JPH0928040A - 系統連系インバータ装置の起動運転方法 - Google Patents
系統連系インバータ装置の起動運転方法Info
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- JPH0928040A JPH0928040A JP7177626A JP17762695A JPH0928040A JP H0928040 A JPH0928040 A JP H0928040A JP 7177626 A JP7177626 A JP 7177626A JP 17762695 A JP17762695 A JP 17762695A JP H0928040 A JPH0928040 A JP H0928040A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
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- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータから見た突入電流抑制効果を大幅
なコストアップを招くことなく達成しうる系統連系イン
バータ装置の起動運転方法を提供する。 【解決手段】 系統連系インバータ（２）の交流出力端
が、少なくとも分路接続のフィルタコンデンサ（４）を
含む出力フィルタおよび開閉器（６ａ）を介して系統
（７）に接続される系統連系インバータ装置の起動運転
方法であって、開閉器（６ａ）を開放した状態でフィル
タコンデンサ（４）をインバータ（２）により系統電圧
よりほぼ９０°進んだ電流で充電し、フィルタコンデン
サ（４）を系統電圧とほぼ同電圧値・同位相にした後、
開閉器（６ａ）を投入して連系運転する。
なコストアップを招くことなく達成しうる系統連系イン
バータ装置の起動運転方法を提供する。 【解決手段】 系統連系インバータ（２）の交流出力端
が、少なくとも分路接続のフィルタコンデンサ（４）を
含む出力フィルタおよび開閉器（６ａ）を介して系統
（７）に接続される系統連系インバータ装置の起動運転
方法であって、開閉器（６ａ）を開放した状態でフィル
タコンデンサ（４）をインバータ（２）により系統電圧
よりほぼ９０°進んだ電流で充電し、フィルタコンデン
サ（４）を系統電圧とほぼ同電圧値・同位相にした後、
開閉器（６ａ）を投入して連系運転する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、系統連系インバー
タの交流出力端が、少なくとも分路接続のフィルタコン
デンサを含む出力フィルタおよび開閉器を介して系統に
接続される系統連系インバータ装置の起動運転方法に関
する。
タの交流出力端が、少なくとも分路接続のフィルタコン
デンサを含む出力フィルタおよび開閉器を介して系統に
接続される系統連系インバータ装置の起動運転方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】インバータの直流電源として、太陽電池
や燃料電池などの直流電源を用い、それを、インバータ
を介して系統と連系する系統連系インバータ装置は、従
来すでに提案されている。図６は、そのような従来の系
統連系インバータ装置を示すものである。
や燃料電池などの直流電源を用い、それを、インバータ
を介して系統と連系する系統連系インバータ装置は、従
来すでに提案されている。図６は、そのような従来の系
統連系インバータ装置を示すものである。
【０００３】図６においては、直流電源１、たとえば太
陽電池の出力端がＰＷＭ制御の系統連系インバータ２の
直流入力端に接続され、インバータ２の交流出力端は逆
Ｌ字形接続のフィルタリアクトル３およびフィルタコン
デンサ４からなる出力フィルタ、連系リアクトル５およ
び開閉器接点６ａを介して系統７に接続される。開閉器
接点６ａは操作コイル６により操作される。操作コイル
６は起動回路１５によって制御される。直流電源１とし
ては太陽電池のほかに燃料電池を用いることもできる。
陽電池の出力端がＰＷＭ制御の系統連系インバータ２の
直流入力端に接続され、インバータ２の交流出力端は逆
Ｌ字形接続のフィルタリアクトル３およびフィルタコン
デンサ４からなる出力フィルタ、連系リアクトル５およ
び開閉器接点６ａを介して系統７に接続される。開閉器
接点６ａは操作コイル６により操作される。操作コイル
６は起動回路１５によって制御される。直流電源１とし
ては太陽電池のほかに燃料電池を用いることもできる。
【０００４】直流電源１から最大出力を取出すため、直
流電源１の出力電圧Ｖ1 と系統電圧相当の電圧基準Ｖs
との差に応じて、インバータ２の出力電圧を電流制御マ
イナーループによる電流制御を介して定電圧制御する。
すなわち、直流電源１の出力電圧Ｖ1 を電圧基準Ｖs と
比較し、その差（＝Ｖs −Ｖ1 ）を電圧制御増幅器９に
入力する。電圧制御増幅器９は電圧差を減らすための出
力信号を演算し、それを掛算器１１の第１の入力端に入
力する。掛算器１１の第２の入力端には系統電圧Ｖacを
検出する変圧器１０の出力信号が入力される。掛算器１
１は両入力信号の積に比例する電流基準を演算する。一
方、インバータ２の出力電流Ｉ3 が電流検出器１２によ
って検出される。このようにして得られた電流基準と検
