス点に同期して、電源周期の
半周期の位相期間の間だけ、図９（ｂ）の（ホ）に示す
ようにドライブ回路１０からＰＷＭ信号を出力すること
ができる。
【００３４】図１０（ａ）は、図５ないし図８に示した
各実施形態におけるドライブ回路の構成を示す図であ
る。なお、図５ないし図８の各実施形態のように入力電
圧回路でドライブ回路の出力を片側の半周期の位相区間
に出力するように制御していない構成の場合に、１８０
度から３６０度の位相区間においてドライブ出力を禁止
する必要があるが、図１０（ａ）に示す回路はこのよう
なために必要なものである。
各実施形態におけるドライブ回路の構成を示す図であ
る。なお、図５ないし図８の各実施形態のように入力電
圧回路でドライブ回路の出力を片側の半周期の位相区間
に出力するように制御していない構成の場合に、１８０
度から３６０度の位相区間においてドライブ出力を禁止
する必要があるが、図１０（ａ）に示す回路はこのよう
なために必要なものである。
【００３５】図１０（ａ）において、交流電源１からの
交流電圧をダイオード４１で図１０（ｂ）の（イ）に示
すように整流し、分圧抵抗４２，４３で分圧し、この分
圧電圧をコンパレータ４４で基準電圧と比較し、図１０
（ｂ）の（ロ）に示すような位相検出信号を出力してい
る。
交流電圧をダイオード４１で図１０（ｂ）の（イ）に示
すように整流し、分圧抵抗４２，４３で分圧し、この分
圧電圧をコンパレータ４４で基準電圧と比較し、図１０
（ｂ）の（ロ）に示すような位相検出信号を出力してい
る。
【００３６】このコンパレータ４４からの位相検出信号
は、アンド回路４５でドライブ信号との論理積を取ら
れ、これにより図１０（ｂ）の（ハ）に示すようなＰＷ
Ｍ信号をドライブ回路１０から電源位相の０〜１８０度
の位相区間のみ出力している。
は、アンド回路４５でドライブ信号との論理積を取ら
れ、これにより図１０（ｂ）の（ハ）に示すようなＰＷ
Ｍ信号をドライブ回路１０から電源位相の０〜１８０度
の位相区間のみ出力している。
【００３７】上述したように構成される本発明の高調波
電流低減回路においては、電源電流の第２次高調波電流
は基本波電流の４０％前後となる。ＩＥＣ規格および国
内ガイドラインでクラスＡに分類される機器の１００Ｖ
入力の第２次高調波電流の限度値は２．４８Ａであるの
で、基本波電流は約６Ａ流せることになる。従って、約
６００Ｗの機器まで限度値を満足することができる。ま
た、２００Ｖ入力の第２次高調波電流の限度値は１．２
４Ａであるから、同様に計算すると、基本波電流は約３
Ａ流せることになり、約６００Ｗの機器まで限度値を満
足することができる。４次以降の偶数次高調波電流も発
生するが、第２次高調波電流に比べて限度値に対する割
合が小さいので無視できる。なお、奇数次の高調波電流
は限度値を十分に満足しており、問題はない。
電流低減回路においては、電源電流の第２次高調波電流
は基本波電流の４０％前後となる。ＩＥＣ規格および国
内ガイドラインでクラスＡに分類される機器の１００Ｖ
入力の第２次高調波電流の限度値は２．４８Ａであるの
で、基本波電流は約６Ａ流せることになる。従って、約
６００Ｗの機器まで限度値を満足することができる。ま
た、２００Ｖ入力の第２次高調波電流の限度値は１．２
４Ａであるから、同様に計算すると、基本波電流は約３
Ａ流せることになり、約６００Ｗの機器まで限度値を満
足することができる。４次以降の偶数次高調波電流も発
生するが、第２次高調波電流に比べて限度値に対する割
合が小さいので無視できる。なお、奇数次の高調波電流
は限度値を十分に満足しており、問題はない。
【００３８】表１は本発明の高調波電流の基本波に対す
る含有率の測定例を示している。表１では、第１１次ま
で示しているが、第１２次以降の高調波電流の含有率は
１％以下であり、問題がないことを確認している。
る含有率の測定例を示している。表１では、第１１次ま
で示しているが、第１２次以降の高調波電流の含有率は
１％以下であり、問題がないことを確認している。
【００３９】
【表１】
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の本
発明によれば、交流電源からの交流電圧を整流ダイオー
ドで半波整流し、この半波整流電圧をリアクトルを介し
てスイッチング手段でスイッチングし、高速リカバリダ
イオードを介して電解コンデンサで円滑化して負荷に供
給するとともに、入力電圧検出回路からの入力電圧、入
力電流検出回路からの入力電流、出力電圧検出手段から
の出力電流に基づきドライブ回路を介して交流電源から
の電流が正弦波となるようにスイッチング素子をオン／
オフ駆動しており、整流回路として１個のダイオードを
使用した半波整流回路を利用しているため、従来の４個
のダイオードを使用した全波整流回路の比較し、部品点
数を削減でき、経済化を図ることができるとともに、電
流ループ内のダイオードの数も従来のものに比較して低
減され、変換効率も向上することができる。偶数次高調
波のうち２次高調波は基本波の４０％程度発生するが、
２次高調波の規制値が２．４８Ａであるので、約６００
Ｗの機器まで高調波電流の限度値を満足することができ
る。
発明によれば、交流電源からの交流電圧を整流ダイオー
ドで半波整流し、この半波整流電圧をリアクトルを介し
てスイッチング手段でスイッチングし、高速リカバリダ
イオードを介して電解コンデンサで円滑化して負荷に供
給するとともに、入力電圧検出回路からの入力電圧、入
力電流検出回路からの入力電流、出力電圧検出手段から
の出力電流に基づきドライブ回路を介して交流電源から
の電流が正弦波となるようにスイッチング素子をオン／
オフ駆動しており、整流回路として１個のダイオードを
使用した半波整流回路を利用しているため、従来の４個
のダイオードを使用した全波整流回路の比較し、部品点
