JPH09307402A - 入力信号中の周波数を適応性をもって検出する方法および適応形無限インパルス応答フィルタ - Google Patents
入力信号中の周波数を適応性をもって検出する方法および適応形無限インパルス応答フィルタInfo
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- JPH09307402A JPH09307402A JP9030098A JP3009897A JPH09307402A JP H09307402 A JPH09307402 A JP H09307402A JP 9030098 A JP9030098 A JP 9030098A JP 3009897 A JP3009897 A JP 3009897A JP H09307402 A JPH09307402 A JP H09307402A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/30—Systems using multi-frequency codes wherein each code element is represented by a combination of frequencies
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 信号チャネル中に大きな雑音が存在する場合
に、関係する信号の周波数に近づけて適応させることが
可能な適応形デジタルフィルタを提供する。 【解決手段】 この適応形無限インパルス応答ＩＩＲフ
ィルタは、入力ストリーム中の１つまたは２つ以上のト
ーンの存在を適応性をもって検出することができる。検
出されるべきトーンは、任意の周波数のものであり、ト
ーンが受け入れられるサンプリング原理（即ちナイキス
トサンプリング基準）と矛盾しない周波数帯域内に入る
という制限のみに従う。本発明によるＩＩＲフィルタ
は、トーンの周波数を適応性をもって配置し、公称期待
周波数値からの周波数ドリフトを、正確さを損なうこと
なしに許容する。この様なフィルタは、入力信号をサン
プル毎に処理し、ＦＦＴフィルタアプローチのブロッキ
ング問題を除去する。
に、関係する信号の周波数に近づけて適応させることが
可能な適応形デジタルフィルタを提供する。 【解決手段】 この適応形無限インパルス応答ＩＩＲフ
ィルタは、入力ストリーム中の１つまたは２つ以上のト
ーンの存在を適応性をもって検出することができる。検
出されるべきトーンは、任意の周波数のものであり、ト
ーンが受け入れられるサンプリング原理（即ちナイキス
トサンプリング基準）と矛盾しない周波数帯域内に入る
という制限のみに従う。本発明によるＩＩＲフィルタ
は、トーンの周波数を適応性をもって配置し、公称期待
周波数値からの周波数ドリフトを、正確さを損なうこと
なしに許容する。この様なフィルタは、入力信号をサン
プル毎に処理し、ＦＦＴフィルタアプローチのブロッキ
ング問題を除去する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号処理
に係り、特に未知の入力信号中の１つまたは２つ以上の
トーンを適応性をもって検出するための装置および方法
に関する。
に係り、特に未知の入力信号中の１つまたは２つ以上の
トーンを適応性をもって検出するための装置および方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ほぼ正弦波形を有するエネルギーの連続
波として表現される多くの物理現象がある。このような
現象には、音波のような圧力波、導体中の電気信号また
はＲＦ信号のような電磁波、水の波または地震波があ
る。また、その様な波が伝播する１つの周波数または複
数の周波数を決定することが、しばしば望ましく、また
は必要となる。
波として表現される多くの物理現象がある。このような
現象には、音波のような圧力波、導体中の電気信号また
はＲＦ信号のような電磁波、水の波または地震波があ
る。また、その様な波が伝播する１つの周波数または複
数の周波数を決定することが、しばしば望ましく、また
は必要となる。
【０００３】この特性および問題となる信号の周波数を
検出する必要性の単純であるが例示的な例として、電話
システムにおいて使用されるＤＴＭＦシグナリングを考