出電流の差すなわち電流偏差に対応する信号が電流制御
増幅器１３に入力される。電流制御増幅器１３は電流偏
差を無くすための制御信号を形成し、それをＰＷＭ回路
１４および開閉器補助接点６ｂを介してインバータ２に
対し電流制御信号として与える。補助接点６ｂは開閉器
接点６ａと連動する接点である。
流電源１の出力電圧Ｖ1 と系統電圧相当の電圧基準Ｖs
との差に応じて、インバータ２の出力電圧を電流制御マ
イナーループによる電流制御を介して定電圧制御する。
すなわち、直流電源１の出力電圧Ｖ1 を電圧基準Ｖs と
比較し、その差（＝Ｖs −Ｖ1 ）を電圧制御増幅器９に
入力する。電圧制御増幅器９は電圧差を減らすための出
力信号を演算し、それを掛算器１１の第１の入力端に入
力する。掛算器１１の第２の入力端には系統電圧Ｖacを
検出する変圧器１０の出力信号が入力される。掛算器１
１は両入力信号の積に比例する電流基準を演算する。一
方、インバータ２の出力電流Ｉ3 が電流検出器１２によ
って検出される。このようにして得られた電流基準と検
出電流の差すなわち電流偏差に対応する信号が電流制御
増幅器１３に入力される。電流制御増幅器１３は電流偏
差を無くすための制御信号を形成し、それをＰＷＭ回路
１４および開閉器補助接点６ｂを介してインバータ２に
対し電流制御信号として与える。補助接点６ｂは開閉器
接点６ａと連動する接点である。
【０００５】起動回路１５は系統連系制御に際して動作
するものであって、これを介して操作コイル６を付勢す
ることにより接点６ａを投入して系統連系を達成すると
ともに、接点６ｂを閉成してインバータ２を駆動し電流
制御ループを有効にして電圧制御を開始する。
するものであって、これを介して操作コイル６を付勢す
ることにより接点６ａを投入して系統連系を達成すると
ともに、接点６ｂを閉成してインバータ２を駆動し電流
制御ループを有効にして電圧制御を開始する。
【０００６】図６の主回路において、インバータ２の出
力側に接続されている出力フィルタは数ｋＨｚから十数
ｋＨｚ程度の高周波でＰＷＭスイッチング制御されるイ
ンバータ２の出力に含まれる高調波を除去することを目
的として配設される。それに対して、連系リアクトル５
の挿入目的であるが、それは第１には接点６ａ投入時の
フィルタコンデンサ４への突入電流の制限にあり、第２
には系統７の高調波が増加したとき、コンデンサ４へ高
調波電流が流れてコンデンサ４が過熱するという事態を
防止することにある。ここで、第２の目的に関しては、
中小容量のインバータ２が接続される系統のインピーダ
ンスは比較的高いこと、およびコンデンサ４の容量は最
近のインバータに用いられるパワースイッチング素子の
高速化により数ｋＨｚから十数ｋＨｚ程度でスイッチン
グされるので小容量のもので足りることから、コンデン
サ４の過熱を心配する必要はほとんどない。しかし、第
１の目的に関しては、接点６ａの投入時にコンデンサ４
に流れうるラッシュ電流を連系リアクトル５を接続する
ことなしに防止することは困難であり、そのため連系リ
アクトル５が必要になっていた。
力側に接続されている出力フィルタは数ｋＨｚから十数
ｋＨｚ程度の高周波でＰＷＭスイッチング制御されるイ
ンバータ２の出力に含まれる高調波を除去することを目
的として配設される。それに対して、連系リアクトル５
の挿入目的であるが、それは第１には接点６ａ投入時の
フィルタコンデンサ４への突入電流の制限にあり、第２
には系統７の高調波が増加したとき、コンデンサ４へ高
調波電流が流れてコンデンサ４が過熱するという事態を
防止することにある。ここで、第２の目的に関しては、
中小容量のインバータ２が接続される系統のインピーダ
ンスは比較的高いこと、およびコンデンサ４の容量は最
近のインバータに用いられるパワースイッチング素子の
高速化により数ｋＨｚから十数ｋＨｚ程度でスイッチン
グされるので小容量のもので足りることから、コンデン
サ４の過熱を心配する必要はほとんどない。しかし、第
１の目的に関しては、接点６ａの投入時にコンデンサ４
に流れうるラッシュ電流を連系リアクトル５を接続する
ことなしに防止することは困難であり、そのため連系リ
アクトル５が必要になっていた。
【０００７】図７に示すようにフィルタコンデンサ４と
開閉器接点６ａとの間に変圧器５１を介在させる場合も
あるが、この場合は接点６ａの閉成時に変圧器５１の励
磁突入電流が発生するので、コンデンサ４の電圧を系統
７と同一電圧・同一位相に近い値に制御した後、接点６
ａを投入する方法も行われている。この場合は、変圧器
５１のインピーダンスが連系リアクトルの機能をある程
度果たすことになり、連系リアクトル５の全部または一
部を省略することができる。しかし、この場合は電圧検
出回路や電圧制御ループを別に設ける必要がある。
開閉器接点６ａとの間に変圧器５１を介在させる場合も
あるが、この場合は接点６ａの閉成時に変圧器５１の励
磁突入電流が発生するので、コンデンサ４の電圧を系統
７と同一電圧・同一位相に近い値に制御した後、接点６
ａを投入する方法も行われている。この場合は、変圧器
５１のインピーダンスが連系リアクトルの機能をある程
度果たすことになり、連系リアクトル５の全部または一
部を省略することができる。しかし、この場合は電圧検
出回路や電圧制御ループを別に設ける必要がある。
