JPH09260077A

JPH09260077A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH09260077A
Application number: JP5978596A
Authority: JP
Inventors: Toshihiro Niihama; 敏洋新浜; Yukio Yamanaka; 幸男山中; Naokage Kishimoto; 直景岸本; Atsushi Kamioka; 淳上岡; Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本; Shiyougo Ichimura; 省互一村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-03-15
Filing date: 1996-03-15
Publication date: 1997-10-03

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ装置のスイッチング素子のストレス
を低減し、入力電流歪み改善のためにスイッチング素子
の制御範囲を広くし、電源投入時の昇圧を抑える。【解決手段】交流電源ＡＣを整流する整流回路ＲＥの出
力端に接続されたインバータ回路ＩＮＶは、交互にオン
・オフされるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂と、整流回路
ＲＥの直流出力端間と両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
直列回路との間に介装されるインピーダンス要素Ｚと、
コンデンサＣ₂，Ｃ₃及びインダクタＬ₁を備えインピ
ーダンス要素Ｚとの直列回路が少なくとも一方のスイッ
チング素子Ｑ₁の両端間に接続されるとともに負荷Ｌへ
の出力を取り出す共振回路とを備え、谷埋回路２は、ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の両方に平滑コンデンサＣ
ａ，Ｃｂの充電電流を流すように、整流素子Ｄａ〜Ｄｄ
とインダクタＬａ，Ｌｂを設けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を整流
し平滑して得た直流電源を、スイッチング素子をオン・
オフさせることによって交流出力に変換するインバータ
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、この種の装置では、交流電源
からの入力電流の歪みを改善することが要求されてい
る。たとえば、特開平５−３８１６１号公報には、図７
に示すように、交流電源ＡＣをダイオードブリッジのよ
うな整流回路ＲＥで整流した後に、インバータ回路ＩＮ
Ｖのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を高周波でオン・オフ
させることによって交流出力に変換し、この交流出力を
負荷Ｌに与える構成の回路が記載され、インバータ回路
ＩＮＶの動作によって入力電流歪みを改善している。こ
こで、平滑用コンデンサＣｏはインバータ回路ＩＮＶを
挟んで整流回路ＲＥとは反対側に設けられている。イン
バータ回路ＩＮＶは、直流阻止用のコンデンサＣ₁と、
それぞれＭＯＳＦＥＴからなり交互にオン・オフされる
一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂との直列回路を、整
流回路ＲＥの直流出力端間に接続し、かつまた、整流回
路ＲＥの直流出力端間にコンデンサＣ₂，Ｃ₃とインダ
クタＬ ₁からなる共振回路と負極側のスイッチング素子
Ｑ₂との直列回路を接続し、コンデンサＣ₁にダイオー
ドＤｏを並列接続し、コンデンサＣ₂に負荷Ｌを並列接
続する構成を有している。また、平滑用コンデンサＣｏ
は両スイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂の直列回路に並列接続
されている。両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示して
いない制御回路によって高周波で交互にオン・オフされ
る。交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間にはフィルタ回
路ＦＬが挿入され、外部への雑音の漏洩が抑制されてい
る。この図７に示した回路構成では、整流回路ＲＥから
インバータ回路ＩＮＶに対して常時給電されているか
ら、交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じない
のであって、平滑用コンデンサＣｏの後段にインバータ
回路ＩＮＶを設ける構成に比較して入力電流歪みの発生
が少なくなる。

【０００３】図８は図７に示した回路の各部の電圧波形
であって、整流回路ＲＥの直流出力電圧をＶａｃ、平滑
用コンデンサＣｏの両端電圧をＶｃｏ、コンデンサＣ₁
の両端電圧をＶｃ₁として示してある。整流回路ＲＥの
直流出力電圧Ｖａｃは脈流電圧波形となり、平滑用コン
デンサＣｏの両端電圧Ｖｃｏは略一定な電圧波形にな
る。また、コンデンサＣ₁はスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のオン・オフによって充放電を繰り返しているから、
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁は高周波の振動波形に
なり、その振幅は平滑用コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｃ
ｏと整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃとの差になる。
つまり、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁の振幅は、整
流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの谷部（０Ｖ前後）で
大きくなり、山部（ピーク値前後）では小さくなる。そ
こで、整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの谷部と山部
との動作を分けて説明する。

