JPH09270672A - 適応型ディジタルフィルタ装置 - Google Patents

適応型ディジタルフィルタ装置

Info

Publication number
JPH09270672A
JPH09270672A JP8077284A JP7728496A JPH09270672A JP H09270672 A JPH09270672 A JP H09270672A JP 8077284 A JP8077284 A JP 8077284A JP 7728496 A JP7728496 A JP 7728496A JP H09270672 A JPH09270672 A JP H09270672A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
value
digital filter
coefficient
code
error
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8077284A
Other languages
English (en)
Inventor
Tetsuya Ogawa
哲也 小川
Naoki Kato
直樹 加藤
Shinya Akashi
慎也 明石
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp filed Critical Sharp Corp
Priority to JP8077284A priority Critical patent/JPH09270672A/ja
Priority to US08/731,235 priority patent/US5781463A/en
Publication of JPH09270672A publication Critical patent/JPH09270672A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters

Landscapes

  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝送路上で受けた妨害により大きな符号間干
渉が生じた符号列に対しても、係数列の演算結果が発散
することなく、高速且つ高精度に係数列を生成して、符
号間干渉を除去することのできる適応型ディジタルフィ
ルタを提供すること。 【解決手段】 符号列に計数列を乗じて畳み込み演算す
る有限インパルス応答ディジタルフィルタと、前記有限
インパルス応答ディジタルフィルタの演算結果が前記符
号列の符号値に対応づけて予め定義された数値領域以外
の所定数値領域にある場合にのみ係数列の更新演算を行
う係数演算手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、適応型ディジタル
フィルタに関し、特に、残留側波帯（以下、「ＶＳＢ」
と記す）変調や直交振幅変調（以下、「ＱＡＭ」と記
す）等を使用したディジタル通信装置の適応等化器等に
好適な適応型ディジタルフィルタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、テレビジョン放送をディジタル伝
送技術を用いて実施しようとする試みが世界各地で行わ
れている。これを地上放送として実現しようとする場
合、反射波による符号間干渉、すなわちゴーストが大き
な問題となり、このゴースト除去のために適応型ディジ
タルフィルタ装置が用いられている。
【０００３】ここで、適応型ディジタルフィルタ装置と
は、入力信号として入力する符号列の信号状態に応じ
て、この符号列に乗じる係数列を適宜制御して畳み込み
演算処理するディジタルフィルタ装置を意味し、時事刻
々変化する入力信号の信号状態に応じた適切なフィルタ
特性を実現するものである。
【０００４】この適応型ディジタルフィルタ装置は、一
般に、有限インパルス応答のフィードフォワード型ディ
ジタルフィルタ（以下、「ＦＩＲディジタルフィルタ」
と記す）や無限インパルス応答のフィードバック型ディ
ジタルフィルタ（以下、「ＩＩＲディジタルフィルタ」
と記す）を用いて構成される。
【０００５】以下の説明において、変数ｎは、この適応
型ディジタルフィルタ装置が入力する符号列の各符号に
対して時系列的に対応づけられる自然数を表す。図７
に、従来の代表的な適応型ディジタルフィルタ装置の構
成を示す。同図に示す従来の適応型ディジタルフィルタ
装置は、入力した符号列U(n)[u(n+K1),u(n+K1-1),〜,u
(n)]に対して係数列Ck(n)[c-K1(n)，c-K1+1(n),〜,c
0(n)]を乗じて畳み込み演算するＦＩＲディジタルフィ
ルタ１と、後述する判定器４から入力する推定値の列W
(n)[w(n),〜,w(n-K2-1),w(n-K2)]に対して係数列Ck(n)
[c1(n),〜,cK2-1(n),cK2(n)]を乗じて畳み込み演算する
ＩＩＲディジタルフィルタ２と、前記ＦＩＲディジタル
フィルタ１とＩＩＲディジタルフィルタ２との演算結果
を加算処理する加算器３と、該加算器３の加算結果に基
づいて前記推定値w(n)を出力する判定器４と、前記加算
器３の加算結果と判定器４が出力する推定値w(n)とを減
算処理して誤差値e(n)を算出する減算器５と、該減算器
５が算出する誤差値e(n)に収束係数αを乗じて前記係数
列Ck(n)[c-K1(n)，c-K1+1(n),〜,c0,c1(n),〜,c
K2-1(n),cK2(n)]を生成する乗算器７とから構成されて
いる。なお、加算器３の出力は、この従来の適応型ディ
ジタルフィルタの出力を構成し、この演算結果は、等化
信号y(n)として外部に出力される。
【０００６】ここで、図７に示すＦＩＲディジタルフィ
ルタ１は、各タップ間に縦従接続された単位遅延素子４
０と、各タップに現れる符号列U(n)[u(n+K1),u(n+K1-
1),〜,u(n)]の各符号値のそれぞれに対して、係数列C
k(n)[c-K1(n)，c-K1+1(n),〜,c0(n)]の各係数値を乗ず
る乗算器４１と、各タップの乗算器４１の乗算結果を積
分する積分器４２と、各タップに現れる符号値u(x){x=n
+K1,n+K1-1,〜,n}に対して積分器４２の積分結果を乗ず
る乗算器４３と、各タップの乗算器４３の乗算結果を入
力して加算処理する加算器４４とから構成されている。
なお、定数Ｋ１は、ＦＩＲディジタルフィルタ１のタッ
プ数から１を減じた値を表す。
【０００７】また、ＩＩＲディジタルフィルタ２も上述
のＦＩＲディジタルフィルタ１と同様に構成されている
が、入力とする符号値が判定器４から出力される推定値
w(n)であることと、各タップの符号値に乗じる係数列Ck
(n)の各係数値が、c1(n)，〜,cK2-1(n),cK2(n)であるこ
とのみが異なっている。なお、定数Ｋ２は、ＩＩＲディ
ジタルフィルタ２のタップ数を表す。
【０００８】以下、このように構成された従来の適応型
ディジタルフィルタの動作について、図７を参照しなが
ら詳細に説明する。まず、同図において、この従来の適
応型ディジタルフィルタに符号列U(n)[u(n+K1),u(n+K1-
1),〜,u(n)]が入力されると、ＦＩＲディジタルフィル
タ１が、この符号列U(n)の符号値u(x){x=n+K1,n+K1-1,
〜,n}に対して係数値ck(n){k=-K1,-K1+1,〜,0}を乗じて
畳み込み演算処理をする。
【０００９】すなわち、入力する符号列U(n)の各符号値
は、ＦＩＲディジタルフィルタ１を構成する単位遅延素
子４０に遅延され、前段側のタップから順に符号値u(n+
K1),u(n+K1-1),〜,u(n+1)が現れ、最後段のタップには
符号値u(n)が現れる。乗算器４１は、各タップに現れた
符号値u(x)に対して係数値ck(n)を乗じる。
【００１０】各タップにおける乗算器４１の乗算結果
は、積分器４２により積分された後、乗算器４３が、積
分器４２の積分結果に対して各タップに現れている符号
値を乗ずる。そして、加算器４４が、各タップの乗算器
４３の乗算結果を加算処理して、この加算処理の結果を
ＦＩＲディジタルフィルタ１の演算結果y1(n)として出
力する。
【００１１】一方、ＩＩＲディジタルフィルタ２では、
後述する推定値の列W(n)[w(n),〜,w(n-K2-1),w(n-K2)]
を入力して、各タップに現れた推定値w(n),〜,w(n-K2-
1),w(n-K2)のそれぞれに対して係数値c1(n),〜,c
K2-1(n),cK2(n)のそれぞれを乗じて、同様に畳み込み演
算処理をする。そして、このＩＩＲディジタルフィルタ
２の最終段を構成する加算器４４が、各タップの演算結
果を入力して加算処理し、この加算処理の結果をＩＩＲ
ディジタルフィルタ２の演算結果y2(n)として出力す
る。
【００１２】加算器３は、ＦＩＲディジタルフィルタ１
およびＩＩＲディジタルフィルタ２から、それぞれの演
算結果y1(n)およびy2(n)を入力し、これらを加算処理し
て加算結果y(n)を出力する。また、判定器４は、加算器
３の加算結果y(n)を入力して、この加算結果y(n)に最も
近似した推定値w(n)を出力する。
【００１３】ここで、判定器４が出力する推定値w(n)
は、受信側が送信側から送信された符号列の符号値を推
定した値を表す。すなわち、受信側が受信する符号列U