【０００８】さらに図８に示すように、接点６ａに並列
に、他の接点１６ａと抵抗１７ａとの直列回路を接続し
ておき、起動回路１５の出力信号により、まずリレーコ
イル１６を励磁して接点１６ａを投入し、抵抗１７ａを
介してコンデンサ４を系統電圧により限流充電し、その
後、操作コイル６を励磁して接点６ａを投入するという
２段操作を行うことによりコンデンサ４の励磁突入電流
を制限することも行われている。
に、他の接点１６ａと抵抗１７ａとの直列回路を接続し
ておき、起動回路１５の出力信号により、まずリレーコ
イル１６を励磁して接点１６ａを投入し、抵抗１７ａを
介してコンデンサ４を系統電圧により限流充電し、その
後、操作コイル６を励磁して接点６ａを投入するという
２段操作を行うことによりコンデンサ４の励磁突入電流
を制限することも行われている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】さて、従来技術として
例示した図６〜図８の回路ないし方法にはそれぞれ次の
ような不都合がある。
例示した図６〜図８の回路ないし方法にはそれぞれ次の
ような不都合がある。
【００１０】図６の回路の場合、特に中小容量のインバ
ータにおいては、連系リアクトル５は接点６ａ投入時の
突入電流制限が主目的となっており、効率低下およびコ
ストアップの両面で大きな問題となっている。図７の回
路の場合、変圧器５１の励磁突入電流の抑制を目的とし
てコンデンサ電圧を予め制御するのであるが、この場
合、定常運転時の効率低下の問題は生じないが、電圧検
出回路や電圧制御ループを別に設ける必要があり、コス
トアップの問題が生ずる。図８の回路の場合、回路部品
が増加し、コストアップの問題が生ずる。
ータにおいては、連系リアクトル５は接点６ａ投入時の
突入電流制限が主目的となっており、効率低下およびコ
ストアップの両面で大きな問題となっている。図７の回
路の場合、変圧器５１の励磁突入電流の抑制を目的とし
てコンデンサ電圧を予め制御するのであるが、この場
合、定常運転時の効率低下の問題は生じないが、電圧検
出回路や電圧制御ループを別に設ける必要があり、コス
トアップの問題が生ずる。図８の回路の場合、回路部品
が増加し、コストアップの問題が生ずる。
【００１１】したがって本発明は、インバータから見た
突入電流抑制効果を大幅なコストアップを招くことなく
達成しうる系統連系インバータ装置の起動運転方法を提
供することを目的とする。
突入電流抑制効果を大幅なコストアップを招くことなく
達成しうる系統連系インバータ装置の起動運転方法を提
供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、系統連系インバータの交流出力端が、少な
くとも分路接続のフィルタコンデンサを含む出力フィル
タおよび開閉器を介して系統に接続される系統連系イン
バータ装置の起動運転方法であって、開閉器を開放した
状態でフィルタコンデンサをインバータにより系統電圧
よりほぼ９０°進んだ電流で充電し、フィルタコンデン
サを系統電圧とほぼ同電圧値・同位相にした後、開閉器
を投入して連系運転することを特徴とするものである。
このように制御することにより、連系リアクトル等の回
路部品を追加接続したりすることなしに、回路の突入電
流を抑制することができる。
に本発明は、系統連系インバータの交流出力端が、少な
くとも分路接続のフィルタコンデンサを含む出力フィル
タおよび開閉器を介して系統に接続される系統連系イン
バータ装置の起動運転方法であって、開閉器を開放した
状態でフィルタコンデンサをインバータにより系統電圧
よりほぼ９０°進んだ電流で充電し、フィルタコンデン
サを系統電圧とほぼ同電圧値・同位相にした後、開閉器
を投入して連系運転することを特徴とするものである。
このように制御することにより、連系リアクトル等の回
路部品を追加接続したりすることなしに、回路の突入電
流を抑制することができる。
【００１３】インバータからフィルタコンデンサに供給
する充電電流の値は、系統電圧の周波数にほぼ比例して
変えるのがよい。この方法はフィルタコンデンサを直流
充電なしに系統電圧にほぼ一致させるように充電するの
に有効である。
する充電電流の値は、系統電圧の周波数にほぼ比例して
変えるのがよい。この方法はフィルタコンデンサを直流
充電なしに系統電圧にほぼ一致させるように充電するの
に有効である。
【００１４】開閉器が開放状態にあるときフィルタコン
デンサに並列に抵抗を接続し、開閉器が投入状態にある
とき抵抗を切離すようにするのが望ましい。こうするこ
とにより、フィルタコンデンサ電流制御ループの直流電
流を抵抗に消費させ、フィルタコンデンサの直流分によ
る電圧上昇を防止することができる。
デンサに並列に抵抗を接続し、開閉器が投入状態にある
とき抵抗を切離すようにするのが望ましい。こうするこ
とにより、フィルタコンデンサ電流制御ループの直流電
流を抵抗に消費させ、フィルタコンデンサの直流分によ
る電圧上昇を防止することができる。
【００１５】インバータからフィルタコンデンサに供給
する充電電流の値は、系統電圧にほぼ比例するように制
御するのがよい。こうすることにより、電源変動時でも
フィルタコンデンサ電圧を系統電圧に一致させ、円滑な
系統連系を達成することができる。
する充電電流の値は、系統電圧にほぼ比例するように制