【０００４】まず、直流出力電圧Ｖａｃの谷部において
は、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ ₁が大きく、コンデ
ンサＣ₁が有効に機能しているから、図９（ａ）に示す
ような共振回路系が形成されることになる。ただし、電
源Ｅｏは平滑用コンデンサＣｏとコンデンサＣ₃との両
端電圧により得られているものとする。この場合の共振
周波数ｆｄは次式のようになる。ｆｄ＝１／２π√｛Ｌ₁Ｃ₁Ｃ₂／（Ｃ₁＋Ｃ₂）｝

【０００５】また、直流出力電圧Ｖａｃの山部において
は、コンデンサＣ₁の両端電圧はほとんど無視できるか
ら、図９（ｂ）のような共振回路系が形成され、このと
きの共振周波数ｆｃは次式のようになる。ｆｃ＝１／２π√（Ｌ₁Ｃ₂）すなわち、図７に示した回路では、整流回路ＲＥの直流
出力電圧Ｖａｃの変動に応じて上記共振周波数ｆｄ、ｆ
ｃの範囲で共振周波数が変化することが分かる。また、
直流出力電圧Ｖａｃの谷部ではコンデンサＣ₁，Ｃ₂の
直列回路が直列共振回路の一部を構成するから、直流出
力電圧Ｖａｃの山部での直列共振回路を構成するコンデ
ンサＣ₂よりも共振コンデンサの容量が小さく、ｆｄ＞
ｆｃであることが分かる。ここで、スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂のスイッチング周波数は共振周波数ｆｃ，ｆｄ
よりも高い一定値に設定してあり、直流出力電圧Ｖａｃ
の谷部ではスイッチング周波数に近付くから、負荷Ｌへ
の供給電流が直流出力電圧Ｖａｃの山部よりも大きくな
る。つまり、負荷Ｌへの供給電流は、図１０のように、
整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの変動に応じて谷部
で大きく、山部で小さくなるように変動することにな
る。図１０では負荷Ｌへの供給電流を交流電源ＡＣの電
圧Ｖｉｎとの関係で示してある。

【０００６】以上の説明から明らかなように、上記回路
構成では入力電流歪みは改善されるものの負荷Ｌへの供
給電流に変動があり、たとえば負荷Ｌとして放電灯を用
いる場合には、光出力が変動してちらつきを生じること
になる。そこで、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変動に
応じてスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング周波
数を変化させることで負荷Ｌへの供給電流を略一定に保
つことも考えられるが、回路構成が複雑になり、高コス
トになるという問題が生じる。

【０００７】同種の回路構成としては、米国特許第５，
２７４，５４０号、米国特許第５，２５１，１１９号、
米国特許第４，５１１，８２３号、米国特許第５，１３
４，３４４号等が知られており、いずれもインバータ回
路が負荷に高周波出力を供給するとともに入力電流歪み
を改善する機能を有しているものであるが、上記公報に
記載のものと同様の問題点を有している。

【０００８】一方、電源回路としては、特開昭５９−２
２００８１号公報に開示されているように、図１１に示
す回路構成も提案されている。この回路は、整流回路Ｒ
Ｅの直流出力端間に平滑用コンデンサを接続する代わり
に、インバータ回路ＩＮＶの高周波電圧の一部を整流回
路ＲＥの直流出力電圧に重畳する谷埋回路１を設けたも
のである。この回路で用いるインバータ回路ＩＮＶはど
のようなものでも良いが、ここでは、バイポーラトラン
ジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直
列回路と、一対のコンデンサＣ₀₁，Ｃ₀₂の直列回路と、
一対のダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路とを谷埋回路１
の両端間に接続し、コンデンサＣ₀₁，Ｃ ₀₂同士の接続点
とダイオ−ドＤ₁，Ｄ₂同士の接続点とを共通に接続
し、この接続点とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂同士の接
続点との間にインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂との直列
回路から成る共振回路を挿入した構成を有し、コンデン
サＣ ₂の両端間に負荷Ｌを接続してある。また、スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路とダイオードＤ₁，Ｄ
₂の直列回路とは逆並列に接続される。すなわち、ハー
フブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成している。
ここに、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は制御回路３に
より高周波で交互にオン・オフされる。