(n)は、伝送路上において各種の妨害を受けて変調され
る結果、送信側が送信した符号列とは異なったものとな
る。推定値w(n)は、伝送路上での妨害がなかったならば
受信側が受信したであろうと推定される符号値を表し、
判定器４は、送信側と受信側との間で予め取り決められ
た正規の符号値の中から、実際に受信された符号値に最
も近いものを推定値w(n)として選択して出力する。
【００１４】つぎに、減算器５は、加算器３の加算結果
y(n)から判定器４が出力する推定値w(n)を減算して誤差
値e(n)を出力する。すなわち、減算器５は、送信側から
送信された符号値が伝送路上で妨害を受けることにより
受信側が出力する符号値y(n)に生じた誤差を算出する。
【００１５】そして、乗算器７は、減算器５が出力する
誤差値e(n)に収束係数αを乗じて係数列Ck(n)を生成
し、この係数列Ck(n)の各係数値を前記ＦＩＲディジタ
ルフィルタ１およびＩＩＲディジタルフィルタ２を構成
する各乗算器４１にそれぞれ与える。このとき、係数列
Ck(n)の各係数値c-K1(n)，c-K1+1(n),〜,c0,c1(n),〜,c
K2-1(n),cK2(n)は、減算器５が出力する誤差値e(n)を最
小値に収束するように演算されて生成される。以上の動
作を数式化すると、式（１）のように表すことができ
る。
【００１６】
【００１７】ここで、この適応型ディジタルフィルタ装
置をデータ伝送系における適応等化器として使用する場
合の係数列Ck(n)の生成方法について説明する。符号値u
(n)を伝送路から受信した入力信号とし、この入力信号u
(n)は、前述のように、伝送路上で妨害信号による妨害
を受けているものとする。この妨害信号が入力信号u(n)
に与える妨害量は、伝送路の特性に依存する。すなわ
ち、妨害信号は、伝送路の特性関数で変調されて伝送路
上の符号列の信号レベルに影響与える。
【００１８】したがって、伝送路上で入力信号u(n)に重
畳された妨害信号成分を除去するためには、受信側にお
いて伝送路の特性関数の逆関数を実現して入力信号u(n)
を処理すればよい。このため、係数列Ck(n)は、適応型
ディジタルフィルタの特性が、妨害信号に対する伝送路
の特性関数の逆関数を実現するように生成される。この
結果、係数列Ck(n)は、誤差値e(n)が最小となるように
漸次更新され、最終的に伝送路で受けた妨害が除去され
た値に収束する。
【００１９】伝送路の特性関数の逆関数を実現するよう
に係数列Ck(n)を生成する代表的なアルゴリズムとし
て、ＬＭＳＥ(Least Mean Square Error Method)アルゴ
リズムが知られている。このアルゴリズムは、平均二乗
誤差Ｄに着目して、この平均二乗誤差Ｄが最小となるよ
うに係数列Ck(n)を生成するものである。ここで、平均
二乗誤差Ｄは、式（２）のように定義される量である。
【００２０】 D = {e(n)}2 ・・・（２）
【００２１】このように定義された平均二乗誤差Ｄを用
いて、係数列Ck(n)の各係数値ckは、式（３ａ）および
（３ｂ）から求められる。すなわち、式（３ａ）および
（３ｂ）中の誤差値e(n)が最小値に収束するまで係数値
ckが繰り返し演算されて、最終的に係数列Ck(n)のすべ
ての係数値が求められる。
【００２２】 ck(n+1) = ck(n) - αδD/δck(n) = ck(n) + αu(n-k)e(n) {k=-K1〜0} ・・・（３ａ） = ck(n) + αw(n-k)e(n) {k=1〜K2} ・・・（３ｂ）
【００２３】ここで、式（３ａ）は、ＦＩＲディジタル
フィルタ１に適用される係数列を求めるための式であ
り、式（３ｂ）は、ＩＩＲディジタルフィルタ２に適用
される係数列を求めるための式である。なお、定数α
は、収束係数を表し、小さな正の値が設定される。ま
た、誤差値e(n)は、推定値w(n)と出力値y(n)との差であ
るから、式（４）のように表わされる。
【００２４】 e(n) = w(n) - y(n) ・・・（４）
【００２５】前述の誤差値e(n)を最小とするように係数
列Ck(n)を演算する過程において式（４）が演算され、
この式（４）中の推定値w(n)の取り方により、以下のよ
うな２種類の係数列の算出方式が知られている。
【００２６】Ａ）基準信号方式 この算出方式は、伝送する符号列の一部に予め定められ
た符号値に対応するパターンの基準信号が含まれている
場合に用いることが可能な方式であり、この基準信号か
ら推定値w(n)を求めて係数列の更新を行う算出方式であ
る。 Ｂ）符号判定方式 この算出方式は、実際に受信した符号値を最も確からし
い符号値とし、これを推定値w(n)とする算出方式であ
る。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、テレビジョ
ン受信機に望まれる特性のひとつとして、電源投入時ま
たはチャンネルを変更してから受信映像が得られるまで
の時間が短いことが挙げられ、この時間は、前述した係
数列Ck(n)の演算の収束時間に支配される。したがっ
て、上述のテレビジョン受像機の特性を改善するために
は、係数列Ck(n)の演算時間を短縮する必要がある。
【００２８】この観点から、以下に、前述のＬＭＳＥア
ルゴリズムの基準信号方式と符号判定方式との得失を説
明する。まず、基準信号方式によれば、正しい推定値w
(n)が保証されるので、理論上、演算結果が発散するこ
とがなく、確実に収束する。しかし、伝送される符号列
に占める基準信号の割合を大きくすると、符号の転送効
率が低下するので、現実的には、全送信符号に対して、
例えば５００分の１程度の僅かな割合でしか符号列に含
ませることができない。このため、係数列の演算に多大
な時間を要する。
【００２９】一方、符号判定方式によれば、全ての送信
符号を用いて演算することが可能であるから、演算結果
は極めて短時間に収束する。しかし、例えば符号間干渉
などの妨害により、推定値w(n)が実際に送信された符号
と大きく異なった場合には、係数列Ck(n)の演算結果が
発散しやすくなる。
【００３０】例えば、受信した符号信号が、図９（ｂ）
に示すような符号間干渉が生じていないコンスタレーシ
ョンで表される信号である場合には、符号値の判定に誤
りは生じないので、符号判定方式を用いて、高速に係数
列の演算結果を収束させることができる。
【００３１】しかし、受信した符号信号が、図９（ｃ）
に示すような符号間干渉が生じているコンスタレーショ
ンで表される信号である場合には、符号値の判定に誤り
が頻発するので、係数列Ck(n)の演算結果は収束せず、
最悪の場合には発散する結果となる。なお、図９（ａ）
に示すコンスタレーションは、符号間干渉がほとんど生
じていない信号のものであり、理想的なコンスタレーシ
ョンの一例である。
【００３２】このように、従来、基準信号方式のＬＭＳ
Ｅアルゴリズムを用いた適応型ディジタルフィルタによ
れば、係数列Ck(n)の演算結果が収束するまでに多大な
時間を要するという問題があり、一方、符号判定方式の
ＬＭＳＥアルゴリズムを用いた適応型ディジタルフィル
タによれば、大きな符号間干渉が生じた場合に対応でき
ないという問題があった。
【００３３】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たものであり、大きな符号間干渉を受けた符号列に対し
ても、係数列の演算結果が発散することなく、高速且つ
高精度に係数列を生成して、符号間干渉を除去すること
のできる適応型ディジタルフィルタを提供することを課
題とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決達成するため、以下の構成を有する。請求項１に記載
の発明にかかる適応型ディジタルフィルタ装置は、伝送
路において符号列に発生した符号間干渉を除去する適応
型ディジタルフィルタ装置であって、前記符号列に係数
列を乗じて畳み込み演算する有限インパルス応答ディジ
タルフィルタ手段と、前記有限インパルス応答ディジタ
ルフィルタ手段の演算結果が前記符号列の符号値に対応
づけて予め定義された複数の数値領域以外の所定数値領
域にある場合に、前記複数の数値領域のうち前記所定数
値領域に最も近い数値領域に属する所定値に基づいて前
記係数列を生成する係数演算手段と、を備えて構成され
ている。
【００３５】請求項２に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、伝送路において符号列に発生し
た符号間干渉を除去する適応型ディジタルフィルタ装置
であって、前記符号列に係数列を乗じて畳み込み演算す
る有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段と、前記
有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果
を一方の入力値とし、該一方の入力値に対して他方の入
力値を加算する加算手段と、前記加算手段の加算結果が
前記符号列の符号値に対応づけて予め定義された複数の
数値領域以外の所定数値領域にある場合に、前記複数の
数値領域のうち前記所定数値領域に最も近い数値領域に
属する所定値に基づいて前記係数列を生成し、前記加算
手段の加算結果が前記複数の数値領域の何れかの数値領