御するのがよい。こうすることにより、電源変動時でも
フィルタコンデンサ電圧を系統電圧に一致させ、円滑な
系統連系を達成することができる。
【００１６】フィルタコンデンサの電流を制御する制御
ループを構成し、系統電圧ゼロ付近で電流制御を開始し
た後、フィルタコンデンサが直流分で充電し過ぎない短
時間内に開閉器を介して系統と連系するようにするのが
望ましい。
ループを構成し、系統電圧ゼロ付近で電流制御を開始し
た後、フィルタコンデンサが直流分で充電し過ぎない短
時間内に開閉器を介して系統と連系するようにするのが
望ましい。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は本発明を実施する装
置の一例を示すものであり、図６と同一部分には同一符
号を付してその個々の説明は省略する。
施の形態について説明する。図１は本発明を実施する装
置の一例を示すものであり、図６と同一部分には同一符
号を付してその個々の説明は省略する。
【００１８】図１の回路は図６の回路構成を基本として
いるが、一方ではそこから連系リアクトル５および接点
６ｂを省略し、他方では９０°進み回路２０、電流設定
回路２１および放電抵抗２２を付設している。放電抵抗
２２は主回路において操作コイル６により操作される常
閉接点６ｅを直列にしてフィルタコンデンサ４に並列に
接続されている。電圧制御増幅器９の出力信号は操作コ
イル６により操作される常開接点６ｈを介して掛算器１
１の第１の入力端に入力される。この入力端には電流設
定回路２１によって設定された電流を表す信号も操作コ
イル６により操作される常閉接点６ｉを介して入力され
る。電流設定回路２１はコンデンサ４の充電電流の大き
さを決定するものである。変圧器１０により検出された
系統電圧は、掛算器１１の第２の入力端に直接入力され
るのではなく、一つには常開接点６ｆを介して入力され
るとともに、もう一つには９０°進み回路２０および常
閉接点６ｇを介して入力される。９０°進み回路２０は
入力された系統電圧を基準とし、それより９０°進み位
相のコンデンサ電流基準を出力する。操作コイル６が励
磁されていない場合は常閉接点６ｅ，６ｇ，６ｉが閉、
常開接点６ａ，６ｆ，６ｈが開である。逆に、操作コイ
ル６が励磁されている場合は常開接点６ａ，６ｆ，６ｈ
が閉、常閉接点６ｅ，６ｇ，６ｉが開である。
いるが、一方ではそこから連系リアクトル５および接点
６ｂを省略し、他方では９０°進み回路２０、電流設定
回路２１および放電抵抗２２を付設している。放電抵抗
２２は主回路において操作コイル６により操作される常
閉接点６ｅを直列にしてフィルタコンデンサ４に並列に
接続されている。電圧制御増幅器９の出力信号は操作コ
イル６により操作される常開接点６ｈを介して掛算器１
１の第１の入力端に入力される。この入力端には電流設
定回路２１によって設定された電流を表す信号も操作コ
イル６により操作される常閉接点６ｉを介して入力され
る。電流設定回路２１はコンデンサ４の充電電流の大き
さを決定するものである。変圧器１０により検出された
系統電圧は、掛算器１１の第２の入力端に直接入力され
るのではなく、一つには常開接点６ｆを介して入力され
るとともに、もう一つには９０°進み回路２０および常
閉接点６ｇを介して入力される。９０°進み回路２０は
入力された系統電圧を基準とし、それより９０°進み位
相のコンデンサ電流基準を出力する。操作コイル６が励
磁されていない場合は常閉接点６ｅ，６ｇ，６ｉが閉、
常開接点６ａ，６ｆ，６ｈが開である。逆に、操作コイ
ル６が励磁されている場合は常開接点６ａ，６ｆ，６ｈ
が閉、常閉接点６ｅ，６ｇ，６ｉが開である。
【００１９】操作コイル６が励磁されていない起動直後
は接点６ｅ，６ｇ，６ｉが閉、接点６ａ，６ｆ，６ｈが
開となっている。この状態で電流設定回路２１によりコ
ンデンサ４の電流分を設定し、他方、９０°進み回路２
０を介して変圧器１０で検出した系統電圧を基準として
それより９０°進んだ正弦波を得て、両者の積に相当す
る信号を掛算器１１で求める。これがコンデンサ４の電
流基準となる。電流検出器１２で検出されたコンデンサ
電流を電流基準と比較し、その差すなわち電流偏差が電
流制御増幅器１３に入力され、その偏差を減少させるよ
うにＰＷＭ回路１４を介してインバータ２の出力電流Ｉ
3 すなわちコンデンサ４の充電電流を制御するととも
に、コンデンサ４の両端電圧を系統電圧に一致させるよ
うに制御する。その後、起動回路１５からの指令を通し
て操作コイル６を励磁することにより、まず主回路にお
いて接点６ａを閉として連系運転に入る。この瞬間、コ
ンデンサ４の電圧はほぼ系統電圧に一致しているので突
入電流が流れることはない。接点６ａが閉となると同時
に他の接点６ｆ，６ｈも閉となり、結果的に図６に示し
た従来の回路と同一回路状態となり、ここに正常な連系
運転状態にショックレスに移行することができる。
は接点６ｅ，６ｇ，６ｉが閉、接点６ａ，６ｆ，６ｈが
開となっている。この状態で電流設定回路２１によりコ
ンデンサ４の電流分を設定し、他方、９０°進み回路２
０を介して変圧器１０で検出した系統電圧を基準として
それより９０°進んだ正弦波を得て、両者の積に相当す
る信号を掛算器１１で求める。これがコンデンサ４の電
流基準となる。電流検出器１２で検出されたコンデンサ
