JPH09266498A

JPH09266498A - 直交検波受信機

Info

Publication number: JPH09266498A
Application number: JP7341796A
Authority: JP
Inventors: Katsu Ito; 克伊藤
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1996-03-28
Filing date: 1996-03-28
Publication date: 1997-10-07

Abstract

(57)【要約】【課題】ダイレクトコンバージョン方式のＦＳＫ受信機
において、Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出力
の信号とＱｃｈベースバンド信号増幅器１２８の出力の
信号の間で信号増幅度のアンバランスが生じ、Ｉｃｈベ
ースバンド信号増幅器１２０の出力の信号とＱｃｈベー
スバンド信号増幅器１２８の出力の信号のの振幅が等し
くならず、検波する際に効率よく行えず最高感度を得ら
れないという欠点を解決し、感度の高い高性能なＦＳＫ
受信機を低価格で実現する。【解決手段】Ｉｃｈ信号処理部のベースバンド信号増幅
器の出力の信号を基準とし、Ｑｃｈ信号処理部のベース
バンド増幅器の出力の信号の振幅差を検出し、その振幅
差に応じた制御電圧を発生するＱｃｈ自動利得制御回路
と、可変利得のＱｃｈベースバンド増幅器を備え、両ｃ
ｈ間の増幅度の差を最小にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＦＳＫ受信機に関
し、特に、変調信号搬送波と同一の周波数の局部発振信
号にて、直接、変調信号をベースバンドに変換するダイ
レクトコンバージョン方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年は、ＦＳＫ受信機において、受信信
号と同一の周波数の局部発振信号を用い、直接ベースバ
ンド信号に変換し、増幅、フィルタリング、検波などの
処理をすべてベースバンドにて行うことにより、ＩＣの
１チップ化を可能としたダイレクトコンバージョン方式
が使用されている。

【０００３】図７に従来のダイレクトコンバージョン方
式ＦＳＫ受信機の要部ブロック図を示す。ＦＳＫ受信機
の所望の受信チャンネルのＦＳＫ変調信号搬送波は、ア
ンテナ１１０を介して、高周波増幅器１１２において増
幅された後、パワースプリッタ１１４において、２つに
分配される。分配された一方の出力は前記ＦＳＫ変調信
号搬送波の同相成分をＦＳＫベースバンド信号にするＩ
ｃｈ信号処理部１００に入力され、もう一方の出力は前
記ＦＳＫ変調信号搬送波の直交成分をＦＳＫベースバン
ド信号にするＱｃｈ信号処理部１０２に入力される。

【０００４】詳しくは、Ｉｃｈ信号処理部１００におい
ては、前記ＦＳＫ変調信号搬送波の同相成分をＦＳＫベ
ースバンド信号にするため、パワースプリッタの一方の
出力と、９０゜移相器１０８を介して２分配し、その一
方の出力の位相を４５゜進ませた電圧制御発振器１０６
の発振信号を、Ｉｃｈ混合器１１６にて混合し、周波数
変換を行い、Ｉｃｈローパスフィルタ１１８にてベース
バンド信号成分のみを通し、該信号をＩｃｈベースバン
ド信号増幅器１２０にて増幅し、検波部１３２に送る。

【０００５】Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２０に
は、自動利得制御回路が内蔵され、アンテナ１１０から
入力される受信チャンネルのＦＳＫ変調信号搬送波の入
力レベルの変動を検出し、自動的に高周波増幅回路１１
２の利得制御をする。例えばＦＳＫ受信機の代表的な例
として、ページャー受信機がある。

【０００６】このページャー受信機の携帯者が、きわめ
て電波が弱くなる場所として、例えば、ビルの地下など
で、受信する際には、高周波増幅回路１１２の増幅度を
上げ、逆に、きわめて電波が強くなる場所として、例え
ば、送信基地局にきわめて近い場所で受信する際などに
は、高周波増幅回路１１２の増幅度を下げ、常に一定の
ベースバンド信号の出力を得られるようにする。