域にある場合に、該数値領域に属する所定値に基づいて
前記係数列を生成する係数演算手段と、前記所定値の列
に前記係数列を乗じて畳み込み演算して、該演算結果を
前記他方の入力として前記加算手段に与える無限インパ
ルス応答ディジタルフィルタ手段と、を備えて構成され
ている。
【００３６】請求項３に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項１に記載の発明にかかる
適応型ディジタルフィルタ装置の係数演算手段が、符号
列の符号値に対応づけて予め定義された複数の数値領域
から有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算
結果が属する数値領域を判別して、該判別された数値領
域に属する所定値を出力すると共に、前記演算結果が所
定数値領域にあるか否かを識別するための識別信号を出
力する判別部と、前記演算結果と前記所定値との差分を
演算して誤差値を出力する誤差演算部と、前記識別信号
に基づいて前記誤差値を選択して出力する選択部と、前
記選択部の出力に基づいて係数列を生成する係数列生成
部と、を備えて構成されている。
【００３７】請求項４に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項２に記載の発明にかかる
適応型ディジタルフィルタ装置の係数演算手段が、符号
列の符号値に対応づけて予め定義された複数の数値領域
から加算手段の加算結果が属する数値領域を判別して、
該判別された数値領域に属する所定値を出力すると共
に、前記加算結果が所定数値領域にあるか否かを識別す
るための識別信号を出力する判別部と、前記加算結果と
前記所定値との差分を演算して誤差値を出力する誤差演
算部と、前記識別信号に基づいて前記誤差値を選択して
出力する選択部と、前記選択部の出力に基づいて係数列
を生成する係数列生成部と、を備えて構成されている。
【００３８】請求項５に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項１または２に記載の発明
にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の係数演算手段
が、符号列に含まれる基準信号の入力期間において、前
記基準信号に対する有限インパルス応答ディジタルフィ
ルタ手段の演算結果の誤差値に基づき係数列の中心値を
更新するように構成されている。
【００３９】請求項６に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項３または４に記載の発明
にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の係数列生成部
が、符号列に含まれる基準信号の入力期間において、前
記基準信号に対する有限インパルス応答ディジタルフィ
ルタ手段の演算結果の誤差値に基づき係数列の中心値を
更新するように構成されている。
【００４０】請求項７に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項３または４に記載の発明
にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の選択部が、符
号列に含まれる基準信号の入力期間において、前記基準
信号の収束性に基づき、識別信号に基づくことなく誤差
値を選択するように構成されている。
【００４１】請求項８に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項３または４に記載の発明
にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の選択部が、符
号列に含まれる基準信号の入力期間において、前記基準
信号の収束性に基づき、識別信号に基づくことなく誤差
値を選択するように構成され、係数列生成部が、前記符
号列に含まれる前記基準信号の前記入力期間において、
前記基準信号に対する有限インパルス応答ディジタルフ
ィルタ手段の演算結果の誤差値に基づき係数列の中心値
を更新するように構成されている。
【００４２】請求項９に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置は、請求項１乃至４の何れかに記載
の発明にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の所定数
値領域が、絶対値が最大の符号値に対応づけて定義され
た数値領域に属する値よりも大きな値の数値領域である
ように構成されている。
【００４３】請求項１０に記載の発明にかかる適応型デ
ィジタルフィルタ装置は、請求項３または４に記載の発
明にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の係数列生成
部が、誤差値が最小となるように係数列を生成するよう
に構成されている。
【００４４】上記構成された請求項１乃至１０に記載の
発明にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の作用を以
下に記す。請求項１に記載の発明にかかる適応型ディジ
タルフィルタ装置によれば、入力した符号列に対する有
限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果
が、該符号列の符号値に対応づけて予め定義された複数
の数値領域の何れにもなく、所定数値領域にある場合、
この所定数値領域に最も近い数値領域に属する所定値に
基づいて係数列を生成する。このとき、妨害により符号
値の数値レベルが増加すると、前記所定領域に属する符
号値のほとんどは、所定数値領域に最も近い前記数値領
域に属する符号値であることから、前記所定値は、妨害
により数値レベルが増加した符号値の本来の値である確
率が極めて高い。したがって、前記所定値に基づいて係
数列を生成することにより、高精度な係数列を得ること
ができる。
【００４５】請求項２に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、入力した符号列に対する
有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果
と無限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結
果との加算結果が、該符号列の符号値に対応づけて予め
定義された複数の数値領域の何れにもなく、所定数値領
域にある場合、この所定数値領域に最も近い数値領域に
属する所定値に基づいて係数列を生成する。このとき、
妨害により符号値の数値レベルが増加すると、前記所定
領域に属する符号値のほとんどは、所定数値領域に最も
近い前記数値領域に属する符号値であることから、前記
所定値は、妨害により数値レベルが増加した符号値の本
来の値である確率が極めて高く、前記所定値に基づいて
係数列を生成することにより、高精度な係数列を得るこ
とができる。また、無限インパルス応答ディジタルフィ
ルタ手段が、数値領域の所定値の列に対して係数列を乗
じて畳み込み演算した演算結果を、前記有限インパルス
応答ディジタルフィルタ手段の演算結果にフィードバッ
クして加算処理することにより、係数演算手段が係数列
を生成する過程において、線形ノイズの増幅を抑える。
【００４６】請求項３に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、判別部は、有限インパル
ス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果が所定数値領
域にある場合、複数の数値領域のうち該所定数値領域に
最も近い数値領域属する所定値を出力すると共に、前記
演算結果が所定数値領域にあるか否かを識別する識別信
号を出力する。誤差演算部は、前記所定値に対する前記
演算結果の誤差値を出力する。選択部は、前記演算結果
が前記所定数値領域にある場合、前記識別信号に制御さ
れて前記誤差値を選択して係数列生成部に与える。該係
数列生成部は、前記所定数値領域の所定値に対する前記
演算結果の誤差値に基づいて係数列を生成する。
【００４７】請求項４に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、判別部は、加算手段の加
算結果が所定数値領域にある場合、複数の数値領域のう
ち該所定数値領域に最も近い数値領域属する所定値を出
力すると共に、前記演算結果が所定数値領域にあるか否
かを識別する識別信号を出力する。誤差演算部は、前記
所定値に対する前記演算結果の誤差値を出力する。選択
部は、前記演算結果が前記所定数値領域にある場合、前
記識別信号に制御されて前記誤差値を選択して係数列生
成部に与える。該係数列生成部は、前記所定数値領域の
所定値に対する前記演算結果の誤差値に基づいて係数列
を生成する。
【００４８】請求項５および６に記載の発明にかかる適
応型ディジタルフィルタ装置によれば、符号列に含まれ
る基準信号に基づいて係数列の中心値のみを更新するの
で、係数列の演算収束時間を短縮することができる。
【００４９】請求項７に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、符号列に含まれる基準信