数を削減でき、経済化を図ることができるとともに、電
流ループ内のダイオードの数も従来のものに比較して低
減され、変換効率も向上することができる。偶数次高調
波のうち２次高調波は基本波の４０％程度発生するが、
２次高調波の規制値が２．４８Ａであるので、約６００
Ｗの機器まで高調波電流の限度値を満足することができ
る。
【００４１】また、請求項２記載の本発明によれば、リ
アクトルを通った交流電源からの交流電圧を保護ダイオ
ードを介してスイッチング素子でスイッチングし、この
スイッチングした電圧を高速リカバリダイオードを介し
て電解コンデンサで円滑化して負荷に供給するととも
に、交流電源からの交流電圧をダイオードおよび抵抗を
介して入力電圧検出回路で検出された入力電圧、入力電
流検出回路からの入力電流、出力電圧検出手段からの出
力電流に基づきドライブ回路を介して交流電源からの電
流が正弦波となるようにスイッチング素子をオン／オフ
駆動しており、半波整流回路を利用しているため、部品
点数を削減でき、経済化を図ることができるとともに、
電流ループ内のダイオードの数も更に低減され、変換効
率を更に向上することができる。
アクトルを通った交流電源からの交流電圧を保護ダイオ
ードを介してスイッチング素子でスイッチングし、この
スイッチングした電圧を高速リカバリダイオードを介し
て電解コンデンサで円滑化して負荷に供給するととも
に、交流電源からの交流電圧をダイオードおよび抵抗を
介して入力電圧検出回路で検出された入力電圧、入力電
流検出回路からの入力電流、出力電圧検出手段からの出
力電流に基づきドライブ回路を介して交流電源からの電
流が正弦波となるようにスイッチング素子をオン／オフ
駆動しており、半波整流回路を利用しているため、部品
点数を削減でき、経済化を図ることができるとともに、
電流ループ内のダイオードの数も更に低減され、変換効
率を更に向上することができる。
【図１】本発明の一実施形態に係わる高調波電流低減回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す高調波電流低減回路に使用されてい
る高調波電流低減制御回路の詳細な構成を示すブロック
図である。
る高調波電流低減制御回路の詳細な構成を示すブロック
図である。
【図３】図１の高調波電流低減回路における電源電圧波
形および電源電流波形を示す図である。
形および電源電流波形を示す図である。
【図４】図１に示す高調波電流低減回路の動作を示す波
形図である。
形図である。
【図５】本発明の他の実施形態に係わる高調波電流低減
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の更に他の実施形態に係わる高調波電流
低減回路の構成を示す回路図である。
低減回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の別の実施形態に係わる高調波電流低減
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の更に別の実施形態に係わる高調波電流
低減回路の構成を示す回路図である。
低減回路の構成を示す回路図である。
【図９】図５ないし図８に示した各実施形態における入
力電圧検出回路の他の構成を示す図および動作波形を示
す図である。
力電圧検出回路の他の構成を示す図および動作波形を示
す図である。
【図１０】図５ないし図８に示した各実施形態における
ドライブ回路の構成を示す図および動作波形を示す図で
ある。
ドライブ回路の構成を示す図および動作波形を示す図で
ある。
【図１１】従来の高調波電流低減回路の構成を示す図で
ある。
ある。
【図１２】図１１の従来の高調波電流低減回路の動作波
形を示す図である。
形を示す図である。
１ 交流電源 ２ 整流ダイオード ３ リアクトル ４ａ，４ｂ 分圧抵抗 ５ 入力電圧検出回路 ６ 電流検出用抵抗 ７ 入力電流検出回路 ８ 高速リカバリダイオード ９ スイッチング素子 １０ ドライブ回路 １１ 出力電圧検出回路 １２ 電解コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源からの交流電圧を半波整流すべ
く該交流電源の一端に接続された整流ダイオードと、 該整流ダイオードに直列に接続されたリアクトルと、 該リアクトルに直列に接続された高速リカバリダイオー
ドと、 該高速リカバリダイオードの他端と前記交流電源の他端
との間で負荷に並列に接続された電解コンデンサと、 前記リアクトルの負荷側に接続されたスイッチング素子
と、 前記整流ダイオードの負荷側と前記交流電源の他端との
間に接続された抵抗と、 該抵抗に接続され、前記交流電源からの入力電圧を検出
する入力電圧検出回路と、 前記交流電源からの電流を検出する入力電流検出回路
と、 前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路と、 前記電解コンデンサの両端の電圧を検出する出力電圧検
出手段と、 前記入力電圧検出回路、前記入力電流検出回路、および
前記出力電圧検出回路からの出力信号に基づき、前記交
流電源からの電流が正弦波となるように前記スイッチン
グ素子をオン／オフ駆動する信号を前記ドライブ回路に
供給する制御回路とを有することを特徴とする高調波電
流低減回路。 - 【請求項２】 交流電源の一端に接続されたリアクトル
と、 該リアクトルに直列に接続された高速リカバリダイオー
ドと、 該高速リカバリダイオードの他端と前記交流電源の他端
との間で負荷に並列に接続された電解コンデンサと、 前記リアクトルの負荷側に接続されたスイッチング素子
と、 前記スイッチング素子に直列に接続された保護ダイオー
ドと、 前記交流電源の両端に直列に接続された整流ダイオード
および抵抗と、 該抵抗に接続され、前記交流電源からの入力電圧を検出