【０００７】Ｑｃｈ信号処理部１０２においては、前記
ＦＳＫ変調信号搬送波の直交成分をＦＳＫベースバンド
信号にするため、パワースプリッタ１１４のもう一方の
出力と、やはり同様に９０゜移相器１０８を介して２分
配し、もう一方の位相を４５゜遅らせた電圧制御発振器
１０６の発振信号を、Ｑｃｈ混合器１２４にて混合し、
周波数変換を行い、Ｑｃｈローパスフィルタ１２６にて
ベースバンド信号成分のみを通し、該信号をＱｃｈベー
スバンド信号増幅器１２８にて増幅し、検波部１３２に
送る。

【０００８】検波部１３２においては、Ｉｃｈ信号処理
部の出力信号を合成、検波し、検波出力端子１３４か
ら、検波信号を出力する。

【０００９】ＰＬＬ周波数シンセサイザ１０８は、図示
していないマイクロプロセッサからの命令に従って、所
望の受信チャンネルを受信するための電圧を発生し、そ
の電圧を電圧制御発振器１０６に印加し、所望の受信チ
ャンネルに対応した発振周波数を発生させる。

【００１０】図８は、ダイレクトコンバージョン方式の
ＦＳＫ受信機に使用される９０゜移相器１０４の説明図
である。同図において、電圧制御発振器用入力端子２６
０から、電圧制御発振器１０６の発振信号を入力し、２
つに分配し、一方の信号は、コンデンサ２５２と、抵抗
２５４によって構成された微分回路２５０を通り、Ｉｃ
ｈ信号処理部用出力端子２６２から出力される。この場
合、Ｉｃｈ信号処理部用出力端子２６２における前記発
振信号の位相は、中心周波数において、電圧制御発振器
用入力端子２６０における位相に比して、相対的に４５
゜位相が進む。

【００１１】２つに分配された電圧制御発振器の発振信
号のもう一方の信号は、抵抗２５６と、コンデンサ２５
８とによって構成された積分回路２５２を通り、Ｑｃｈ
信号処理部用出力端子２６４から出力される。この場
合、Ｑｃｈ信号処理部用出力端子２６４における前記発
振信号の位相は、、中心周波数において、電圧制御発振
器用入力端子２６０における位相に比して、相対的に４
５゜位相が遅れる。

【００１２】従って、よく知られた微分回路と積分回路
の振幅と位相の周波数特性を組み合わせることにより、
Ｉｃｈ信号処理部用出力端子２６２とＱｃｈ信号処理部
用出力端子２６４の間において、９０゜の位相差が得ら
れ、その電力分配比は、周波数の関数となり、中心周波
数において、入力電力が１：１の割合、すなわち１／２
ずつに分配された振幅特性の９０゜移相器が構成され
る。

【００１３】図９に例として、中心周波数を２７５ＭＨ
ｚとして、内蔵の微分回路２５０と積分回路２５２を調
整した場合の９０゜移相器１０８の振幅と位相の２５０
ＭＨｚ〜３００ＭＨｚまでの周波数特性図を示す。中心
周波数を２７５ＭＨｚにとり、横軸を周波数（ＭＨｚ）
縦軸を振幅（ｄＢ）と位相（ｄｅｇｒｅｅ）にしてい
る。

【００１４】曲線１、３はそれぞれ、電圧制御発振器１
０６の発振信号を電圧制御発振器用入力端子２６０から
入力した場合の微分器２５０の出力のＩｃｈ信号処理部
用出力端子２６２における振幅特性と位相特性である。

【００１５】曲線２、４はそれぞれ、電圧制御発振器１
０６の発振信号を電圧制御発振器用入力端子１６０から
入力した場合の積分器２５２の出力のＱｃｈ信号処理部
用出力端子２６４における振幅特性と位相特性である。