号の収束性をモニタするので、妨害の少ない符号値を用
いて係数列を生成することが可能となり、係数列の演算
収束時間をさらに短縮することができる。
【００５０】請求項８に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、符号列に含まれる基準信
号の収束性をモニタして、妨害の少ない符号値を用いて
係数列を生成し、且つ前記基準信号に基づいて係数列の
中心値のみを更新するので、係数列の演算収束時間を更
に一層短縮することができる。
【００５１】請求項９に記載の発明にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置によれば、所定数値領域が、絶対値
が最大の符号値に対応づけて定義された数値領域に属す
る値よりも大きな値の数値領域であるので、絶対値最大
の符号値に対応づけて定義された数値領域に本来属する
符号値が妨害を受けて所定数値領域に属するようになっ
た場合、その妨害を受けた符号値が本来属すべき数値領
域を容易に且つ精度良く推定することができる。
【００５２】請求項１０に記載の発明にかかる適応型デ
ィジタルフィルタ装置によれば、誤差値が最小となるよ
うに係数列を生成することにより、妨害を排除するよう
な係数列の出力を得ることができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図６、図８および
図９を参照して、本発明の実施の形態例にかかる適応型
ディジタルフィルタ装置について説明する。 （第１の実施の形態例）図１は、本発明の第１の実施形
態例にかかる適応型ディジタルフィルタ装置の構成を表
すブロック図であり、送信路波形歪補正に適用する場合
の構成の一例を示す。同図において、図７に示す従来の
装置の構成要素と同一要素には同一符号を付して、その
説明を省略する。本実施形態例の適応型ディジタルフィ
ルタ装置と図７に示す従来の装置との構成上の相違点
は、本実施形態例の装置が、図７に示す判定器４に代え
て判定器４Ａを備えた点と、減算器５の後段に受信信号
誤差選択部６を備えた点と、ＦＩＲディジタルフィルタ
１のセンタータップの積分器を積分器４２Ａに代えた点
である。
【００５４】ここで、積分器４２Ａは、その積分動作が
制御信号Ｓにより制御され、この制御信号Ｓの信号状態
が論理値「１」である場合に活性化されて積分動作を行
ない、制御信号Ｓの信号状態が論理値「０」である場合
には非活性化されて前の積分値を保持するものとして構
成されている。本実施の形態例では、制御信号Ｓの信号
状態を論理値「０」に固定し、センタータップ係数も、
他のタップの係数と共に更新されるものとして説明す
る。
【００５５】また、判定器４Ａは、加算器３の加算結果
y(n)を入力して、この加算結果y(n)に最も近似した推定
値w(n)を求めて出力する。但し、この判定器４Ａが推定
値w(n)を求めるにあたっては、加算器３の加算結果y(n)
が、妨害による変調を受けていない正規の符号値を中心
値として予め定義された数値領域または後述する所定数
値領域のうち、何れの数値領域に属しているかを判定す
る。
【００５６】そして、この判定器４Ａは、正規の符号値
を中心値として予め定義された数値領域に属する加算結
果y(n)のグループに対して、この数値領域の中心値であ
る符号値を推定値w(n)として出力する。また、判定器４
Ａは、加算器３の加算結果y(n)が、後述する所定数値領
域に属するか否かを識別して、この識別の結果が反映さ
れた識別信号を出力する。
【００５７】以下の説明において、単に「数値領域」と
表現した場合には、正規の符号値を中心値として予め定
義された数値領域を意味し、後述する「所定数値領域」
と明確に区別する。この「数値領域」および「所定数値
領域」は、図８に示す数値領域Ｇ1〜Ｇ8および領域Ｘに
それぞれ対応する。
【００５８】ここで、本実施形態例にかかる装置が備え
る判定器４Ａによる数値領域の判定について、図８を参
照しながら、さらに説明を加える。前述の推定値w(n)
は、数値領域Ｇ1〜Ｇ8のそれぞれの中心値Wi{i=1,2,〜,
8}の何れかであり、受信した符号列の符号値u(n)が本来
とるべき値である。したがって、伝送路上でいかなる妨
害も受けない場合、受信した符号値u(n)は、推定値w(n)
すなわち数値領域Ｇ1〜Ｇ8の中心値Wi{i=1,2,〜,8}の何
れかと一致する。
【００５９】しかし、伝送路上で妨害を受けた場合、符
号列の信号レベルは変動するので、これらは一致しなく
なる。したがって、この場合、妨害を受けて受信した符
号値u(n)から本来の符号値、即ち送信符号値を推定する
必要がある。そこで、前述のように、正規の符号値を中
心値として数値領域を予め定義しておき、受信した符号
値u(n)が、この予め定義された数値領域に属していれ
ば、この符号値u(n)を、この数値領域の中心値で表され
る符号値とみなして、この数値領域の中心値を符号値u
(n)の推定値w(n)とする。
【００６０】ここで、数値領域の数は、符号値が取り得
るレベル数により定まる。前述の図８に示す８ＶＳＢの
符号信号の場合、符号値のレベル数は８であり、中心値
W1〜W8は、それぞれ数値領域Ｇ1〜Ｇ8の中心に存在する
ものである。なお、この中心値を、例えば数値領域Ｇ1
〜Ｇ8のそれぞれの平均レベルとして定めてもよいが、
信号の特性に応じて各数値領域の適切な位置に定めれば
良く、また、数値領域Ｇ1〜Ｇ8のそれぞれの数値範囲も
信号の特性に応じて適切に定めればよい。
【００６１】図８において、領域Ｘで示された数値領域
は、最大数値領域Ｇ8より大きな値の数値領域または最
小数値領域Ｇ1よりさらに小さな値の数値領域を表す。
すなわち、妨害などにより振幅（絶対値）が過大となっ
た信号が入力された場合、この信号の符号値は、領域Ｘ
に属したものとなる。
【００６２】前述の図９に示したコンスタレーション
は、８ＶＳＢの符号信号のものであり、妨害などにより
符号間干渉が生じると、図９（ｂ）または（ｃ）に示す
ように、符号値の信号レベルは変動を受け、その数値領
域の中心値から移動する。干渉量が大きいと、隣接する
信号レベルの数値領域にまで移動する信号も生じる。
【００６３】以下の説明において、「所定数値領域」と
表現した場合には、図８に示す領域Ｘ、すなわち最大数
値領域Ｇ8より大きな値の数値領域または最小数値領域
Ｇ1よりさらに小さな値の数値領域を意味し、前述の
「数値領域」と明確に区別する。
【００６４】このように、図１に示す判定器４Ａは、受
信した符号値u(n)の推定値w(n)｛Wi}を求めて後段の減
算器５およびＩＩＲディジタルフィルタ２に出力すると
共に、符号値u(n)が所定数値範囲に属するものであるか
否かを識別して、この識別結果が反映された識別信号Ｄ
xを出力する。また、減算器５は、判定器４Ａが出力す
る推定値w(n)と加算器３の加算結果y(n)とを減算処理し
て誤差値e(n)を算出する。受信信号誤差選択部６は、減
算器５が出力する誤差値e(n)または所定値の一方を選択
して後段の乗算器７に与える。
【００６５】すなわち、符号値u(n)が数値領域Ｇ1〜Ｇ8
の何れにも属さない場合、受信信号誤差選択部６は、こ
のことを反映した識別信号Ｄxに制御されて、減算器５
から与えられる誤差値e(n)を出力する。逆に、符号値u
(n)が数値領域Ｇ1〜Ｇ8の何れかに属する場合、受信信
号誤差選択部６は、このことを反映した識別信号Ｄxに
制御されて、所定値を出力する。
【００６６】ここで、受信した符号値u(n)が数値領域Ｇ
1〜Ｇ8の何れかに属する場合、受信信号誤差選択部６が
出力する上述の所定値として例えばゼロが設定される。
この所定値は、推定値w(n)と加算器３の加算結果が一致
していることを表現できればよく、演算処理上の都合に
よって適切に定めればよい。
【００６７】以下、上述の判定器４Ａおよび受信信号誤
差選択部６を備えて構成された本実施形態例の適応型デ
ィジタルフィルタ装置の動作について説明する。まず、
図１において、受信した符号値u(n)は、従来の装置と同
様に、ＦＩＲディジタルフィルタ１により畳み込み演算
処理されて、この演算結果y1(n)は加算器３の一方の入
力値となる。
【００６８】加算器３は、後述するＩＩＲディジタルフ
ィルタ２の演算結果y2(n)を他方の入力値とし、ＦＩＲ
ディジタルフィルタ１の演算結果y1(n)と加算処理をし
て、この加算結果y(n)を判定器４Ａおよび減算器５に与
える。この加算結果y(n)は、この装置の出力である等化
信号となる。
【００６９】判定器４Ａは、前述のように、入力した加
算器３の加算結果y(n)が、図８に示す数値領域Ｇ1〜Ｇ8
または所定数値領域Ｘの何れに属するかを判定する。こ
こで、所定数値領域Ｘに属する場合には識別信号Ｄxと
して論理信号「１」を、逆に、所定領域Ｘに属さない場
合には論理信号「０」を受信信号誤差選択部６に与え
る。
【００７０】また、判定器４Ａは、加算器３の加算結果
y(n)が数値領域Ｇ1〜Ｇ8の何れかに属する場合には、こ
の加算結果y(n)が属する数値領域の中心値を推定値w(n)
として減算部５およびＩＩＲディジタルフィルタ２に出
力する。この推定値w(n)を入力するＩＩＲディジタルフ
ィルタ２は、畳み込み演算処理して、この演算結果y
2(n)を加算器３に与える。