える。電話において様々なシグナリング目的のために使
用されるＤＴＭＦトーンは、ユーザによりダイヤルパッ
ドからダイヤルされた数字についてのシグナリング情報
を中央局交換機に提供し、２つの正弦波トーン（即ち周
波数）の和として、０ないし９の数字、“＃”および
“＊”のそれぞれを表すことが良く知られている。
検出する必要性の単純であるが例示的な例として、電話
システムにおいて使用されるＤＴＭＦシグナリングを考
える。電話において様々なシグナリング目的のために使
用されるＤＴＭＦトーンは、ユーザによりダイヤルパッ
ドからダイヤルされた数字についてのシグナリング情報
を中央局交換機に提供し、２つの正弦波トーン（即ち周
波数）の和として、０ないし９の数字、“＃”および
“＊”のそれぞれを表すことが良く知られている。
【０００４】これらの１２個の数字および記号は、４行
３列の行列として一般に展開され、したがって各数字ま
たは記号を表す２つのトーンは、選択された数字または
記号の位置についての行周波数および列周波数に対応す
る。全てのＤＴＭＦトーンは、一度に２つ取られる７つ
の周波数の様々な組み合わせにより表現され得る。送ら
れる数字または記号を表す信号を認識するために、その
信号を含むトーンのそれぞれを検出する必要がある。
３列の行列として一般に展開され、したがって各数字ま
たは記号を表す２つのトーンは、選択された数字または
記号の位置についての行周波数および列周波数に対応す
る。全てのＤＴＭＦトーンは、一度に２つ取られる７つ
の周波数の様々な組み合わせにより表現され得る。送ら
れる数字または記号を表す信号を認識するために、その
信号を含むトーンのそれぞれを検出する必要がある。
【０００５】これらのトーンをその様に検出するために
使用されてきた１つの手段は、７個のノッチフィルタの
アレイであり、それぞれは基本ＤＴＭＦ周波数の内の１
つに同調されており、全てが入力ＤＴＭＦ信号上で働
く。入力信号に比べて実質的に低減された出力を有する
その様なアレイにおける２つのフィルタは、入力信号中
の基本トーンの表示を提供することになる。そして、テ
ーブル・ルックアップは、トーンの組み合わせを選択さ
れた数字または記号に関連させるために提供される。
使用されてきた１つの手段は、７個のノッチフィルタの
アレイであり、それぞれは基本ＤＴＭＦ周波数の内の１
つに同調されており、全てが入力ＤＴＭＦ信号上で働
く。入力信号に比べて実質的に低減された出力を有する
その様なアレイにおける２つのフィルタは、入力信号中
の基本トーンの表示を提供することになる。そして、テ
ーブル・ルックアップは、トーンの組み合わせを選択さ
れた数字または記号に関連させるために提供される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】多様な望ましくない特
性が、ＤＴＭＦトーンを検出するためのこの方法論に結
びついている。最初に、比較的多数のフィルタが、ＤＴ
ＭＦ信号が復号化されるべき各点において必要とされ
る。また、信号原または検出フィルタのいずれかの一部
におけるいずれかの周波数ドリフト、またはＤＴＭＦ標
準からの他の周波数偏差は、検出プロセスにおける重大
なエラー、即ち失敗した検出または誤った検出のいずれ
かに対する可能性を伴う。そして最終的に、入力信号中
の特定のトーンの検出は、無線電話におけるようなＲＦ
信号中に見られるであろうような信号中のかなり大きな
雑音含有量により、実質的にさらに困難になる。
性が、ＤＴＭＦトーンを検出するためのこの方法論に結
びついている。最初に、比較的多数のフィルタが、ＤＴ
ＭＦ信号が復号化されるべき各点において必要とされ
る。また、信号原または検出フィルタのいずれかの一部
におけるいずれかの周波数ドリフト、またはＤＴＭＦ標
準からの他の周波数偏差は、検出プロセスにおける重大
なエラー、即ち失敗した検出または誤った検出のいずれ
かに対する可能性を伴う。そして最終的に、入力信号中
の特定のトーンの検出は、無線電話におけるようなＲＦ
信号中に見られるであろうような信号中のかなり大きな
雑音含有量により、実質的にさらに困難になる。
【０００７】これらの問題の内のいくつかは、マイクロ
エレクトロニクスの発展および大幅に増大した演算能力
と一致して、ほぼ最近の１０年間において現れた新しい