電流を電流基準と比較し、その差すなわち電流偏差が電
流制御増幅器１３に入力され、その偏差を減少させるよ
うにＰＷＭ回路１４を介してインバータ２の出力電流Ｉ
3 すなわちコンデンサ４の充電電流を制御するととも
に、コンデンサ４の両端電圧を系統電圧に一致させるよ
うに制御する。その後、起動回路１５からの指令を通し
て操作コイル６を励磁することにより、まず主回路にお
いて接点６ａを閉として連系運転に入る。この瞬間、コ
ンデンサ４の電圧はほぼ系統電圧に一致しているので突
入電流が流れることはない。接点６ａが閉となると同時
に他の接点６ｆ，６ｈも閉となり、結果的に図６に示し
た従来の回路と同一回路状態となり、ここに正常な連系
運転状態にショックレスに移行することができる。
【００２０】フィルタコンデンサ４に並列の抵抗２２と
接点６ｅの直列回路の作用について説明する。一般にコ
ンデンサ４の電流はインバータ２の定格電流の数％程度
である。そのため、コンデンサ電流を制御している場合
は電流検出器１２のドリフトや電流制御ループの増幅器
などの誤差、過渡成分などにより、コンデンサ電流の数
％程度（インバータ２の定格電流の０．１〜０．０１％
程度）の直流分が発生すると、コンデンサ４は直流分で
充電され、接点６ａが投入される時点でコンデンサ電圧
と系統電圧間に大きな差が生じ、そのため接点６ａの閉
成時に突入電流が流れることがある。抵抗２２は、この
直流分を放電させる目的で挿入しているものである。抵
抗２２は常時接続しても損失はわずかであるが、太陽電
池を電源とする連系用インバータなどでは、定格の５０
％以下での運転が主となるので、この状態での損失をも
低減させるため、接点６ａの閉成時、接点６ｅを開とす
ることにより、連系時は抵抗を接続しないよう制御す
る。
接点６ｅの直列回路の作用について説明する。一般にコ
ンデンサ４の電流はインバータ２の定格電流の数％程度
である。そのため、コンデンサ電流を制御している場合
は電流検出器１２のドリフトや電流制御ループの増幅器
などの誤差、過渡成分などにより、コンデンサ電流の数
％程度（インバータ２の定格電流の０．１〜０．０１％
程度）の直流分が発生すると、コンデンサ４は直流分で
充電され、接点６ａが投入される時点でコンデンサ電圧
と系統電圧間に大きな差が生じ、そのため接点６ａの閉
成時に突入電流が流れることがある。抵抗２２は、この
直流分を放電させる目的で挿入しているものである。抵
抗２２は常時接続しても損失はわずかであるが、太陽電
池を電源とする連系用インバータなどでは、定格の５０
％以下での運転が主となるので、この状態での損失をも
低減させるため、接点６ａの閉成時、接点６ｅを開とす
ることにより、連系時は抵抗を接続しないよう制御す
る。
【００２１】以上述べたように、この実施形態によれ
ば、系統連系時点よりも先にフィルタコンデンサを系統
電圧より９０°進んだ電流で充電し、その直流分は放電
抵抗を介して放電させながらコンデンサ電圧を系統電圧
とほぼ一致させた状態で連系運転に入るので、突入電流
は極めて小さくなり、系統に外乱を与えることがない。
しかも、系統連系時に放電抵抗を切離すことにより効率
の低下もない安定な系統連系インバータ装置を提供する
ことができる。
ば、系統連系時点よりも先にフィルタコンデンサを系統
電圧より９０°進んだ電流で充電し、その直流分は放電
抵抗を介して放電させながらコンデンサ電圧を系統電圧
とほぼ一致させた状態で連系運転に入るので、突入電流
は極めて小さくなり、系統に外乱を与えることがない。
しかも、系統連系時に放電抵抗を切離すことにより効率
の低下もない安定な系統連系インバータ装置を提供する
ことができる。
【００２２】次に、他の実施形態について説明する。図
１の回路において、抵抗２２の電力損失をあまり問題に
しなくてもよい場合には、接点６ｅを短絡するか除去
し、抵抗２２をコンデンサ４に常時並列接続した状態に
しておくようにしてもよい。抵抗２２の電力損失による
効率低下は、たとえば３ｋＷのインバータのもとで０．
２〜０．３％程度であり、実用上、支障ない場合が多
い。
１の回路において、抵抗２２の電力損失をあまり問題に
しなくてもよい場合には、接点６ｅを短絡するか除去
し、抵抗２２をコンデンサ４に常時並列接続した状態に
しておくようにしてもよい。抵抗２２の電力損失による
効率低下は、たとえば３ｋＷのインバータのもとで０．
２〜０．３％程度であり、実用上、支障ない場合が多
い。
【００２３】図１の接点６ｅおよび抵抗２２の機能は図
２のポジスタ２３で代替することができる。ここでポジ
スタというのは、正の抵抗温度係数を持つサーミスタの
ことであって、図３に示すように、温度が一定値Ｔs 以
上に達すると急激に抵抗値が１０2 〜１０3 倍程度に増
大する特性を有する。インバータ２の起動時、ポジスタ
２３にはコンデンサ４の電圧に応じた比較的小さな電流
が流れるが、この状態ではポジスタ２３の温度が低く、
したがって、その抵抗値も小さいのでコンデンサ４に直
流分は積分されずにポジスタ２３を通して放電してしま
う。このため、接点６ａを投入する時点ではコンデンサ
電圧は系統電圧とほぼ同位相・同電圧となっているの
で、突入電流は無視することができる。接点６ａが投入
され、数秒経過するとポジスタ２３が温度上昇し、一定
値Ｔs に達するとその抵抗値が急増して電力損失は抵抗