【００１６】Ｉｃｈ信号処理部用出力端子２６２とＱｃ
ｈ信号処理部用出力端子２６４の間において、９０゜の
位相差を持ち、その分配比は、周波数の関数となり、中
心周波数において、入力電力が−３ｄＢのところで交差
し、１：１の割合、すなわち１／２ずつに分配されるこ
とがわかる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところが図９に示した
振幅特性から明らかなように、中心周波数から離れるに
従って、分配比が１：１とならず、ＩｃｈとＱｃｈ振幅
差が拡大していくことがわかる。またその要因だけでな
く、例えば、９０゜移相器１０４に内蔵される微分回
路、積分回路のコンデンサの容量、抵抗値の誤差、ま
た、パワースプリッタ１１４の分配比の誤差、Ｉｃｈ信
号処理部とＱｃｈ信号処理部内における混合器、ローパ
スフィルタ、ベースバンド増幅器などの振幅特性の両ｃ
ｈ間でのばらつきによって、両ｃｈで同一の振幅が得ら
れないことが多い。

【００１８】Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出
力の信号とＱｃｈベースバンド信号増幅器１２８の出力
の信号の振幅が等しくないと、検波部１３２において、
両ｃｈの信号を合成し、検波する際に効率よく行えず、
最高感度を得られないという問題点があった。特に、受
信帯域において、その最低周波数と、最高周波数におい
て、その振幅差が最大になる傾向が高く、受信帯域によ
っては、両ｃｈの振幅差は数ｄＢにも及び、最高感度を
得られないという問題点があった。

【００１９】従って、受信周波数によって、両ｃｈの振
幅差が違うという影響を最小にするためには、受信帯域
の中心周波数において、Ｉｃｈベースバンド信号増幅器
１２０の出力信号とＱｃｈベースバンド信号増幅器１２
８の出力信号を測定し、９０゜移相器１０８、その他の
回路の調整を入念に行わねばならないが、この調整は、
生産コストの上昇を招くため、ＦＳＫ受信機の低価格化
を妨げることとなっていた。

【００２０】本発明はこのような問題点を解決するため
になされたもので、Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２
０の出力信号とＱｃｈベースバンド信号増幅器１２８の
出力信号の振幅が等しくならないという欠点を解決し、
効率の良い、感度の高い受信を行うことができる小型で
高性能なＦＳＫ受信機を低価格で提供することを目的と
する。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は変調信号搬送波の同相成分をベースバンド信
号に変換するＩｃｈ信号処理部と、前記変調信号搬送波
の直交成分をベースバンド信号に変換するＱｃｈ信号処
理部と、前記変調信号搬送波と同一の発振周波数を発生
する電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の発振信号を
９０°移相させる９０°移相器を有し、前記両ｃｈ信号
処理部の処理する信号の位相差が９０°である直交検波
受信機において、前記両ｃｈ信号処理部のベースバンド
信号の振幅差を検出し前記両ｃｈ信号処理部の少なくと
も一方を制御する利得制御手段を有することを特徴とし
ている。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて、詳細に説
明する。図１は、本発明のダイレクトコンバージョン方
式ＦＳＫ受信機の要部ブロック図である。ただし図７と
同一の機能のものには同一の番号を付してある。

【００２３】図１において、受信されたＦＳＫ変調信号
搬送波は、パワースプリッタ１１４にて、２つに分配さ
れ、一方は、前記ＦＳＫ変調信号搬送波の同相成分をＦ
ＳＫベースバンド信号にするＩｃｈ信号処理部１００に
入力され、もう１方は前記ＦＳＫ変調信号搬送波の直交
成分をＦＳＫベースバンド信号にするＱｃｈ信号処理部
１０２に入力され、その内部のＩｃｈベースバンド信号
増幅器１２０と可変利得Ｑｃｈベースバンド信号増幅器
２２８で増幅される。ただし、この可変利得Ｑｃｈベー
スバンド信号増幅器２２８は、制御電圧によって利得を
可変にでき、例えば、内蔵のバイポーラトランジスタの
ベースのバイアス電圧を変化させることによって、利得
を可変できる増幅回路で構成されている。

【００２４】このベースバンドに変換されたの同相ＦＳ
Ｋベースバンド信号と、直交ＦＳＫベースバンド信号
を、それぞれＩｃｈベースバンド信号増幅器１２０、可
変利得Ｑｃｈベースバンド信号増幅器２２８から取り出
し、Ｉｃｈ全波整流回路２１２、Ｑｃｈ全波整流回路２
１４、減算器２１６、積分器２１８からなるＱｃｈ自動
利得制御回路２１０に入力する。