ツール、即ちデジタル信号処理（ＤＳＰ）の使用により
改善される。ＤＳＰの基本的なアイデアは、サンプルさ
れた形での信号およびデータの数値処理である。この目
的のために、連続的な入力信号は、信号のサイクル毎の
特定の数のサンプリング点を使用して、所定の間隔でサ
ンプルされ、サンプリング点における連続的な信号の値
（例えば大きさ）をそれぞれが表す個々の数のシーケン
スを得る。サンプル値のシーケンスが利用可能になる
と、これらの値は、内在する信号に関連する情報を検出
するために、例えば信号中に存在する周波数を評価する
ために、ＤＳＰ技術を使用して分析され得る。
エレクトロニクスの発展および大幅に増大した演算能力
と一致して、ほぼ最近の１０年間において現れた新しい
ツール、即ちデジタル信号処理（ＤＳＰ）の使用により
改善される。ＤＳＰの基本的なアイデアは、サンプルさ
れた形での信号およびデータの数値処理である。この目
的のために、連続的な入力信号は、信号のサイクル毎の
特定の数のサンプリング点を使用して、所定の間隔でサ
ンプルされ、サンプリング点における連続的な信号の値
（例えば大きさ）をそれぞれが表す個々の数のシーケン
スを得る。サンプル値のシーケンスが利用可能になる
と、これらの値は、内在する信号に関連する情報を検出
するために、例えば信号中に存在する周波数を評価する
ために、ＤＳＰ技術を使用して分析され得る。
【０００８】ＤＳＰ法を使用するトーン（即ち正弦波信
号）の検出を考慮する以下の説明は、ＤＳＰコンセプト
およびＺ変換に関連して表現される数学的関係の見地か
ら構成される。その様なコンセプトおよび用語は、デジ
タル信号処理の分野における専門家により良く理解され
るであろう。ＤＳＰのアイデアおよびＺ変換をさらに探
求することを望む人々のために、多数の入手可能な良い
一般的なＤＳＰテキストがある。一例は、P.A. Lynn お
よび W. Fuerst, "Introductory Digital Signal Proce
ssing With Computer Applications", John Wiley and
Sons Ltd. (1992)である。
号）の検出を考慮する以下の説明は、ＤＳＰコンセプト
およびＺ変換に関連して表現される数学的関係の見地か
ら構成される。その様なコンセプトおよび用語は、デジ
タル信号処理の分野における専門家により良く理解され
るであろう。ＤＳＰのアイデアおよびＺ変換をさらに探
求することを望む人々のために、多数の入手可能な良い
一般的なＤＳＰテキストがある。一例は、P.A. Lynn お
よび W. Fuerst, "Introductory Digital Signal Proce
ssing With Computer Applications", John Wiley and
Sons Ltd. (1992)である。
【０００９】上記したように、周波数検出は、通常、正
弦波周波数信号に関する。したがって、正弦波のための
Ｚ変換の展開を少し考えることにより、ＤＳＰフィルタ
リング技術の考察を始めることが有用である。二次デジ
タルフィルタが、原点における二重ゼロおよび単位円上
の共役複素数対の極と共に構成され、単位インパルスが
フィルタに与えられる場合、フィルタの出力は、極の角
度に対応する周波数において永久にリンギングすること
になる。その様なフィルタは、図１に示されるｚ平面図
を有する。即ち、この図は、以下の差分方程式で表すこ
とができる。
弦波周波数信号に関する。したがって、正弦波のための
Ｚ変換の展開を少し考えることにより、ＤＳＰフィルタ
リング技術の考察を始めることが有用である。二次デジ
タルフィルタが、原点における二重ゼロおよび単位円上
の共役複素数対の極と共に構成され、単位インパルスが
フィルタに与えられる場合、フィルタの出力は、極の角
度に対応する周波数において永久にリンギングすること
になる。その様なフィルタは、図１に示されるｚ平面図
を有する。即ち、この図は、以下の差分方程式で表すこ
とができる。
【数１】 ここで、
【数２】
【００１０】項「ωＴ」は、ｘ軸に対する極の角度（ラ
ジアン）である。より詳細には、変数「ω」は角周波数
であり、変数「Ｔ」はサンプリング期間である。値
「ｆ」は、生成されるトーンの周波数である。値「ｆ
sample」は、「ｆ」に使用されるものと同じ単位、通常