【０００９】谷埋回路１は、整流回路ＲＥの直流出力端
の正極にカソードを接続したダイオ−ドＤａと、このダ
イオードＤａのアノード側に直列接続されたインダクタ
Ｌａ及び谷埋コンデンサＣａと、インダクタＬａとコン
デンサＣａとの直列回路とダイオードＤａとの接続点に
カソードが接続されスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続
点にアノードが接続されたダイオードＤｂとにより構成
されている。この構成では、整流回路ＲＥの直流出力電
圧のピーク値付近（山部）では、両スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂の接続点に生じる高周波をダイオードＤｂで整
流しインダクタＬａを通してコンデンサＣａに充電して
おき、整流回路ＲＥの直流出力電圧の０Ｖ付近（谷部）
では、コンデンサＣａの電荷をダイオードＤａを通して
放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの給電を行
う。

【００１０】したがって、交流電源ＡＣの電圧波形が図
１２（ａ）のようであるとき、インバータ回路ＩＮＶへ
の入力電圧は、図１２（ｂ）のような包絡線を持ち、谷
部の電圧は、平滑用コンデンサを用いる場合よりは低
く、平滑用コンデンサを用いない場合よりは高くなる。
インバータ回路ＩＮＶへの入力電圧が上述のように変化
する結果、負荷Ｌへの供給電流の包絡線は図１２（ｃ）
のようにインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧を反映する
ように変化する。つまり、負荷Ｌへの供給電流には交流
電源ＡＣの半サイクルごとの周期を有する変動があり、
また整流回路ＲＥの直流出力電圧の谷部では谷埋回路１
からインバータ回路ＩＮＶに給電されることで交流電源
ＡＣからの入力電流に多少の休止期間が生じる。交流電
源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じないように図１
１に示す回路を改良したものとして、特開平５−５６６
５９号公報に記載のものが提案されているが、負荷Ｌへ
の供給電流については変動がかえって大きくなる。

【００１１】また、負荷Ｌへの供給電流の変動を小さく
したものとして、特願平６−２９１７５１号に開示され
ているように、図１３に示す回路も提案されている。こ
の回路は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＲＥと、整
流回路ＲＥの出力端に接続され直流電源を高周波出力に
変換して負荷Ｌに供給するインバータ回路ＩＮＶとを備
える電源装置において、インバータ回路ＩＮＶは、互い
に直列接続され交互にオン・オフされる一対のスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂と、整流回路ＲＥの直流出力端間と
両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路との間に介装
されるインピーダンス要素Ｚと、コンデンサＣ₂，Ｃ₃
及びインダクタＬ₁を備えインピーダンス要素Ｚとの直
列回路が少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ₁の両端
間に接続されるとともに負荷Ｌへの出力を取り出す共振
回路とを備え、整流回路ＲＥの直流出力電圧の高い期間
にはインバータ回路ＩＮＶの出力エネルギの一部を蓄積
し、低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧を両ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路の両端に印加する
谷埋回路１をインバータ回路ＩＮＶに接続したことを特
徴としており、交流電源ＡＣの電圧波形が図１４（ａ）
のようであるとき、谷埋回路１の両端電圧は、図１２
（ｂ）に示したように、整流回路ＲＥの直流出力の山部
で高く谷部で低くなるから、谷埋回路１のみをインバー
タ回路ＩＮＶの電源に用いたとすると、インバータ回路
ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流は図１２（ｃ）のよう
に、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山部で大きく谷部で
小さくなるように変化する。しかして、図１３の回路構
成では、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流
は、図１４（ｂ），（ｃ）の電流波形を合成した図１４
（ｄ）のような形になる。つまり、谷埋回路１を用いた
ことによって、負荷Ｌへの供給電流の変動を少なくして
いるが、図１４（ｅ）に示したように、谷埋回路１の平
滑コンデンサＣａの充電電流が、片方のスイッチング素
子Ｑ₁がオンしたときだけ流れるため、スイッチング素
子Ｑ₁のストレスが大きくなる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、図１３
に示した回路構成では、スイッチング素子Ｑ₁がＯＮし
ているときだけ、平滑コンデンサＣａにエネルギーが蓄
積されるため、スイッチング素子Ｑ₁のストレスが大き
くなるという問題が生じる。また、スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂を周波数制御、デューティ制御した場合に、入
力側から見た、平滑充電電流が変化するため、負荷電流
変動、入力電流歪みが悪化、すなわち、制御範囲が狭く
なるという問題もある。