値に逆比例して減少し、その結果、ポジスタ２３損失は
システム全体の電力との関係からして無視できるので、
接続したままでも使用できることになるのである。
２のポジスタ２３で代替することができる。ここでポジ
スタというのは、正の抵抗温度係数を持つサーミスタの
ことであって、図３に示すように、温度が一定値Ｔs 以
上に達すると急激に抵抗値が１０2 〜１０3 倍程度に増
大する特性を有する。インバータ２の起動時、ポジスタ
２３にはコンデンサ４の電圧に応じた比較的小さな電流
が流れるが、この状態ではポジスタ２３の温度が低く、
したがって、その抵抗値も小さいのでコンデンサ４に直
流分は積分されずにポジスタ２３を通して放電してしま
う。このため、接点６ａを投入する時点ではコンデンサ
電圧は系統電圧とほぼ同位相・同電圧となっているの
で、突入電流は無視することができる。接点６ａが投入
され、数秒経過するとポジスタ２３が温度上昇し、一定
値Ｔs に達するとその抵抗値が急増して電力損失は抵抗
値に逆比例して減少し、その結果、ポジスタ２３損失は
システム全体の電力との関係からして無視できるので、
接続したままでも使用できることになるのである。
【００２４】図４は図１の制御回路部分のみを変更した
例を示すものである。ここの主回路には、図１の主回路
との比較において、電流制御増幅器１３の入力段にベク
トル加算器２６が挿入され、ＰＷＭ回路１４の出力段に
ＡＮＤ回路２７が追加されている。制御回路において
は、操作コイル６の入力段にゼロクロス検出回路２８、
同期回路２９が追加され、また接点６ｆ，６ｇ，６ｉが
除去され、それに代わって電圧検出回路２４、周波数検
出回路２５、第２の掛算器１１ｂ（第１の掛算器は１１
ａと表示する）が追加されている。
例を示すものである。ここの主回路には、図１の主回路
との比較において、電流制御増幅器１３の入力段にベク
トル加算器２６が挿入され、ＰＷＭ回路１４の出力段に
ＡＮＤ回路２７が追加されている。制御回路において
は、操作コイル６の入力段にゼロクロス検出回路２８、
同期回路２９が追加され、また接点６ｆ，６ｇ，６ｉが
除去され、それに代わって電圧検出回路２４、周波数検
出回路２５、第２の掛算器１１ｂ（第１の掛算器は１１
ａと表示する）が追加されている。
【００２５】系統電圧を変圧器１０で検出し、その検出
結果に基づき電圧検出回路２４および周波数検出回路２
５により電圧および周波数を検出し、両検出結果に基づ
き演算回路によりコンデンサ４に流す電流Ｉの大きさ
を、Ｉ＝２πｆＣＶ として演算する。ここで、ｆは系
統周波数、Ｖは系統電圧、Ｖはコンデンサ４のキャパシ
タンスである。この電流Ｉの値を電流設定回路２１から
出力させる設定電流値とし、掛算回路１１ｂの第１の入
力として入力する。掛算回路１１ｂの第２の入力は９０
°進み回路２０の出力である。電流制御増幅器１３の入
力段に設けられた加算器２６の第１の入力として掛算器
１１ａ（図１の掛算器１１に相当）の出力信号が接点６
ｈを介して入力され、加算器２６の第２の入力として掛
算器１１ｂによりその両入力の積に対応して生ずる、系
統電圧より９０°進んだコンデンサ４の電流分Ｉrcが基
準として入力される。加算器２６の出力は電流基準とな
り、電流検出器１２で検出されたインバータ電流Ｉ3 と
比較され、その結果生ずる電流偏差を減少せるように、
すでに述べた電流制御ループによりコンデンサ電流の制
御を行う。
結果に基づき電圧検出回路２４および周波数検出回路２
５により電圧および周波数を検出し、両検出結果に基づ
き演算回路によりコンデンサ４に流す電流Ｉの大きさ
を、Ｉ＝２πｆＣＶ として演算する。ここで、ｆは系
統周波数、Ｖは系統電圧、Ｖはコンデンサ４のキャパシ
タンスである。この電流Ｉの値を電流設定回路２１から
出力させる設定電流値とし、掛算回路１１ｂの第１の入
力として入力する。掛算回路１１ｂの第２の入力は９０
°進み回路２０の出力である。電流制御増幅器１３の入
力段に設けられた加算器２６の第１の入力として掛算器
１１ａ（図１の掛算器１１に相当）の出力信号が接点６
ｈを介して入力され、加算器２６の第２の入力として掛
算器１１ｂによりその両入力の積に対応して生ずる、系
統電圧より９０°進んだコンデンサ４の電流分Ｉrcが基
準として入力される。加算器２６の出力は電流基準とな
り、電流検出器１２で検出されたインバータ電流Ｉ3 と
比較され、その結果生ずる電流偏差を減少せるように、
すでに述べた電流制御ループによりコンデンサ電流の制
御を行う。
【００２６】起動回路１５がスタート信号を出すと、系
統電圧からゼロクロス検出回路２８により電圧のゼロク
ロス点を検出し、同期回路２９およびＡＮＤ回路２７を
通して電圧ゼロクロス点から電流制御を開始する。同期
回路２９の出力は同時に操作コイル６を駆動し、接点６
ａ，６ｈ（図１参照）がリレーの動作時間（１０〜４０
ｍｓ）後に閉となる。このとき系統電圧と同位相の電流
基準が掛算回路１１ａで作られ、接点６ｈを介して有効
な電流基準Ｉr が加算回路２６でコンデンサ電流基準Ｉ
rcとベクトル的に加算されて新しい電流基準を作る。こ
の新しい電流基準に従ってインバータ２の電流制御、す
なわちコンデンサ４の電流制御が行われることになる。
統電圧からゼロクロス検出回路２８により電圧のゼロク