【００７１】受信信号誤差選択部６は、識別信号Ｄxに
制御されて、加算器３の加算結果y(n)が所定数値領域Ｘ
に属する場合、この加算器３の演算結果y(n)と判定器４
Ａが出力する推定値w(n)との差分、すなわち推定値w(n)
に対する演算結果y(n)の誤差値e(n)を乗算器７に与え、
この乗算器７は、これに収束係数αを乗じて係数列C
k(n)を生成する。
【００７２】ここで、本実施形態例の装置の動作原理に
ついて説明する。送信符号列の信号が、８ＶＳＢである
とすると、前述のように、判定器４Ａは、受信した符号
値u(n)が、図８に示す数値領域Ｇ1〜Ｇ8のうち、いずれ
の数値領域に属するものであるかを判定する。
【００７３】この受信した符号値u(n)が、たとえば、図
８に示す数値領域Ｇ7に属するものである場合、数値領
域Ｇ7の中心値Ｗ7が推定値w(n)として出力されると共
に、識別信号Ｄxとして論理信号「０」が受信信号誤差
選択部６に出力される。
【００７４】この受信信号誤差選択部６は、識別信号Ｄ
xに制御されて、誤差値として所定値のゼロを乗算器７
に与える。したがって、この場合、乗算器７が入力する
誤差値はゼロであるから、係数列の演算結果は収束した
ものと判断され、係数列の更新のための演算は行われ
ず、それまでの係数列が維持される。
【００７５】逆に、受信した符号値u(n)が、図８に示す
領域Ｘに属する信号レベルである場合には、識別信号Ｄ
xとして論理信号「１」が出力されると共に、判定器４
Ａは、この入力符号値u(n)の判定値w(n)として信号レベ
ルＷ1またはＷ8の一方を出力する。また、受信信号誤差
選択部６は、減算器５が出力する誤差値e(n)を乗算器７
に与える。乗算器７は、この誤差値e(n)に基づいて係数
列の更新演算を行う。
【００７６】この場合、上述のように、判定器４Ａは、
所定数値領域Ｘに含まれる符号値u(n)に対する推定値w
(n)として数値領域Ｇ1の中心値Ｗ1または数値領域Ｇ8の
中心値Ｗ8の一方を強制的に定めて出力するが、所定数
値領域Ｘに含まれる符号値u(n)のほとんどは、本来、妨
害がなかったならば数値領域Ｇ1または数値領域Ｇ8に属
する符号値であることから、推定値w(n)の判定を誤るこ
とがほとんどなく、精度よく推定値w(n)が求められる。
【００７７】また、この場合、符号値u(n)に対する推定
値w(n)として中心値Ｗ1またはＷ8が強制的に定められる
ことによる誤差の方向、すなわち誤差値e(n)の正負の符
号も、正しく求められる。仮に、所定数値領域Ｘに属す
る入力符号値u(n)が、本来、数値領域Ｇ1または数値領
域Ｇ8以外の数値領域、例えば数値領域Ｇ7に属するべき
ものであるとしても、この入力符号値u(n)に対する推定
値w(n)は、かならず、本来属するべき数値領域Ｇ7が存
在する数値方向に定められる。このように、誤差の方向
を正しく決めることができるということは、判定の精度
が高くなることにほかならない。
【００７８】以上、説明したように、第１の実施の形態
例の装置によれば、図８の所定数値領域Ｘに属する符号
値のみを用いて係数列を演算することにより、全体の約
８分の１の符号を用いて係数列の更新を行うことができ
る。たとえば、米国で実施が予定されているＡＴＶ(Adv
annced TeleVision)は、３００分の１の基準信号の含有
率を有しているが、これと比較すると、およそ４０倍の
量の信号情報を用いて係数列演算を実行することができ
る。したがって、本実施の形態の装置によれば、演算の
収束時間を飛躍的に短縮することができる。
【００７９】また、図８に示す所定数値領域Ｘに属する
符号信号のみを用いて係数列の更新を行うことにより、
高精度の推定値を得ることができる。したがって、たと
えば符号間干渉が著しい場合に演算結果が発散する符号
判定方式に比較して、収束精度を飛躍的に高くすること
ができる。
【００８０】なお、本実施形態例の装置は、ＲＯＭ(Rea
d Only Memory)によって構成することができる。すなわ
ち、図２に示すように、図１に示す加算器３の加算出力
y(n)をアドレスとし、判定器４Ａ、減算器５、受信信号
誤差選択部６および乗算器７をＲＯＭ１００に置き換え
て構成して、これら判定器４Ａ、減算器５、受信信号誤
差選択部６および乗算器７の各演算処理の結果を予めテ
ーブル化してＲＯＭ１００に書き込んでおけばよい。
【００８１】この装置では、加算器３のあらゆる演算結
果に対応する係数列をＲＯＭ１００に保持し、加算器３
の演算結果とＲＯＭ１００の出力との対応づけは、前述
のＬＭＳＥアルゴリズムに従って行われる必要がある。
なお、図２に示すＲＯＭ１００に代えて、いかなる記憶
手段を用いて構成しても同様に実現することができるこ
とは言うまでもない。
【００８２】（第２の実施の形態例）図３は、本発明の
第２の実施形態例にかかる適応型ディジタルフィルタ装
置の構成を表すブロック図である。本実施形態例の装置
と図１に示した第１の実施形態例の装置との構成上の相
違点は、本実施形態例の装置が、基準信号Ｒｅｆと加算
器３の出力信号y(n)との差分を演算する減算器５Ａとを
備えた点と、受信信号誤差選択部６の後段に接続され
て、基準信号Ｒｅｆの入力期間、前記減算器５Ａの出力
を選択し、それ以外の期間には受信信号誤差選択部６の
出力を選択する基準信号誤差選択部１０を備えた点と、
基準信号Ｒｅｆの入力期間、ＦＩＲディジタルフィルタ
１およびＩＩＲディジタルフィルタ２のセンタータップ
係数が更新される状態に制御するセンタータップ係数制
御部１１とを備えた点であり、他の構成は、図１の装置
の構成と同一である。
【００８３】ここで、受信信号誤差選択部６、基準信号
誤差選択部１０およびセンタータップ係数制御部１１の
具体的な構成を、それぞれ図６（ａ）〜（ｃ）に示す。
図６（ａ）に示すように、受信信号誤差選択部６は、可
動接点６ａと固定接点６ｂ，６ｃから構成され、固定接
点６ｂには、論理信号「０」が供給され、固定接点６ｃ
には、減算器５から誤差値e(n)が与えられている。可動
接点６ａは、判定器４Ａが出力する識別信号ＤXに制御
されて、論理信号「０」または誤差値e(n)を選択して出
力端子に与える。
【００８４】また、図６（ｂ）および（ｃ）にそれぞれ
示す基準信号誤差選択部１０およびセンタータップ係数
制御部１１も同様に構成されている。ただし、図６
（ｂ）に示す基準信号誤差選択部１０は、基準信号期間
識別信号Ｄｒｅｆに制御されて、受信信号誤差選択部６
の出力または基準信号誤差値eref(n)を選択して出力端
子に与え、図６（ｃ）に示すセンタータップ係数制御部
１１は、基準信号期間識別信号Ｄｒｅｆに制御されて、
論理信号「１」または「０」を選択して出力端子に与え
る。
【００８５】以下、このように構成された本実施形態例
の適応型ディジタルフィルタ装置の動作について説明す
る。図３に示す本実施形態例の装置は、受信した符号列
U(n)に予め含まれる基準信号Ｒｅｆに基づいて係数列の
センタータップ係数を更新するものであり、この点を除
けば、図１に示した装置と同様に動作する。以下、本発
明の特徴であるセンタータップ係数の更新動作を中心
に、詳細に説明する。
【００８６】なお、動作の説明にあたって、上述のよう
に、伝送路から受信する符号列には予め基準信号Ｒｅｆ
が含まれているものとし、送信側と受信側との間で、基
準信号Ｒｅｆが意味する符号の符号値、すなわち信号レ
ベルが予め取り決められているものとする。以下、この
予め取り決められた基準信号Ｒｅｆの信号レベルに対応
する符号値を、「基準信号の値」と記して説明する。
【００８７】まず、図３において、符号列に含まれる基
準信号Ｒｅｆを入力すると、減算器５Ａは、この装置の
出力である加算器３の加算結果y(n)と基準信号の値との
差分を演算して、この基準信号の値に対する加算結果y
(n)の誤差、すなわち基準誤差値eref(n)を出力する。
【００８８】一方、基準信号誤差選択部１０は、基準信
号期間識別信号Ｄｒｅｆに制御されて、基準信号Ｒｅｆ
の入力期間、減算器５Ａが出力する基準誤差値eref(n)
を選択して乗算器７に与える。乗算器７は、この基準誤
差値eref(n)に基づいて係数列を生成する。このとき、
センタータップ係数制御部１１は、基準信号期間識別信
号Ｄｒｅｆに制御されて、基準信号が入力されている期
間、論理信号「１」を出力し、これ以外の期間では論理
信号「０」を出力する。
【００８９】このセンタータップ係数制御部１１が出力
する論理信号に制御されて、ＦＩＲディジタルフィルタ
１が備えるセンタータップの積分器４２Ａの動作を制御
する。すなわち、基準信号Ｒｅｆが入力されている期間
のみ、センタータップ係数の更新を基準誤差値eref(n)
に基づいて行い、これ以外の期間では、センタータップ
係数の更新を禁止する。
【００９０】このように、符号列に含まれる基準信号Ｒ
ｅｆを用いてセンタータップ係数の更新を行うことによ
り、第１の実施形態例の装置のように推定値を用いて係
数列の更新を行う場合に比較して、さらに係数列の演算
の収束時間を短縮することができる。
【００９１】（第３の実施の形態例）図４は、本発明の
第３の実施の形態例にかかる適応型ディジタルフィルタ
装置の構成を表すブロック図である。本実施形態例の装
置と図１に示した第１の実施形態例の装置との構成上の
相違点は、本実施形態例の装置が、基準信号Ｒｅｆと加