【００１３】また、電源投入時（インバータ動作するま
での間）においては、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直
列回路に並列接続されている小容量のコンデンサＣｃの
両端電圧Ｖｄｃが交流電源電圧のピーク値よりも昇圧す
る問題もある。これは、電源ラインには少なからずリア
クタンス成分を持っており、電源が投入されると、コン
デンサＣｃが交流電源電圧のピーク値まで充電され、次
にリアクタンス成分のエネルギーが放出され、コンデン
サＣｃの両端電圧が昇圧する。コンデンサＣｃの容量を
大きくすれば良いが、この回路構成上、コンデンサＣｃ
の容量を大きくすることはできない。

【００１４】本発明は上記事由に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、スイッチング素子のストレスを低減
し、入力電流歪みをより良くするためにスイッチング素
子の制御範囲を広くし、電源投入時の昇圧を抑えること
ができるインバータ装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すよ
うに、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＲＥと、整流回
路ＲＥの出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換
して負荷Ｌに供給するインバータ回路ＩＮＶとを備える
電源装置において、インバータ回路ＩＮＶは、互いに直
列接続され交互にオン・オフされる一対のスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂と、整流回路ＲＥの直流出力端間と両ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路との間に介装され
るインピーダンス要素Ｚと、コンデンサＣ₂，Ｃ₃及び
インダクタＬ₁を備えインピーダンス要素Ｚとの直列回
路が少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ₁の両端間に
接続されるとともに負荷Ｌへの出力を取り出す共振回路
とを備え、第１のスイッチング素子Ｑ₁の両端に第１及
び第２の整流素子Ｄａ，Ｄｂの直列回路を逆並列接続
し、第１及び第２の整流素子Ｄａ，Ｄｂの接続点と第２
のスイッチング素子Ｑ ₂における第１のスイッチング素
子Ｑ₁とは反対側の端子との間に第１のインダクタＬａ
と第１の平滑コンデンサＣａの直列回路を接続し、第２
のスイッチング素子Ｑ₂の両端に第３及び第４の整流素
子Ｄｃ，Ｄｄの直列回路を逆並列接続し、第３及び第４
の整流素子Ｄｃ，Ｄｄの接続点と第１のスイッチング素
子Ｑ₁における第２のスイッチング素子Ｑ₂とは反対側
の端子との間に第２のインダクタＬｂと第２の平滑コン
デンサＣｂの直列回路を接続したことを特徴とするもの
である。

【００１６】上記構成によれば、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の両方に平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充電電
流を流すので、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の片方だけ
に充電電流を流す場合と比べて、充電電流のピーク値が
下がるため、スイッチング素子のストレスを低減でき、
また、スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御
した場合、入力側からみた、谷埋コンデンサの充電電流
がほぼ一定となり、負荷電流変動、入力電流歪みの悪化
を少なくすることができるから、スイッチング素子の制
御範囲を広くすることができる。また、電源投入時にお
いては、平滑コンデンサ（電解コンデンサ）が２個、ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路に並列に接続され
ているため、小容量のコンデンサＣｃによる昇圧作用
は、平滑コンデンサＣａ，Ｃｂが吸収し、Ｖｄｃの昇圧
を抑えられる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
に示し説明する。この回路は、交流電源ＡＣをダイオー
ドブリッジのような整流回路ＲＥで全波整流し、整流回
路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高
周波交流出力に変換して負荷Ｌに供給する構成であっ
て、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路２を設け
た構成を有している。すなわち、図１３に示した従来回
路における谷埋回路１を並列に２つ接続し、かつ、イン
ピーダンス要素Ｚ（コンデンサ、インダクタ、抵抗のい
ずれでも、またそれらの組み合わせでも良い）を設けた
構成になっている。