【００２５】同相ＦＳＫベースバンド信号であるＩｃｈ
ベースバンド信号増幅器１２０の出力は、Ｉｃｈ全波整
流回路２１２に入力され、全波整流され、減算器２１６
に入力される。

【００２６】直交ＦＳＫベースバンド信号であるＱｃｈ
ベースバンド信号増幅器２２８の出力も、同様にＱｃｈ
全波整流器２１４に入力され、全波整流され、減算器２
１６に入力される。

【００２７】この減算器２１６においては、受信チャン
ネルのＦＳＫ変調信号搬送波の入力レベルの変動を検出
し、自動的に高周波増幅回路１１２の利得制御をし、常
に一定のベースバンド信号が得られる自動利得制御回路
を内蔵したＩｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出力
を全波整流するＩｃｈ全波整流回路２１２の出力電圧を
基準とし、Ｑｃｈ全波整流回路２１４の出力電圧を差し
引く。

【００２８】この減算器２１６の出力は積分器２１８に
入力され、高調波成分が取り除かれ、積分値の電圧が、
可変利得制御信号として、可変利得Ｑｃｈベースバンド
信号増幅器２２８に印加される。このＩｃｈ全波整流回
路２１２、Ｑｃｈ全波整流器２１４は検波部に行く信号
に影響を与えないために、入力インピーダンスが高いも
のが望ましい。

【００２９】次に、図２を用いて、ＩｃｈとＱｃｈ間の
振幅差を検出し、可変利得Ｑｃｈベースバンド信号増幅
器２２８の制御電圧を発生するＱｃｈ自動利得制御回路
２１０の動作について説明する。ただし、この場合はＩ
ｃｈの振幅＝Ｑｃｈの振幅の場合を示す。

【００３０】図２（１）ページャに用いられる４値ＦＳ
Ｋ信号の「００」、「０１」、「１１」、「１０」の信
号を適当に並べたものである。４値ＦＳＫ信号におい
て、「００」には、−４．８ｋＨｚ、「０１」には、−
１．６ｋＨｚ、「１１」には、＋１．６ｋＨｚ、「１
０」には、＋４．８ｋＨｚが対応し、データレートは６
４００ｂｐｓで送信した場合の波形を図２（２）以降に
示す。

【００３１】図２（２）は、Ｑｃｈ自動利得制御回路２
１０のＩｃｈ全波整流回路２１２に入力されるＩｃｈベ
ースバンド増幅器１２０の出力である。このＩｃｈベー
スバンド増幅器１２０の出力は、Ｑｃｈ自動利得制御回
路２１０のＩｃｈ全波整流回路２１２にて全波整流され
る。このＩｃｈ全波整流回路２１２の出力を図２（３）
に示す。

【００３２】図２（４）は、Ｑｃｈ自動利得制御回路２
１０のＱｃｈ全波整流器２１４に入力されるＱｃｈベー
スバンド増幅器２２８の出力である。図２（２）に示さ
れたＩｃｈベースバンド増幅器１２０の出力に比して、
位相が９０゜ずれている。このＱｃｈベースバンド増幅
器２２８の出力は、Ｑｃｈ自動利得制御回路２１０のＱ
ｃｈ全波整流回路２１４にて全波整流される。このＱｃ
ｈ全波整流回路２１４の出力を図２（５）に示す。

【００３３】図２（６）は、Ｑｃｈ自動利得制御回路２
１０の減算器２１６の出力で、Ｉｃｈ全波整流回路２１
２の出力電圧を基準とし、Ｑｃｈ全波整流回路２１４の
出力電圧を差し引いたものが出力される。

【００３４】この減算器２１６の出力は積分器２１８に
入力され、高調波成分が取り除かれ、積分値の電圧が、
可変利得制御信号として、可変利得Ｑｃｈベースバンド
信号増幅器２２８に印加される。

【００３５】Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出
力の振幅＝Ｑｃｈベースバンド信号増幅器１２８の出力
の振幅であれば、図２（６）の減算器２１６の出力の波
形から明らかなように正と負の部分の面積が等しいた
め、積分器２１８の出力は０になる。この場合の出力波
形を図２（７）に示す。