算器３の出力信号y(n)との差分を演算する減算器５Ａ
と、該減算器５Ａの出力に基づいて論理信号を出力する
第２判定器３０と、該第２判定器３０が出力する論理信
号の「１」または「０」を計数する計数器３１と、該計
数結果に基づいて所定論理信号または判定器４Ａが出力
する識別信号を選択して受信信号誤差選択部６に与える
識別信号選択部３２とを備えた点であり、その他の構成
は、図１に示した装置と同一である。
【００９２】以下、このように構成された本実施形態例
の適応型ディジタルフィルタ装置の動作について説明す
る。図４に示す本実施形態例の装置は、受信した符号列
に含まれる基準信号Ｒｅｆの収束性を判定し、この判定
結果に基づいて、係数列を演算する過程で用いられる誤
差値を選ぶものであり、この点を除けば、図１に示した
装置と同様である。以下、本発明の特徴である基準信号
の収束性の判定に基づく係数列の生成動作について詳細
に説明する。
【００９３】なお、本実施形態例の説明においても、前
述の実施例と同様に、伝送路から受信する符号列には予
め基準信号Ｒｅｆが含まれているものとし、予め取り決
められた基準信号Ｒｅｆの信号レベルに対応する符号値
を、「基準信号の値」と記して説明する。
【００９４】まず、図４において、符号列に含まれる基
準信号Ｒｅｆを入力すると、減算器５Ａは、この装置の
出力である加算器３の加算結果y(n)と基準信号の値との
差分を演算して、この基準信号Ｒｅｆの値に対する加算
結果y(n)の誤差、すなわち基準誤差値eref(n)を出力す
る。
【００９５】第２判定器３０は、基準信号Ｒｅｆが入力
されている期間のみ、減算器５Ａが出力する基準誤差値
eref(n)と所定の許容誤差量とを比較し、この基準誤差
値eref(n)が所定の許容誤差量より小さい場合に論理信
号「１」を出力し、逆に大きい場合に論理信号「０」を
出力する。なお、この所定の許容誤差量は、送信符号列
の符号間距離よりも小さい値に設定されることが望まし
い。
【００９６】計数器３１は、第２判定器３０から論理信
号を入力して、この論理信号の値「１」または「０」の
何れかを計数する。この計数器３１は、この計数結果か
ら、以下の２つの動作モードの何れかに設定され、次の
計数動作において論理信号「１」または「０」の何れを
計数するかが決められる。
【００９７】すなわち、第１の動作モードは、基準信号
Ｒｅｆの値が、発散状態から収束状態になったと判定す
る発散モードである。この発散モードでは、計数器３１
は、第２判定器３０が出力する論理値「１」を計数し
て、基準信号の値の収束を検出する。なお、計数器３１
の初期状態は、「１」を計数するように設定される。
【００９８】また、第２の動作モードは、基準信号Ｒｅ
ｆの値が、収束状態から発散状態になったことを判定す
る収束モードである。この収束モードでは、計数器３１
は、第２判定器３０が出力する論理値「０」を計数し
て、基準信号の値の発散を検出する。
【００９９】発散モードの計数器３１による論理信号
「１」の計数値が所定の値を越えると、計数器３１は、
基準信号Ｒｅｆが収束状態にあると判断し、識別信号選
択部３２に対して動作禁止信号を出力する。この動作禁
止信号を入力する識別信号選択部３２は、論理信号
「１」を受信信号誤差選択部６に与える。この場合、受
信信号誤差選択部６は、論理信号「１」の識別信号に制
御されて、減算器５が出力する誤差値e(n)を後段の乗算
器７に与える。
【０１００】以後、基準信号Ｒｅｆの入力期間が経過し
ても、受信信号誤差選択部６は、減算器５が出力する誤
差値e(n)を後段の乗算器７に与え、乗算器７は、前述の
ように、誤差値e(n)に基づいて係数列の更新演算を行
う。
【０１０１】やがて、次の基準信号Ｒｅｆの入力期間に
至ると、同様に動作モードの判定が行われる。ただし、
前の基準信号入力期間での判定が収束モードであった場
合、今回の基準信号入力期間において、計数器３１は、
第２判定器３０が出力する論理値「０」を計数して、基
準信号Ｒｅｆの発散を検出する。
【０１０２】ここで、第２判定器３０が出力する論理信
号「０」の計数値が所定の値に達すると、計数器３１
は、基準信号Ｒｅｆが発散状態にあると判断し、識別信
号選択部３２に対して動作解除信号を出力する。この動
作解除信号を入力する識別信号選択部３２は、識別信号
として判定器４Ａが出力する識別信号ＤXを受信信号誤
差選択部６に与える。この場合、受信信号誤差選択部６
は、判定器４Ａからの識別信号ＤXに制御されて、所定
値（例えばゼロ）または減算器５が出力する誤差値e(n)
を後段の乗算器７に与える。
【０１０３】なお、計数器３１が第２判定器からの論理
値「１」または「０」を計数するにあたって、基準信号
Ｒｅｆの入力期間ごとに、前回の計数結果を消去してお
く必要がある。また、例えば、チャンネルを変更した場
合、許容誤差量を大幅に越える大きな基準誤差値が第２
判定器３０に入力された場合、この第２判定器３０が論
理信号「０」を出力する場合があり、この場合、基準信
号以外の要因により発散モードが設定されてしまう。こ
のため、収束モードと発散モードとに関わりなく、或る
基準信号の入力期間で計数器３１の出力が一旦確定する
と、その状態を次の基準信号の入力まで強制的に保持す
る必要がある。
【０１０４】以上のように、本実施形態例の装置によれ
ば、まず、受信した符号列に含まれる基準信号の収束性
をモニタすることにより、ある程度収束状態にある受信
符号のみを用いて係数列の更新演算を行い、この係数列
の演算がある程度収束した後に、全受信符号を用いて係
数更新演算を行うため、さらなる収束時間の短縮を図る
ことができる。
【０１０５】（第４の実施の形態例）図５は、本発明の
第４の実施形態例にかかる適応型ディジタルフィルタ装
置の構成を表すブロック図である。本実施形態例の装置
は、図３に示した装置に、図４に示した装置を構成する
第２判定器３０、計数器３１および識別信号選択部３２
を付加して構成したものである。
【０１０６】すなわち、図５に示す本実施形態例の装置
は、図３に示した装置の構成に加えて、減算器５Ａの出
力に基づいて論理信号を出力する第２判定器３０と、該
第２判定器３０が出力する論理信号の論理値「１」また
は「０」を計数する計数器３１と、該計数結果に基づい
て判定器４Ａが出力する識別信号ＤXまたは所定論理信
号を出力して受信信号誤差選択部６に与える識別信号選
択部３２とを備えており、その他の構成は、図３に示し
た装置と同一である。
【０１０７】このように、構成された本実施形態例の適
応型ディジタルフィルタ装置は、前述した第２の実施形
態例と第３の実施形態例とのそれぞれの装置の動作を併
せ持つものとなる。すなわち、本実施形態例の装置は、
受信した符号列u(n)に含まれる基準信号Ｒｅｆに基づい
て係数列のセンタータップ係数を更新するものであり、
しかも、基準信号Ｒｅｆの入力期間において、受信した
符号列に含まれる基準信号Ｒｅｆの収束性を判定し、こ
の判定結果に基づいて係数列を演算する過程で用いられ
る誤差値を選択するものである。
【０１０８】したがって、本実施形態例の装置によれ
ば、基準信号Ｒｅｆを用いてセンタータップ係数の更新
を行ない、さらに基準信号Ｒｅｆの収束性をモニタする
ことにより、ある程度収束状態にある受信符号のみを用
いて係数列の更新演算を行って、係数列の演算がある程
度収束した後に、全受信符号を用いて係数更新演算を行
うため、前述の第２または第３の実施形態例の装置に比
較して、更に一層、係数列の演算の収束時間を短縮する
ことができる。
【０１０９】上述の第１乃至第４の実施形態例の装置
を、ＦＩＲディジタルフィルタとＩＩＲディジタルフィ
ルタとの両方を用いて構成したが、何れか一方のみを用
いて構成してもよい。この場合、図１〜図５に示す加算
器３を省略して、ＦＩＲディジタルフィルタまたはＩＩ
Ｒディジタルフィルタの演算結果を判定器４Ａおよび減
算器５に入力するように構成すればよい。
【０１１０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、以下の効果を得ることができる。すなわち、
請求項１および請求項３に記載の発明によれば、符号値
に対応づけて予め定義された数値領域以外の所定数値領
域に属する符号値を用いて、係数列の更新を行うように
構成したので、符号の推定精度を飛躍的に高めることが
できると共に、係数列演算の収束時間を短縮することが
できる。
【０１１１】請求項２および請求項４に記載の発明によ
れば、有限インパルス応答ディジタルフィルタと無限イ
ンパルス応答ディジタルフィルタとを併せ持つので、請
求項１および請求項３に記載の発明の効果に加えて、係
数列の演算過程でなされる線形ノイズの増加を抑えるこ
とができる。
【０１１２】請求項５に記載の発明によれば、基準信号
を用いてセンタータップ係数の更新を行うので、係数列
の収束精度を高めることができ、さらなる係数列演算の
収束時間の短縮を図ることができる。
【０１１３】請求項６に記載の発明によれば、有限イン
パルス応答ディジタルフィルタと無限インパルス応答デ
ィジタルフィルタとを併せ持つので、請求項５に記載の
発明の効果に加えて、係数列の演算過程における線形ノ
イズの増加を抑えることができる。
【０１１４】請求項７に記載の発明によれば、受信信号
に予め含まれる基準信号から受信信号の収束状態を判断
するので、収束性のよい符号のみを用いて演算処理する