【００１８】さらに具体的に説明すると、インバータ回
路ＩＮＶは、一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列
回路をインピーダンス要素Ｚを介して整流回路ＲＥの直
流出力端間に接続し、かつまた、整流回路ＲＥの直流出
力端間に、コンデンサＣ₂，Ｃ₃とイングククＬ₁とか
らなる直列共振回路と負極側のスイッチング素子Ｑ₂と
の直列回路を接続し、コンデンサＣ₂に負荷Ｌを並列接
続した構成を有する。また、谷埋回路２は、ダイオード
Ｄａのアノード側にインダクタＬａを介して平滑コンデ
ンサＣａを直列接続し、ダイオードＤａとインダクタＬ
ａとの接続点に別のダイオードＤｂのカソードを接続
し、また、平滑コンデンサＣｂとインダクタＬｂを介し
て、ダイオードＤｃのカソードを直列接続し、ダイオー
ドＤｃとインダクタＬｂとの接続点に別のダイオードＤ
ｄのアノードを接続した構成を有する。ダイオードＤａ
とインダクタＬａとコンデンサＣａとの直列回路、コン
デンサＣｂとインダクタＬｂとダイオードＤｃとの直列
回路、及び別のコンデンサＣｃは、インバータ回路ＩＮ
Ｖの両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路に並列接
続され、ダイオードＤｂのアノード、ダイオードＤｄの
カソードはインバータ回路ＩＮＶにおける、両スイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点に接続される。コンデンサ
Ｃａ，Ｃｂは電解コンデンサであって、コンデンサＣｃ
に比較して十分に大きな容量を有している。各スイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂にはＭＯＳＦＥＴを用いることを想
定しているが、ダイオードを逆並列に接続したバイポー
ラトランジスタなどを用いることも可能である。

【００１９】両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示して
いない適宜の制御回路によって高周波で交互にオン・オ
フされる。したがって、スイッチング素子Ｑ₂のオン時
には整流回路ＲＥないし谷埋回路２からコンデンサ
Ｃ₃、負荷Ｌ及びコンデンサＣ₂、インダクタＬ₁、ス
イッチング素子Ｑ₂の経路で共振電流が流れ、またスイ
ッチング素子Ｑ₁のオン時にはコンデンサＣ₃の電荷が
放出されてスイッチング素子Ｑ₁、インダクタＬ₁、負
荷Ｌ及びコンデンサＣ₂、コンデンサＣ₃の経路で共振
電流が流れる。

【００２０】ここに、谷埋回路２は降圧チョッパ回路が
構成されており、スイッチング素子Ｑ₁がオンのときに
は、ダイオードＤｂ、インダクタＬａを介してコンデン
サＣａが充電され、スイッチング素子Ｑ₂がオンのとき
には、ダイオードＤｄ、インダクタＬｂを介してコンデ
ンサＣｂが充電される。

【００２１】従来の技術として、図１３の谷埋回路１の
両端電圧は、図１２（ｂ）に示したように、整流回路Ｒ
Ｅの直流出力の山部で高く谷部で低くなるから、谷埋回
路１のみをインバータ回路ＩＮＶの電源に用いたとする
と、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌヘの供給電流は図
１２（ｃ）のように、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山
部で大きく谷部で小さくなるように変化する。しかし
て、図１３の回路構成では、インバータ回路ＩＮＶから
負荷Ｌへの供給電流は、図１４（ｂ），（ｃ）の電流波
形を合成した図１４（ｄ）のような形になる。つまり、
谷埋回路１を用いたことによって、図１４（ｂ）におけ
る電流波形のピーク値を引き下げることができ、結果的
に、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌヘの供給電流の電
流波形は、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山部と谷部と
にピークを持つような形になって、負荷電流の変動が少
なくなっているが、図１４（ｅ）のように、スイッチン
グ素子の片方がオンしているときだけ、平滑コンデンサ
に充電が行われるため、平滑コンデンサを充電する方の
スイッチング素子のストレスが大きくなる。一方、図１
の谷埋回路２では、図２のように、スイッチング素子の
両方に平滑コンデンサの充電電流を流すため、例えば、
スイッチング素子のオン・デューティが５０％の場合、
従来よりも充電電流のピーク値を１／２に減らすことが
でき、スイッチング素子のストレスを低減できる。ま
た、スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御し
た場合、入力側から見た、谷埋コンデンサへの充電電流
がほぼ一定となるため、従来回路よりも負荷電流の変動
を少なくでき、且つ、入力電流歪みの悪化も少なくでき
る。言い換えれば、制御範囲を広くすることができる。
加えて電源投入時（インバータ回路が動作するまでの
間）、交流電源のインダクタンス成分と、小容量のコン
デンサＣｃによる、スイッチング素子両端の電圧Ｖｄｃ
の昇圧についても、平滑コンデンサＣａ，Ｃｂが、ダイ
オードＤｄ，Ｄｂを介して直列接続されているため、Ｖ
ｄｃが昇圧しない。