する入力電圧検出回路と、 前記交流電源からの電流を検出する入力電流検出回路
と、 前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路と、 前記電解コンデンサの両端の電圧を検出する出力電圧検
出手段と、 前記入力電圧検出回路、前記入力電流検出回路、および
前記出力電圧検出回路からの出力信号に基づき、前記交
流電源からの電流が正弦波となるように前記スイッチン
グ素子をオン／オフ駆動する信号を前記ドライブ回路に
供給する制御回路とを有することを特徴とする高調波電
流低減回路。 - 【請求項３】 前記入力電圧検出回路は、前記抵抗に直
列に接続されたフォトダイオードおよび該フォトダイオ
ードに光学的に接続され、位相検出信号を出力するフォ
トトランジスタからなるフォトカプラと、前記位相検出
信号が高レベルにある時間と低レベルにある時間の差を
検出するカウンタと、該カウンタのカウント値をロード
され、該カウント値をシフトするシフトレジスタと、前
記カウンタのカウント値と前記シフトレジスタのレジス
タ値とを比較し、交流電源のゼロクロス点を検出するコ
ンパレータとを有することを特徴とする請求項２記載の
高調波電流低減回路。 - 【請求項４】 前記ドライブ回路は、交流電源からの交
流電圧を半波整流した電圧を所定の基準電圧と比較して
位相検出信号を発生するコンパレータと、該コンパレー
タから出力される位相検出信号とドライブ信号との論理
積を取るアンド回路とを有することを特徴とする請求項
２記載の高調波電流低減回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8058686A JPH09252578A (ja) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | 高調波電流低減回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8058686A JPH09252578A (ja) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | 高調波電流低減回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09252578A true JPH09252578A (ja) | 1997-09-22 |
Family
ID=13091447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8058686A Pending JPH09252578A (ja) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | 高調波電流低減回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09252578A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6917185B2 (en) | 2003-03-10 | 2005-07-12 | Mitisubishi Denki Kabushiki Kaisha | Converter device having power factor improving circuit |
| JP2007215257A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Nagasaki Univ | 分散型電源配電システムおよび分散型電源装置 |
| WO2009004847A1 (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
-
1996
- 1996-03-15 JP JP8058686A patent/JPH09252578A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6917185B2 (en) | 2003-03-10 | 2005-07-12 | Mitisubishi Denki Kabushiki Kaisha | Converter device having power factor improving circuit |
| CN100423435C (zh) * | 2003-03-10 | 2008-10-01 | 三菱电机株式会社 | 变换器装置 |
| JP2007215257A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Nagasaki Univ | 分散型電源配電システムおよび分散型電源装置 |
| WO2009004847A1 (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
| JPWO2009004847A1 (ja) * | 2007-06-29 | 2010-08-26 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| US8274800B2 (en) | 2007-06-29 | 2012-09-25 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC switching power supply with power factor correction |
| JP5152185B2 (ja) * | 2007-06-29 | 2013-02-27 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
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