【００３６】また、Ｉｃｈの振幅とＱｃｈの振幅が等し
くなければ、正と負の部分の面積が等しくならず、Ｉｃ
ｈとＱｃｈの振幅差に対応した直流制御電圧が積分器２
１８から出力され、可変利得Ｑｃｈベースバンド増幅器
２２８に印加され、両ｃｈの振幅差を０にするよう制御
する。

【００３７】図３に例として、Ｉｃｈの振幅＜Ｑｃｈの
振幅の場合を示す。図３（１）〜（７）の内容は、図２
（１）〜（７）の内容に対応しており、図３（２）はＩ
ｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出力、図３（３）
は、Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２０の出力を全波
整流したＩｃｈ全波整流回路２１２の出力である。

【００３８】図３（４）は、可変利得Ｑｃｈベースバン
ド信号増幅器２２８の出力である。図３（２）に示され
たＩｃｈベースバンド増幅器１２０の出力に比して、振
幅が大きくなっている。また、位相は９０゜ずれてい
る。図３（５）は、Ｑｃｈベースバンド信号増幅器２２
８の出力を全波整流したＱｃｈ全波整流回路２１４の出
力である。

【００３９】図３（６）は、減算器２１６の出力で、Ｉ
ｃｈ全波整流回路２１２の出力電圧を基準とし、Ｑｃｈ
全波整流回路２１４の出力電圧を差し引いたものが出力
される。

【００４０】この減算器２１６の出力は積分器２１８に
入力され、高調波成分が取り除かれ、積分値の電圧が、
可変利得制御信号として、可変利得Ｑｃｈベースバンド
信号増幅器２２８に印加される。

【００４１】この場合はＩｃｈの振幅＜Ｑｃｈの振幅の
場合、すなわちＩｃｈベースバンド信号増幅器１２０の
出力信号振幅＜Ｑｃｈベースバンド信号増幅器２２８の
出力振幅の場合であるため、図３（６）の減算器２１６
の出力の波形から明らかなように正と負の部分の面積が
等しくならず、負の部分の面積が大きくなるため、積分
器２１８の出力は負の電圧を出力する。この場合の出力
波形を図３（７）に示す。

【００４２】Ｉｃｈの振幅＞Ｑｃｈの振幅の場合は図
示、説明は省略するが、図３の場合と同様に、減算器２
１６の出力の波形の正と負の部分の面積が等しくなら
ず、この場合は、正の部分の面積が大きくなるため、積
分器２１８の出力は正の電圧を出力する。

【００４３】このように、ＱｃｈのＩｃｈに対する振幅
差に対応した直流制御電圧が積分器２１８から出力さ
れ、可変利得Ｑｃｈベースバンド増幅器２２８に印加さ
れる。すなわち、正の電圧を印加されたときは、可変利
得Ｑｃｈベースバンド増幅器２２８の増幅度を上げ、逆
に負の電圧を印加された場合は、可変利得Ｑｃｈベース
バンド増幅器２２８の増幅度を下げ、常にＩｃｈとＱｃ
ｈの振幅差を０にするよう制御する。

【００４４】図４にＩｃｈ全波整流回路２１２、あるい
は、Ｑｃｈ全波整流回路２１４の１回路例を示す。図４
において、ベースバンド信号増幅器用入力端子１７０か
らベースバンド信号を入力し、２つに分配し、一方の信
号は、抵抗１４４、１４６とダイオード１６０、１６２
と演算増幅器１６４によって構成された反転理想ダイオ
ード１４０に入力される。ここで、入力されたベースバ
ンド信号の、正の部分の信号は、半波整流され、負の部
分に折り返される。入力されたベースバンド信号の負の
部分は半波整流のため出力されない。

【００４５】その反転された半波整流出力は、抵抗１５
０、１５２、１５４と演算増幅器１６６で構成された反
転加算器１４２に、抵抗１５０を介して入力される。こ
こで、抵抗１４４と１４６の抵抗値は等しくし、抵抗１
５２と１５０の抵抗値の比は、２：１にしておく。