【００２２】具体回路として、負荷Ｌに２灯の放電灯Ｄ
Ｌを用いた例を図３に示す。図３の回路では、コンデン
サＣ₂の両端に出力トランスＴ₁の１次巻線を接続し、
出力トランスＴ₁の２次巻線に２灯の放電灯ＤＬの直列
回路を直流カット用のコンデンサＣ₁₀を介して接続して
ある。また、各放電灯ＤＬのフィラメントには出力トラ
ンスＴ₁に設けた予熱巻線をフィラメント短絡防止用の
コンデンサＣ₁₁〜Ｃ₁₃を介装して接続してある。スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂にはＭＯＳＦＥＴを用い、制御回
路３により両スイッチング素子はＱ₁，Ｑ₂を交互にオ
ン・オフする。インピーダンス要素ＺにはコンデンサＣ
₅を用いダイオードＤ₅を並列接続してある。さらに、
整流回路ＲＥの直流出力端間にはコンデンサＣ₆を接続
し、かつ整流回路ＲＥの直流出力端の負極側には一端を
接地したコンデンサＣ₁₄，Ｃ₁₅の直列回路が雑音防止用
フィルタＮＦとして接続される。交流電源ＡＣと整流回
路ＲＥとの間にはヒューズＦを介してフィルタ回路ＦＬ
が挿入され、雑音防止用フィルタＮＦとフィルタ回路Ｆ
Ｌとにより交流電源ＡＣヘの高周波雑音の回り込みが防
止される。さらに、整流回路ＲＥの直流出力端の正極側
とコンデンサＣ₅との間には逆流阻止用にダイオードＤ
₆が挿入されている。他の構成及び動作は図１の回路と
同様である。

【００２３】

【実施例】図４の実施例は、図１の基本回路におけるイ
ンピーダンス要素ＺをダイオードＤｏに置き換えた構成
を有する。また、整流回路ＲＥの直流出力端間には谷埋
回路２の放電経路を形成するためのコンデンサＣ８を接
続してある。本実施例と同様の構成のインバータ回路Ｉ
ＮＶの動作は特開平４−１９３０６４号公報に記載され
ている。

【００２４】この回路構成では、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の山部ではスイッチング素子Ｑ₂のオン時にコン
デンサＣ₃を通る経路で電流が流れるが、谷部ではこの
電流が流れず、結局、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変
化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化す
る。電圧変化による負荷Ｌヘの供給電流の変化は図１の
回路と同様であり、電圧の高い期間に電流が少なくな
り、電圧の低い期間に電流が多くなるように変化する。
しかして、図１の回路と同様に、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の変化に対する負荷Ｌへの供給電流の変化パター
ンが逆になる谷埋回路２を設けていることによって、負
荷Ｌへの供給電流の変動を少なくすることができ、ま
た、スイッチング素子のストレスも低減できる。

【００２５】図５の実施例は、バイポーラトランジスタ
よりなる一対のスイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂の直列回路
（スイッチング素子はＦＥＴでも良い）と、一対のコン
デンサＣ₀₁，Ｃ₀₂と、一対のダイオードＤ₁，Ｄ₂の直
列回路とを谷埋回路２の両端間に接続し、コンデンサＣ
₀₁，Ｃ₀₂同士の接続点とダイオ−ドＤ₁，Ｄ₂同士の接
続点とを共通に接続し、この接続点とスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂同士の接続点との間にインダクタＬ₁とコン
デンサＣ₂との直列回路からなる共振回路を挿入した構
成を有し、コンデンサＣ₂の両端間に負荷Ｌを接続して
ある。また、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と
ダイオ−ドＤ₁，Ｄ₂の直列回路とは逆並列に接続され
る。すなわち、ハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮ
Ｖを構成している。ここに、両スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂は制御回路３により高周波で交互にオン・オフされ
る。谷埋回路２は図１の回路と同様に、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のストレスを低減し、電源投入時のＶｄｃ
の昇圧を抑えることができる。