はＨｚで測定されるサンプリング周波数である。
ジアン）である。より詳細には、変数「ω」は角周波数
であり、変数「Ｔ」はサンプリング期間である。値
「ｆ」は、生成されるトーンの周波数である。値「ｆ
sample」は、「ｆ」に使用されるものと同じ単位、通常
はＨｚで測定されるサンプリング周波数である。
【００１１】良く知られているように、ｘ（ｎ）が単位
インパルスである場合、ｘ（ｎ）はｎ＝０の時以外の全
てのサンプリング点において０である。したがって、純
粋な正弦波は、ｎ＝０以外の全てのサンプリング点に適
応されるように、極の角度が＋／−（２*π*ｆ／ｆ
sample）であることに留意して、式（１）を書き直すこ
とにより、以下の自己復帰的なプロセスの形式で表すこ
とができる。
インパルスである場合、ｘ（ｎ）はｎ＝０の時以外の全
てのサンプリング点において０である。したがって、純
粋な正弦波は、ｎ＝０以外の全てのサンプリング点に適
応されるように、極の角度が＋／−（２*π*ｆ／ｆ
sample）であることに留意して、式（１）を書き直すこ
とにより、以下の自己復帰的なプロセスの形式で表すこ
とができる。
【数３】 このような差分方程式は、任意の振幅、周波数および位
相を持つ正弦波を生成するために使用できる。そうする
ために、単純に、ｙ（ｎ−１）およびｙ（ｎ−２）を、
それぞれｎ＝−１およびｎ＝−２のサンプリング時点に
おける所望の正弦波の値に初期化することができる。
相を持つ正弦波を生成するために使用できる。そうする
ために、単純に、ｙ（ｎ−１）およびｙ（ｎ−２）を、
それぞれｎ＝−１およびｎ＝−２のサンプリング時点に
おける所望の正弦波の値に初期化することができる。
【００１２】以上において例示的なＤＴＭＦ検出の問題
の説明との関係で、その様なフィルタの２つの特に重要
な特性は、以下のものであることが示唆されている。
（１）雑音の多いチャネル上で関係する周波数を検出す
る能力、および（２）チャネル上で期待される理想的な
トーンの周波数といくぶん周波数において変位されたト
ーンを検出する能力。その様な変位されたトーンを検出
することができるフィルタは、変位環境に適応でき、関
係するトーンを発見し、かつ検出することができるとい
われている。ここで、その様なフィルタは「適応形」フ
ィルタと呼ばれ、関係するトーンの周波数の近傍の周波
数帯において関係するトーンを探す能力により特徴づけ
られる。ここで「トーン」という用語は、いかなる正弦
波信号にも適用されるように使用され、特定の周波数帯
に制限されるように解釈してはならない。
の説明との関係で、その様なフィルタの２つの特に重要
な特性は、以下のものであることが示唆されている。
（１）雑音の多いチャネル上で関係する周波数を検出す
る能力、および（２）チャネル上で期待される理想的な
トーンの周波数といくぶん周波数において変位されたト
ーンを検出する能力。その様な変位されたトーンを検出
することができるフィルタは、変位環境に適応でき、関
係するトーンを発見し、かつ検出することができるとい
われている。ここで、その様なフィルタは「適応形」フ
ィルタと呼ばれ、関係するトーンの周波数の近傍の周波
数帯において関係するトーンを探す能力により特徴づけ
られる。ここで「トーン」という用語は、いかなる正弦
波信号にも適用されるように使用され、特定の周波数帯
に制限されるように解釈してはならない。
【００１３】適応形デジタルフィルタの一例が、図２に
示されている。関係する周波数を含む正弦波信号は、信
号源１により生成される。ガウス雑音も含むであろうこ
の信号は、ある時間間隔にわたってデジタイザ５により
サンプリングされ、そのサンプリング間隔における正弦
波入力信号の値に比例する数値のシーケンスを提供す
る。そして、デジタル化された信号は、プロセッサ１０
に与えられ、プロセッサ１０は、入力信号（および、以
下に説明するある場合には、出力信号）の以前の値に基
づいて、関係する周波数に対する推定値を演算し、この
推定値を入力信号の実際の値と比較し、この差に関係す
る誤差信号を生成する。
示されている。関係する周波数を含む正弦波信号は、信
号源１により生成される。ガウス雑音も含むであろうこ
の信号は、ある時間間隔にわたってデジタイザ５により
サンプリングされ、そのサンプリング間隔における正弦
波入力信号の値に比例する数値のシーケンスを提供す