【００４６】２つに分配された、もう一方のベースバン
ド信号は、抵抗１５２を介し、反転加算器１４２に入力
され、反転理想ダイオードの出力に加算される。ただ
し、抵抗１５２と１５０の抵抗値の比は、２：１に設定
されているため、この反転加算器１４２内では、反転理
想ダイオードの出力は、抵抗１５２を介して入力される
ベースバンド信号に比して、２倍の振幅になっている。
この加算された信号は、位相反転される。すなわち全波
整流されたベースバンド信号が減算器用出力端子１７２
から出力される。

【００４７】次に図５を用いて、全波整流回路２１２、
２１４内での各部の動作を説明し、ベースバンド信号が
全波整流される過程を説明する。

【００４８】図５（１）はベースバンド信号増幅器用入
力端子１７０から入力され２つに分配されたベースバン
ド信号である。２つに分配された一方の信号は、反転理
想ダイオード１４０に入力され、入力されたベースバン
ド信号の、正の部分の信号は、半波整流され、負の部分
に折り返される。入力されたベースバンド信号の負の部
分は半波整流のため出力されない。この理想反転ダイオ
ード１４０の出力を図５（２）に示す。

【００４９】次に、２つに分配された、もう一方のベー
スバンド信号は、抵抗１５２を介し、反転加算器１４２
に入力され、反転理想ダイオードの出力と加算される。
ただし、抵抗１５２と１５０の抵抗値の比は、２：１に
設定されているため、この反転加算器１４２内では、反
転理想ダイオードの出力は、抵抗１５２を介して入力さ
れるベースバンド信号に比して、２倍の振幅になってい
る。この２倍の反転理想ダイオード出力波形を図５
（３）に示す。

【００５０】また、図５（４）に反転加算器１４２内で
加算、反転されて得られた全波整流されたベースバンド
信号の出力を示す。

【００５１】全波整流回路としては、単に４つのダイオ
ードをブリッジ型に配置、接続したものが、一般的であ
るが、この回路では、ダイオードの順方向電圧効果が存
在するため、例えば、電波が非常に弱くなる場所で受信
する際には、高周波増幅回路の増幅度を上げても、ベー
スバンド信号の電圧がダイオードの順方向電圧より低く
なり全波整流の動作をしなくなることが考えられる。こ
のため、最高感度が要求される微弱な電波環境で、その
使用が不可となる全波整流回路は、本発明の目的には不
適当である。さらには、この回路は動作時の入力インピ
ーダンスがきわめて低いため、検波部に行く信号に影響
を与えるため、この面でも、その使用は、不適当であ
る。

【００５２】図６に、減算器２１６の１回路例を示す。
図６において、Ｉｃｈ全波整流回路用入力端子２２０か
ら全波整流されたＩｃｈベースバンド信号Ｅｉを入力
し、抵抗１８４、１８６と演算増幅器１９４によって構
成されたインバータ１８０にて、その信号を位相反転
し、−Ｅｉとし、抵抗１８８、１９０、１９２と演算増
幅器１９６で構成された反転加算器１８２に、抵抗１８
８から入力する。ただし、抵抗１８４、１８６、１８
８、１９０、１９２の抵抗値は等しくしておかなければ
ならない。

【００５３】Ｑｃｈ全波整流回路用入力端子２２２から
全波整流されたＱｃｈベースバンド信号Ｅｑを入力し、
反転加算器１８２に、抵抗１９０から入力し、全波整流
され、位相反転されたＩｃｈベースバンド信号に加算す
ると、その信号は、−Ｅｉ＋Ｅｑとなる。この加算され
た信号を、さらに位相反転し、積分器用出力端子２２４
から出力すると、その出力Ｅｏは、Ｅｏ＝−（−Ｅｉ＋Ｅｑ）＝Ｅｉ−Ｅｑ（１）となり、Ｉｃｈベースバンド信号Ｅｉから、Ｑｃｈベー
スバンド信号Ｅｑが減算されることがわかる。この減算
された信号が積分器用出力端子２２４から出力され、積
分器２１８に入力される。