【００２６】上記各実施例において用いた谷埋回路２
は、図６に示すような構成に置き換えても良い。図６に
示す谷埋回路２は、上下両端がインバータ回路ＩＮＶの
両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路の両端に接続
され、インダクタＬａの一端がインバータ回路ＩＮＶに
おける両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点に接続さ
れる。インダクタＬａが平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充
電経路に挿入されており、インダクタが１つで済むた
め、小型化が可能である。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、谷埋回路はスイッチン
グ素子両方に平滑コンデンサの充電電流を流すため、ス
イッチング素子の片方だけに充電電流を流す場合と比べ
て、充電電流のピーク値を約１／２に低減することがで
き、スイッチング素子のストレスを低減できる。また、
スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御した場
合、入力側から見た、平滑コンデンサの充電電流がほぼ
一定となり、負荷電流変動、入力電流歪みの悪化を少な
くすることができ、スイッチング素子の制御範囲を広く
することができる。しかも、スイッチング素子の直列回
路に、平滑コンデンサが直列に２個並列接続されている
ため、電源投入時の昇圧も起こらない。また、平滑コン
デンサ充電用のインダクタを１つで共用すれば、小型化
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好ましい実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】図１の回路の各部の動作を示す動作説明図であ
る。

【図３】図１の回路を放電灯点灯装置として用いた具体
回路例を示す回路図である。

【図４】請求項２の発明の実施例を示す回路図である。

【図５】請求項３の発明の実施例を示す回路図である。

【図６】請求項４の発明の実施例の要部構成を示す回路
図である。

【図７】従来例を示す回路図である。

【図８】従来例における整流回路とインバータ回路の動
作説明図である。

【図９】従来例の動作説明のための等価回路図である。

【図１０】従来例の負荷電流の変動を示す動作説明図で
ある。

【図１１】他の従来例を示す回路図である。

【図１２】図１１の従来例の動作説明図である。

【図１３】別の従来例を示す回路図である。

【図１４】図１３の従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

１谷埋回路２谷埋回路３制御回路ＡＣ交流電源ＲＥ整流回路Ｑ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子Ｚインピーダンス要素Ｌ負荷ＣａコンデンサＣｂコンデンサＬａインダクタＬｂインダクタＤａダイオードＤｂダイオードＤｃダイオードＤｄダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者上岡淳大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者濱本勝信大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者一村省互大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流回路と、整流
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路
の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間
に介装されるインピーダンス要素と、コンデンサ及びイ
ンダクタを備えインピーダンス要素との直列回路が少な
くとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されると
ともに負荷への出力を取り出す共振回路とを備え、第１
のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の
直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接
続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチ
ング素子とは反対側の端子との間に第１のインダクタと
第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイ
ッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回
路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と
第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素
子とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の
平滑コンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする
インバータ装置。
【請求項２】交流電源を整流する整流回路と、整流
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路
の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間
に順方向に介装されるダイオードと、コンデンサ及びイ
ンダクタを備え前記ダイオードとの直列回路が少なくと
も一方のスイッチング素子の両端間に接続されるととも
に負荷への出力を取り出す共振回路とを備え、第１のス
イッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列
回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点
と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング
素子とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１
の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチ
ング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を
逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１
のスイッチング素子における第２のスイッチング素子と
は反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑
コンデンサの直列回路を接続したことを特徴とするイン
バータ装置。
【請求項３】交流電源を整流する整流回路と、整流
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、コンデン
サ及びインダクタを備えインピーダンス要素との直列回
路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続
されるとともに負荷への出力を取り出す共振回路とを備
えるハーフブリッジ回路であって、第１のスイッチング
素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並
列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のス
イッチング素子における第１のスイッチング素子とは反
対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コン
デンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の
両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続
し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチ
ング素子における第２のスイッチング素子とは反対側の
端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサ
の直列回路を接続したことを特徴とするインバータ装
置。
【請求項４】第１及び第２のスイッチング素子の接
続点と、第１及び第２の整流素子の直列回路と第３及び
第４の整流素子の直列回路の接続点との間に、第３のイ
ンダクタを介挿し、第１及び第２のインダクタの全部又
は一部を第３のインダクタにより置き換えたことを特徴
とする請求項１又は２又は３に記載のインバータ装置。