る。そして、デジタル化された信号は、プロセッサ１０
に与えられ、プロセッサ１０は、入力信号（および、以
下に説明するある場合には、出力信号）の以前の値に基
づいて、関係する周波数に対する推定値を演算し、この
推定値を入力信号の実際の値と比較し、この差に関係す
る誤差信号を生成する。
【００１４】そして、この誤差信号は、プロセッサ１０
にフィードバックされ、そこで、入力信号の次の値の推
定値を演算するための推定プロセスにおいて使用される
適応化項を更新するために使用される。この適応化項
は、それ自体入力信号についての推定周波数の関数であ
る。誤差項が、このフィードバックプロセスにより最小
値（選択されたしきい値よりも下）まで減少した場合、
適応化項により決定される周波数は、関係する周波数と
して選択される。
にフィードバックされ、そこで、入力信号の次の値の推
定値を演算するための推定プロセスにおいて使用される
適応化項を更新するために使用される。この適応化項
は、それ自体入力信号についての推定周波数の関数であ
る。誤差項が、このフィードバックプロセスにより最小
値（選択されたしきい値よりも下）まで減少した場合、
適応化項により決定される周波数は、関係する周波数と
して選択される。
【００１５】デジタル信号処理に共通に適応される２つ
の一般化されたフィルタモデルがある。それは、有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）および無限インパルス応答（Ｉ
ＩＲ）である。この技術分野において、適応形ＦＩＲフ
ィルタを提供することは知られており、その様なフィル
タは以下に簡単に説明される。
の一般化されたフィルタモデルがある。それは、有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）および無限インパルス応答（Ｉ
ＩＲ）である。この技術分野において、適応形ＦＩＲフ
ィルタを提供することは知られており、その様なフィル
タは以下に簡単に説明される。
【００１６】Ｉ．適応形ＦＩＲ単一周波数トーン検出器 単純な適応形単一周波数トーン検出器は、以下のフィル
タで開発され得る。
タで開発され得る。
【数４】 ここで、
【数５】 そして、更新方程式は、
【数６】 ここで、
【数７】 ファクタ１／σy 2は、入力信号ｙ（ｎ）の変化、即ち平
均電力である入力電力σy 2に関する正規化を提供する。
均電力である入力電力σy 2に関する正規化を提供する。
【００１７】式（６）の定性的な説明は、係数Ｂが、誤
差ｅ（ｎ）を最大化する方向と逆の方向に適応されるこ
とである。実際によくなされる仮定は、誤差を最大化す
る方向と反対の方向は、誤差を最小化する方向であると
いうことである。式（６）は、「Steepest-Descent」ア
ルゴリズムとして知られる適応形フィルタアルゴリズム
のクラスの基本式である。「Steepest-Descent」アルゴ
リズムは、その簡単さおよび実行の容易さのために最も
一般的な適応形フィルタアルゴリズムである。
差ｅ（ｎ）を最大化する方向と逆の方向に適応されるこ
とである。実際によくなされる仮定は、誤差を最大化す
る方向と反対の方向は、誤差を最小化する方向であると
いうことである。式（６）は、「Steepest-Descent」ア
ルゴリズムとして知られる適応形フィルタアルゴリズム
のクラスの基本式である。「Steepest-Descent」アルゴ
リズムは、その簡単さおよび実行の容易さのために最も
一般的な適応形フィルタアルゴリズムである。
【００１８】式（６）中のαは、適応型フィルタの更新
プロセスのステップサイズパラメータである。この値を
高く設定することは、より早い収束レートを保証する
が、周波数推定値における粒状度を粗くし、即ち適応を
不安定にする可能性がある。この値を低く設定すること
は、適応の安定性を向上させ、周波数推定値における粒
状度をきめ細かくするが、遅い収束を導くことになる。
プロセスのステップサイズパラメータである。この値を
高く設定することは、より早い収束レートを保証する
が、周波数推定値における粒状度を粗くし、即ち適応を
不安定にする可能性がある。この値を低く設定すること
は、適応の安定性を向上させ、周波数推定値における粒
状度をきめ細かくするが、遅い収束を導くことになる。