ことができ、さらなる係数列演算の収束時間の短縮を図
ることができる。
【０１１５】請求項８に記載の発明によれば、請求項５
に記載の発明と請求項７に記載の発明の効果を併せ持つ
ことができ、さらに一層、係数列の収束精度を高めるこ
とができると共に、係数列演算の収束時間の短縮を図る
ことができる。
【０１１６】請求項９に記載の発明によれば、符号値に
対応づけて予め定義された数値領域以外の所定数値領域
を、絶対値が最大の符号値に対応する数値領域の値より
大きな値の数値領域に定めたので、全送信符号の内の僅
かな割合しか含まれていない基準信号を利用する従来の
基準信号方式に比較して、より多くの符号値を用いて係
数更新演算を行うことができるので、係数列演算の収束
時間を大幅に短縮することができる。
【０１１７】請求項１０に記載の発明によれば、誤差値
が最小となるように係数列を演算することにより、符号
列に含まれる妨害信号成分を排除するように係数列を生
成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置の構成を表すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置の他の構成を表すブロック図であ
る。
【図３】本発明の第２の実施の形態にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置の構成を表すブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置の構成を表すブロック図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態にかかる適応型ディ
ジタルフィルタ装置の構成を表すブロック図である。
【図６】（ａ）は、受信信号誤差選択部の構造を表す図
である。（ｂ）は、基準信号誤差選択部の構造を表す図
である。（ｃ）は、センタータップ係数制御部の構造を
表す図である。
【図７】従来の適応型ディジタルフィルタ装置の構成を
表すブロック図である。
【図８】数値領域と所定数値領域と中心値との関係を説
明するための説明図である。
【図９】（ａ）は、妨害による符号間干渉がほとんどな
い受信信号のコンスタレーションを表す図である。
（ｂ）は、妨害はあるものの、符号間干渉が生じるまで
に至っていない受信信号のコンスタレーションを表す図
である。（ｃ）は、妨害により符号間干渉が生じている
受信信号のコンスタレーションを表す図である。
【符号の説明】
１ 有限インパルス応答型ディジタルフィルタ ２ 無限インパルス応答型ディジタルフィルタ ３ 加算器 ４，４Ａ 判定器 ５，５Ａ 減算器 ６ 受信信号誤差選択部 ７，４１，４３ 乗算器 １０ 基準信号誤差選択部 １１ センタータップ計数制御部 ３０ 第２判定器 ３１ 計数器 ３２ 判別信号選択部 ４０ 単位遅延素子 ４２，４２Ａ 積分器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 25/03 Ｈ０４Ｌ 25/03 Ｃ

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送路において符号列に発生した符号間
    干渉を除去する適応型ディジタルフィルタ装置であっ
    て、 前記符号列に係数列を乗じて畳み込み演算する有限イン
    パルス応答ディジタルフィルタ手段と、 前記有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算
    結果が前記符号列の符号値に対応づけて予め定義された
    複数の数値領域以外の所定数値領域にある場合に、前記
    複数の数値領域のうち前記所定数値領域に最も近い数値
    領域に属する所定値に基づいて前記係数列を生成する係
    数演算手段と、 を備えたことを特徴とする適応型ディジタルフィルタ装
    置。
  2. 【請求項２】 伝送路において符号列に発生した符号間
    干渉を除去する適応型ディジタルフィルタ装置であっ
    て、 前記符号列に係数列を乗じて畳み込み演算する有限イン
    パルス応答ディジタルフィルタ手段と、 前記有限インパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算
    結果を一方の入力値とし、該一方の入力値に対して他方
    の入力値を加算する加算手段と、 前記加算手段の加算結果が前記符号列の符号値に対応づ
    けて予め定義された複数の数値領域以外の所定数値領域
    にある場合に、前記複数の数値領域のうち前記所定数値
    領域に最も近い数値領域に属する所定値に基づいて前記
    係数列を生成し、前記加算手段の加算結果が前記複数の
    数値領域の何れかの数値領域にある場合に、該数値領域
    に属する所定値に基づいて前記係数列を生成する係数演
    算手段と、 前記所定値の列に前記係数列を乗じて畳み込み演算し
    て、該演算結果を前記他方の入力として前記加算手段に
    与える無限インパルス応答ディジタルフィルタ手段と、
    を備えたことを特徴とする適応型ディジタルフィルタ装
    置。
  3. 【請求項３】 係数演算手段は、符号列の符号値に対応
    づけて予め定義された複数の数値領域から有限インパル
    ス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果が属する数値
    領域を判別して、該判別された数値領域に属する所定値
    を出力すると共に、前記演算結果が所定数値領域にある
    か否かを識別するための識別信号を出力する判別部と、
    前記演算結果と前記所定値との差分を演算して誤差値を
    出力する誤差演算部と、前記識別信号に基づいて前記誤
    差値を選択して出力する選択部と、前記選択部の出力に
    基づいて係数列を生成する係数列生成部と、を備えたこ
    とを特徴とする請求項１に記載の適応型ディジタルフィ
    ルタ装置。
  4. 【請求項４】 係数演算手段は、符号列の符号値に対応
    づけて予め定義された複数の数値領域から加算手段の加
    算結果が属する数値領域を判別して、該判別された数値
    領域に属する所定値を出力すると共に、前記加算結果が
    所定数値領域にあるか否かを識別するための識別信号を
    出力する判別部と、前記加算結果と前記所定値との差分
    を演算して誤差値を出力する誤差演算部と、前記識別信
    号に基づいて前記誤差値を選択して出力する選択部と、
    前記選択部の出力に基づいて係数列を生成する係数列生
    成部と、を備えたことを特徴とする請求項２に記載の適
    応型ディジタルフィルタ装置。
  5. 【請求項５】 係数演算手段は、符号列に含まれる基準
    信号の入力期間において、前記基準信号に対する有限イ
    ンパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果の誤差
    値に基づき係数列の中心値を更新すること、を特徴とす
    る請求項１または２に記載の適応型ディジタルフィルタ
    装置。
  6. 【請求項６】 係数列生成部は、符号列に含まれる基準
    信号の入力期間において、前記基準信号に対する有限イ
    ンパルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果の誤差
    値に基づき係数列の中心値を更新すること、を特徴とす
    る請求項３または４に記載の適応型ディジタルフィルタ
    装置。
  7. 【請求項７】 選択部は、符号列に含まれる基準信号の
    入力期間において、前記基準信号の収束性に基づき、識
    別信号に基づくことなく誤差値を選択すること、を特徴
    とする請求項３または４に記載の適応型ディジタルフィ
    ルタ装置。
  8. 【請求項８】 選択部は、符号列に含まれる基準信号の
    入力期間において、前記基準信号の収束性に基づき、識
    別信号に基づくことなく誤差値を選択すること、 係数列生成部は、前記符号列に含まれる前記基準信号の
    前記入力期間において、前記基準信号に対する有限イン
    パルス応答ディジタルフィルタ手段の演算結果の誤差値
    に基づき係数列の中心値を更新すること、 を特徴とする請求項３または４に記載の適応型ディジタ
    ルフィルタ装置。
  9. 【請求項９】 所定数値領域は、絶対値が最大の符号値
    に対応づけて定義された数値領域に属する値よりも大き
    な値の数値領域であることを特徴とする請求項１乃至４
    の何れかに記載の適応型ディジタルフィルタ装置。
  10. 【請求項１０】 係数列生成部は、誤差値が最小となる
    ように係数列を生成することを特徴とする請求項３また
    は４に記載の適応型ディジタルフィルタ装置。
JP8077284A 1996-03-29 1996-03-29 適応型ディジタルフィルタ装置 Pending JPH09270672A (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8077284A JPH09270672A (ja) 1996-03-29 1996-03-29 適応型ディジタルフィルタ装置