ロス点を検出し、同期回路２９およびＡＮＤ回路２７を
通して電圧ゼロクロス点から電流制御を開始する。同期
回路２９の出力は同時に操作コイル６を駆動し、接点６
ａ，６ｈ（図１参照）がリレーの動作時間（１０〜４０
ｍｓ）後に閉となる。このとき系統電圧と同位相の電流
基準が掛算回路１１ａで作られ、接点６ｈを介して有効
な電流基準Ｉr が加算回路２６でコンデンサ電流基準Ｉ
rcとベクトル的に加算されて新しい電流基準を作る。こ
の新しい電流基準に従ってインバータ２の電流制御、す
なわちコンデンサ４の電流制御が行われることになる。
【００２７】次に図４の回路において直流分を過渡的に
発生させないコンデンサ４の充電法について図５を参照
して説明する。系統電圧Ｖacのゼロクロス点ｔ1 でコン
デンサ電流Ｉc を流せば、コンデンサ電圧Ｖ4 は図示の
ように系統電圧Ｖacとほぼ同期して立上がる。この場
合、コンデンサ電流Ｉc は電源周波数および電圧にそれ
ぞれ比例するので、これを演算回路３０で演算する。
発生させないコンデンサ４の充電法について図５を参照
して説明する。系統電圧Ｖacのゼロクロス点ｔ1 でコン
デンサ電流Ｉc を流せば、コンデンサ電圧Ｖ4 は図示の
ように系統電圧Ｖacとほぼ同期して立上がる。この場
合、コンデンサ電流Ｉc は電源周波数および電圧にそれ
ぞれ比例するので、これを演算回路３０で演算する。
【００２８】時刻ｔ2 点で接点６ａ，６ｈを閉とし、系
統と連系すると同時に有効電力基準Ｉr が加算回路２６
に加えられ、その結果に従って電流が制御される。時間
ｔ1〜ｔ2 間が短ければコンデンサ４の直流分の積分値
は無視できる。操作コイル６の動作が遅い場合は、コン
デンサ電流制御オンの信号よりも早めに操作コイル６を
励磁することも考えられる。
統と連系すると同時に有効電力基準Ｉr が加算回路２６
に加えられ、その結果に従って電流が制御される。時間
ｔ1〜ｔ2 間が短ければコンデンサ４の直流分の積分値
は無視できる。操作コイル６の動作が遅い場合は、コン
デンサ電流制御オンの信号よりも早めに操作コイル６を
励磁することも考えられる。
【００２９】なお、コンデンサ電流Ｉc の立上がる時間
が必要なため、時点ｔ1 より少し早めの時点ｔ0 でコン
デンサ４の電流制御をスタートさせることが望ましい
が、このような技巧は適宜用いることができる。
が必要なため、時点ｔ1 より少し早めの時点ｔ0 でコン
デンサ４の電流制御をスタートさせることが望ましい
が、このような技巧は適宜用いることができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、フ
ィルタコンデンサの電流分を供給し直流分の積分を無視
できるようにした後、連系接点を閉とすることにより、
連系リアクトルを省略しても突入電流を防止することが
できる。したがって、小型、軽量、高効率で経済的で、
しかも系統に外乱を与えない系統連系インバータ装置の
起動運転方法を提供することができる。
ィルタコンデンサの電流分を供給し直流分の積分を無視
できるようにした後、連系接点を閉とすることにより、
連系リアクトルを省略しても突入電流を防止することが
できる。したがって、小型、軽量、高効率で経済的で、
しかも系統に外乱を与えない系統連系インバータ装置の
起動運転方法を提供することができる。
【図１】本発明の起動運転方法を実施する装置の回路
図。
図。
【図２】本発明の起動運転方法を実施する他の装置の要
部の回路図。
部の回路図。
【図３】図２の装置に用いるポジスタの温度に対する抵
抗値の特性を示す線図。
抗値の特性を示す線図。
【図４】本発明の起動運転方法を実施するさらに他の装
置の回路図。
置の回路図。
【図５】図４の回路による起動運転方法を説明するため
の電圧・電流の波形図。
の電圧・電流の波形図。
【図６】従来の起動運転方法を実施する装置の回路図。
【図７】従来の他の起動運転方法を説明する要部の回路
図。
図。
【図８】従来のさらに他の起動運転方法を説明する要部
の回路図。
の回路図。
１ 直流電源 ２ インバータ ３ フィルタリアクトル ４ フィルタコンデンサ ５ 連系用リアクトル ６ａ〜６ｉ 開閉器の接点 ６ 開閉器の操作コイル ７ 系統 ９ 電圧制御増幅器 １０ 系統電圧検出用変圧器 １１ 掛算器 １２ 電流検出器 １３ 電流制御増幅器 １４ ＰＷＭ回路 １５ 起動回路 ２０ ９０°進み回路 ２２ 抵抗 ２４ 電圧検出回路 ２５ 周波数検出回路 ２６ 加算回路 ２７ ＡＮＤ回路 ２８ ゼロクロス検出回路 ２９ 同期回路 ３０ 演算回路
Claims (5)
- 【請求項１】系統連系インバータの交流出力端が、少な
くとも分路接続のフィルタコンデンサを含む出力フィル
タおよび開閉器を介して系統に接続される系統連系イン
バータ装置の起動運転方法であって、 前記開閉器を開放した状態で前記フィルタコンデンサを
前記インバータにより系統電圧よりほぼ９０°進んだ電
流で充電し、前記フィルタコンデンサを前記系統電圧と
ほぼ同電圧値・同位相にした後、前記開閉器を投入して
連系運転することを特徴とする系統連系インバータ装置
の起動運転方法。 - 【請求項２】請求項１に記載の起動運転方法において、
前記インバータから前記フィルタコンデンサに供給する
充電電流の値を、前記系統電圧の周波数にほぼ比例して
変えることを特徴とする系統連系インバータ装置の起動