【００１９】αの最適値を求めるための方法は、良く知
られている。例えば、Adaptive Filter Theory, Simon
Haykin, pp 275-295, Prentice-Hall, 1991 を参照のこ
と。これらの方法は、入力信号の複雑な統計の演算を必
要とし、その用途のリアルタイム制限がその様な複雑な
演算を許容しない場合、αの試行錯誤設定の使用を促
す。１つのその様な方法は、入力信号の期待範囲をシミ
ュレートし、適応の不安定なしに良い収束速度が得られ
るαの値を探し出すことである。
られている。例えば、Adaptive Filter Theory, Simon
Haykin, pp 275-295, Prentice-Hall, 1991 を参照のこ
と。これらの方法は、入力信号の複雑な統計の演算を必
要とし、その用途のリアルタイム制限がその様な複雑な
演算を許容しない場合、αの試行錯誤設定の使用を促
す。１つのその様な方法は、入力信号の期待範囲をシミ
ュレートし、適応の不安定なしに良い収束速度が得られ
るαの値を探し出すことである。
【００２０】式（６）における入力電力についての正規
化は、ステップサイズを探し出すことを可能にし、入力
信号の振幅に基づいて変化させないことを可能にする。
式（７）の最も右側の部分は、ＦＩＲトーン検出器が、
Ｂが−１．０と１．０の間にある限り、単位円上のゼロ
の共役対を有するＦＩＲノッチフィルタに基づいている
ことを示している。
化は、ステップサイズを探し出すことを可能にし、入力
信号の振幅に基づいて変化させないことを可能にする。
式（７）の最も右側の部分は、ＦＩＲトーン検出器が、
Ｂが−１．０と１．０の間にある限り、単位円上のゼロ
の共役対を有するＦＩＲノッチフィルタに基づいている
ことを示している。
【００２１】期待値オペレータ（式（６）中のＥ（））
の線形性および勾配関数（式（６）中のｄｅｌ）の線形
性の考慮から２つの動作は以下の結果と交換できること
が分かる。
の線形性および勾配関数（式（６）中のｄｅｌ）の線形
性の考慮から２つの動作は以下の結果と交換できること
が分かる。
【数８】
【００２２】式（８）中の期待値オペレータをリアルタ
イム信号プロセッサにより適した表現と置き換える１つ
の方法は、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズムであ
る。Adaptive Filters： Structures， Algorithms， a
nd Applications， Michael Hoenig and David Messers
chmitt， pp 49−62， Kluwer Academic Publishers，1
984を参照のこと。これについては以下に説明する。
イム信号プロセッサにより適した表現と置き換える１つ
の方法は、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズムであ
る。Adaptive Filters： Structures， Algorithms， a
nd Applications， Michael Hoenig and David Messers
chmitt， pp 49−62， Kluwer Academic Publishers，1
984を参照のこと。これについては以下に説明する。
【００２３】積ｅ（ｎ）*ｙ（ｎ−１） は、Ｅ｛ｅ
（ｎ）*ｙ（ｎ−１）｝ の確率的近似であると考える。
そして更新方程式は、以下のように単純化される。
（ｎ）*ｙ（ｎ−１）｝ の確率的近似であると考える。
そして更新方程式は、以下のように単純化される。
【数９】 式（９）の代替的な展開は、以下のようになる。式
（７）が、次の形に書き換えられる場合、
（７）が、次の形に書き換えられる場合、
【数１０】 Ｂに対する必要な補正が正である場合、関数ｙ（ｎ−
１）は、ｅ（ｎ）とちょうど同相であり、Ｂに対する必
要な補正が負である場合、ｅ（ｎ）と位相が異なる。し
たがって、積ｅ（ｎ）ｙ（ｎ−１）は、常にＢに対する
必要な補正と同じ符号である。そして、以下の適応化方
程式が適応形ＦＩＲトーン検出器のために使用できる。
１）は、ｅ（ｎ）とちょうど同相であり、Ｂに対する必
要な補正が負である場合、ｅ（ｎ）と位相が異なる。し
たがって、積ｅ（ｎ）ｙ（ｎ−１）は、常にＢに対する