【００５４】なお本発明は、図１において、自動利得制
御回路をＩｃｈベースバンド信号増幅器１２０に内蔵
し、Ｉｃｈを基準とし、Ｑｃｈのベースバンド信号増幅
器を可変利得にした場合の例で説明したが、自動利得制
御回路をＱｃｈベースバンド信号増幅器に内蔵し、Ｑｃ
ｈを基準とし、Ｉｃｈのベースバンド信号増幅器を可変
利得にした構成の場合でも同様の効果が得られる事は言
うまでもない。

【００５５】また本発明は、図１、図２、図３におい
て、ダイレクトコンバージョン方式の４ＦＳＫ受信機の
例で説明したが、ダイレクトコンバージョン方式の２Ｆ
ＳＫ、ＦＭ、ＡＭ受信機でも同様に使用できることは言
うまでもない。

【００５６】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ダイ
レクトコンバージョン方式のＦＳＫ受信機において、Ｉ
ｃｈベースバンド信号増幅器１２１の出力信号とＱｃｈ
ベースバンド信号増幅器１２８の出力信号の振幅差が生
じ、検波する際に効率よく行えず、最高感度を得られな
いという欠点を解決し、また受信周波数によって、両ｃ
ｈの振幅の差が違うため、その影響を最小にするため
に、受信帯域の中心周波数において、Ｉｃｈベースバン
ド信号増幅器１２０の出力信号とＱｃｈベースバンド信
号増幅器１２８の出力信号を測定し、９０゜移相器１０
８、その他の回路の調整を入念に行う必要も無いため、
感度の高い高性能なＦＳＫ受信機を低価格で実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すＦＳＫ受信機の要部ブ
ロック図である。

【図２】本発明の一実施例のＱｃｈ自動利得制御回路の
各部分を説明するためのＩｃｈの振幅＝Ｑｃｈの振幅の
場合の場合の概要波形図である。

【図３】本発明の一実施例のＱｃｈ自動利得制御回路の
各部分を説明するためのＩｃｈの振幅＜Ｑｃｈの振幅の
場合の概要波形図である。

【図４】本発明の一実施例のＱｃｈ自動利得制御回路に
内蔵される全波整流回路の回路図である。

【図５】本発明の一実施例のベースバンド信号が全波整
流される過程を示す概要波形図である。

【図６】本発明の一実施例のＱｃｈ自動利得制御回路に
内蔵される減算器の回路図である。

【図７】従来のＦＳＫ受信機の要部ブロック図である。

【図８】従来の９０゜移相器の回路図である。

【図９】従来の９０゜移相器の振幅と位相の周波数特性
図である。

【符号の説明】

１００Ｉｃｈ信号処理部１０２Ｑｃｈ信号処理部１０６電圧制御発振器１０４９０゜移相器１１４パワースプリッタ１１６Ｉｃｈ混合器１１８Ｉｃｈローパスフィルタ１２０Ｉｃｈベースバンド信号増幅器１２４Ｑｃｈ混合器１２６Ｑｃｈローパスフィルタ１２８Ｑｃｈベースバンド信号増幅器２５０微分回路２５２積分回路２１０Ｑｃｈ自動利得制御回路２１２Ｉｃｈ全波整流回路２１４Ｑｃｈ全波整流器２１６減算器２１８積分器２２８可変利得Ｑｃｈベースバンド信号増幅器１４４反転加算器１４０反転理想ダイオード１８０インバータ１８２反転加算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調信号搬送波の同相成分をベースバン
ド信号に変換するＩｃｈ信号処理部と、前記変調信号搬
送波の直交成分をベースバンド信号に変換するＱｃｈ信
号処理部と、前記変調信号搬送波と同一の発振周波数を
発生する電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の発振信
号を９０°移相させる９０°移相器を有し、前記両ｃｈ
信号処理部の処理する信号の位相差が９０°である直交
検波受信機において、前記両ｃｈ信号処理部のベースバ
ンド信号の振幅差を検出し前記両ｃｈ信号処理部のどち
らか一方を制御する利得制御手段を有することを特徴と
する直交検波受信機。
【請求項２】前記利得制御手段は２つの全波整流回路
と、減算器と、積分器とから構成され、さらに前記全波
整流回路は演算増幅器とダイオードを用いた反転理想ダ
イオードで構成されることを特徴とする請求項１記載の
直交検波受信機。