US08/731,235 US5781463A (en) 1996-03-29 1996-10-11 Adaptive digital filter with high speed and high precision coefficient sequence generation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP8077284A JPH09270672A (ja) 1996-03-29 1996-03-29 適応型ディジタルフィルタ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH09270672A true JPH09270672A (ja) 1997-10-14

Family

ID=13629578

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8077284A Pending JPH09270672A (ja) 1996-03-29 1996-03-29 適応型ディジタルフィルタ装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5781463A (ja)
JP (1) JPH09270672A (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016163117A (ja) * 2015-02-27 2016-09-05 株式会社デンソー 信号歪み補償回路

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6483872B2 (en) 1998-08-25 2002-11-19 Stmicroelectronics, Inc. Method and apparatus for reducing convergence time
US6573948B1 (en) * 1999-06-25 2003-06-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Equalizing intermediate-frequency signals before demodulating them in a digital television receiver
US6665695B1 (en) * 2000-01-14 2003-12-16 Texas Instruments Incorporated Delayed adaptive least-mean-square digital filter
US7689637B1 (en) * 2000-05-04 2010-03-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. Adaptive filtering method and related device
US6995617B2 (en) * 2002-04-05 2006-02-07 Micronas Semiconductors, Inc. Data-directed frequency-and-phase lock loop
CN1656676A (zh) * 2002-04-17 2005-08-17 汤姆森特许公司 均衡器状态监视器
JP3519075B2 (ja) * 2002-06-13 2004-04-12 沖電気工業株式会社 再生データ信号生成装置
US7353245B2 (en) * 2002-09-04 2008-04-01 Agere Systems Inc. Adaptive filter coefficient determination
DE10250890B4 (de) * 2002-10-31 2006-10-12 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Entscheidungsrückkoppelentzerrer mit reduzierter Gatezahl
JP4829977B2 (ja) * 2006-09-29 2011-12-07 パナソニック株式会社 波形等化装置
JP6369295B2 (ja) * 2014-11-10 2018-08-08 富士通株式会社 信号処理装置及び信号処理方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5058047A (en) * 1989-05-30 1991-10-15 Advanced Micro Devices, Inc. System and method for providing digital filter coefficients
JP3089082B2 (ja) * 1991-07-10 2000-09-18 シャープ株式会社 適応型ディジタルフィルタ
JPH0548499A (ja) * 1991-08-08 1993-02-26 Nec Corp 自動適応型等化器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016163117A (ja) * 2015-02-27 2016-09-05 株式会社デンソー 信号歪み補償回路

Also Published As

Publication number Publication date
US5781463A (en) 1998-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7151797B2 (en) Adaptive K-factor-improvement filter for receiver of radio signals subject to multipath distortion
US7190744B2 (en) Error generation for adaptive equalizer
JP4741254B2 (ja) 決定フィードバックイコライザ及びフィードバックフィルタ係数のアップデート方法
CA2425499C (en) Demodulation apparatus and method in a communication system employing 16-ary qam
US6269116B1 (en) Method and arrangement for demodulating data symbols
WO1998039854A1 (en) Receiver with frequency offset correcting function
JP3859386B2 (ja) 波形等化器、波形等化装置及び受信装置
JPH09270672A (ja) 適応型ディジタルフィルタ装置
US20060200511A1 (en) Channel equalizer and method of equalizing a channel
JP2001189686A (ja) データ通信のブラインド等化における誤差近似を効率的に実現する方法
EP1310070A2 (en) Adaptation of the feedforward section of an equaliser
JP3860369B2 (ja) ディジタル信号受信システムにおける判定帰還型等化器
US6907065B2 (en) Real/complex dual combination channel equalizer
CN101106386B (zh) 时域自适应均衡器
JPH0879135A (ja) デジタル信号誤り低減装置
US6052413A (en) Apparatus and method for waveform equalization coefficient generation
US6349112B1 (en) Adaptive equalizer compensating signal distortion on transmission path
US7212568B2 (en) Adaptive equalizer with integrated alignment of the output level
EP4091305B1 (en) A device and a method for cancelling noise in a communication system
WO2007115010A1 (en) Effective adaptive filtering techniques
US5696769A (en) Decision error correcting method of a digital communication system and the digital communication system for the same
US8358683B2 (en) Channel equalizer
JP3464535B2 (ja) 適応型ディジタルフィルタ
US20050013450A1 (en) Waveform equalizer
EP1156634A1 (en) Sequence estimator and equaliser