必要な補正と同じ符号である。そして、以下の適応化方
程式が適応形ＦＩＲトーン検出器のために使用できる。
【数１１】 ここで、入力信号電力についての正規化は、入力信号の
レベルに関係なく、αの選択を許容するために含まれ
る。
レベルに関係なく、αの選択を許容するために含まれ
る。
【００２４】式（９）により表される更新方程式のＬＭ
Ｓ近似に基づく適応形フィルタは、更新方程式としての
式（８）に基づくものと同じようには早く収束しない
が、収束することになる。
Ｓ近似に基づく適応形フィルタは、更新方程式としての
式（８）に基づくものと同じようには早く収束しない
が、収束することになる。
【００２５】その様な有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
ィルタは、付加的な雑音がほとんどない場合に、単一周
波数入力に対して非常に良く動作することになる。しか
し、入力ストリームがかなり大きな付加的な雑音を含む
場合、フィルタにより与えられる周波数推定値は、ある
周波数間隔について平坦な雑音電力スペクトルを仮定し
て、トーンの周波数と雑音の中心周波数との間の「周波
数重心」に向かう傾向にある。雑音電力が高ければ高い
ほど、フィルタ周波数推定値は、雑音の中心周波数に向
かってより多くバイアスされることになる。
ィルタは、付加的な雑音がほとんどない場合に、単一周
波数入力に対して非常に良く動作することになる。しか
し、入力ストリームがかなり大きな付加的な雑音を含む
場合、フィルタにより与えられる周波数推定値は、ある
周波数間隔について平坦な雑音電力スペクトルを仮定し
て、トーンの周波数と雑音の中心周波数との間の「周波
数重心」に向かう傾向にある。雑音電力が高ければ高い
ほど、フィルタ周波数推定値は、雑音の中心周波数に向
かってより多くバイアスされることになる。
【００２６】この特性の原因は、フィルタの極が原点に
あるので、ここに示されたＦＩＲ単一周波数トーン検出
器は、実際に非常に広帯域のノッチフィルタであること
による。それにもかかわらず、フィルタは単位円上のゼ
ロの位置を、フィルタを通して得られる総合電力を最小
化するように適応させ、したがって、フィルタは入力ス
トリームの「周波数重心」を見つけることになる。
あるので、ここに示されたＦＩＲ単一周波数トーン検出
器は、実際に非常に広帯域のノッチフィルタであること
による。それにもかかわらず、フィルタは単位円上のゼ
ロの位置を、フィルタを通して得られる総合電力を最小
化するように適応させ、したがって、フィルタは入力ス
トリームの「周波数重心」を見つけることになる。
【００２７】関連する論文において、本発明者は、かな
り大きな雑音が存在する場合に使用される適応形ＦＩＲ
フィルタの一例を提供し、雑音信号の「周波数重心」
と、所望の信号を共に見つけだすその様なフィルタの現
象をさらに示している。A.M. Chesir, "A Robust Adapt
ive IIR Multiple-Tone Deterctor" を参照のこと。本
発明の主な目的は、信号チャネル中にかなり大きな雑音
が存在する場合に関係する信号の周波数に近く適応させ
る適応形デジタルフィルタの改良である。
り大きな雑音が存在する場合に使用される適応形ＦＩＲ
フィルタの一例を提供し、雑音信号の「周波数重心」
と、所望の信号を共に見つけだすその様なフィルタの現
象をさらに示している。A.M. Chesir, "A Robust Adapt
ive IIR Multiple-Tone Deterctor" を参照のこと。本
発明の主な目的は、信号チャネル中にかなり大きな雑音
が存在する場合に関係する信号の周波数に近く適応させ
る適応形デジタルフィルタの改良である。
【００２８】
【課題を解決するための手段】この目的のために、かな
り大きな雑音を含む入力信号中の少なくとも１つの周波
数を、以下のステップを実行することにより検出する方
法が開示される。すなわち、所定のサンプリングレート
である時間間隔について入力信号をサンプリングし、入
力信号の値にほぼ比例する数値のシーケンスを各サンプ
ル点において提供するステップ。
り大きな雑音を含む入力信号中の少なくとも１つの周波
数を、以下のステップを実行することにより検出する方
法が開示される。すなわち、所定のサンプリングレート