運転方法。 - 【請求項３】請求項１に記載の起動運転方法において、
前記開閉器が開放状態にあるとき前記フィルタコンデン
サに並列に抵抗を接続し、前記開閉器が投入状態にある
とき前記抵抗を切離すことを特徴とする系統連系インバ
ータ装置の起動運転方法。 - 【請求項４】請求項１に記載の起動運転方法において、
前記インバータから前記フィルタコンデンサに供給する
充電電流の値を、前記系統電圧にほぼ比例するように制
御することを特徴とする系統連系インバータ装置の起動
運転方法。 - 【請求項５】請求項１に記載の起動運転方法において、
前記フィルタコンデンサの電流を制御する制御ループを
構成し、系統電圧ゼロ付近で電流制御を開始した後、フ
ィルタコンデンサが直流分で充電し過ぎない短時間内に
前記開閉器を介して系統と連系することを特徴とする系
統連系インバータ装置の起動運転方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7177626A JP2783771B2 (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 系統連系インバータ装置の起動運転方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7177626A JP2783771B2 (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 系統連系インバータ装置の起動運転方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0928040A true JPH0928040A (ja) | 1997-01-28 |
| JP2783771B2 JP2783771B2 (ja) | 1998-08-06 |
Family
ID=16034297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7177626A Expired - Fee Related JP2783771B2 (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 系統連系インバータ装置の起動運転方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2783771B2 (ja) |
Cited By (10)
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|---|---|---|---|---|
| JP2006174661A (ja) * | 2004-12-20 | 2006-06-29 | Sanyo Electric Co Ltd | 系統連系発電装置 |
| JP2011035956A (ja) * | 2009-07-29 | 2011-02-17 | Sanyo Denki Co Ltd | 系統連係インバータ装置及びその制御方法 |
| EP2348628A2 (en) | 2010-01-25 | 2011-07-27 | Origin Electric Company Ltd | Synchronization detecting circuit and automatic synchronous parallelization apparatus |
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| CN112311015A (zh) * | 2020-11-19 | 2021-02-02 | 西安热工研究院有限公司 | 一种黑启动解除并网信号输入至励磁和调速器系统的装置及方法 |
| US11309789B2 (en) * | 2019-11-05 | 2022-04-19 | Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Inverter and soft-start method for the same |
| CN114600363A (zh) * | 2020-10-05 | 2022-06-07 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力变换装置的控制装置 |
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| US12438443B2 (en) | 2019-12-10 | 2025-10-07 | Tmeic Corporation | Controller for power conversion system |
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-
1995
- 1995-07-13 JP JP7177626A patent/JP2783771B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2783771B2 (ja) | 1998-08-06 |
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