である時間間隔について入力信号をサンプリングし、入
力信号の値にほぼ比例する数値のシーケンスを各サンプ
ル点において提供するステップ。
【００２９】数値のシーケンスをデジタルフィルタアル
ゴリズムで処理するステップ。その様なアルゴリズム
は、関係する周波数に対応する基準軸に対してある放射
角度でＺ平面単位円上に配置された少なくとも１つのＺ
平面ゼロをフィルタが有するように選ばれたパラメータ
を有し、かつ単位円内であってＺ平面原点から変位され
たＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なくと
も１つのＺ平面極を有する。 所定の周波数帯域に対応
する単位円の円周に沿ってＺ平面ゼロを変位させ、その
周波数帯域中の関係する周波数の存在を検出し、フィル
タを関係する周波数の変化に適応させるステップ。
ゴリズムで処理するステップ。その様なアルゴリズム
は、関係する周波数に対応する基準軸に対してある放射
角度でＺ平面単位円上に配置された少なくとも１つのＺ
平面ゼロをフィルタが有するように選ばれたパラメータ
を有し、かつ単位円内であってＺ平面原点から変位され
たＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なくと
も１つのＺ平面極を有する。 所定の周波数帯域に対応
する単位円の円周に沿ってＺ平面ゼロを変位させ、その
周波数帯域中の関係する周波数の存在を検出し、フィル
タを関係する周波数の変化に適応させるステップ。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下の説明は、部分的に、アルゴ
リズムおよびコンピュータシステム内のデータビット上
の動作のシンボル的な表現で行われる。これらのアルゴ
リズム的な説明および表現は、デジタル信号処理分野に
おける当業者により他の当業者に彼らの仕事の内容を伝
えるために通常使用される手段である。
リズムおよびコンピュータシステム内のデータビット上
の動作のシンボル的な表現で行われる。これらのアルゴ
リズム的な説明および表現は、デジタル信号処理分野に
おける当業者により他の当業者に彼らの仕事の内容を伝
えるために通常使用される手段である。
【００３１】ここで使用されるようにかつ一般に、アル
ゴリズムは、所望の結果を導く自己充足的なステップの
シーケンスであることがわかるであろう。これらのステ
ップは、一般に、物理量の取扱いに関する。通常、しか
し必ずではないが、これらの量は、格納され、転送さ
れ、結合され、比較され、および他の処理が成され得る
電気的または磁気的な信号の形をとる。便宜のためおよ
び共通の使用に調和させるために、これらの信号は、場
合によってビット、値、エレメント、シンボル、キャラ
クタ、ターム、数などによって記述される。しかし、こ
れらおよび同様の用語は適切な物理量と関連づけられて
おり、その様な用語はそれらの量に適用される単に便利
なラベルであると言うことが強調されるべきである。
ゴリズムは、所望の結果を導く自己充足的なステップの
シーケンスであることがわかるであろう。これらのステ
ップは、一般に、物理量の取扱いに関する。通常、しか
し必ずではないが、これらの量は、格納され、転送さ
れ、結合され、比較され、および他の処理が成され得る
電気的または磁気的な信号の形をとる。便宜のためおよ
び共通の使用に調和させるために、これらの信号は、場
合によってビット、値、エレメント、シンボル、キャラ
クタ、ターム、数などによって記述される。しかし、こ
れらおよび同様の用語は適切な物理量と関連づけられて
おり、その様な用語はそれらの量に適用される単に便利
なラベルであると言うことが強調されるべきである。
【００３２】コンピュータの操作方法と、演算方法自体
との間の区別に留意しなければならないことが重要であ
る。本発明は、電気的または他の（例えば磁気的、化学
的）物理信号を処理して他の所望の物理信号を生成する
コンピュータの動作方法に関する。
との間の区別に留意しなければならないことが重要であ
る。本発明は、電気的または他の（例えば磁気的、化学
的）物理信号を処理して他の所望の物理信号を生成する
コンピュータの動作方法に関する。
【００３３】説明を明瞭にするために、本発明の実施形
態は、「プロセッサ」のラベルを付けられた機能ブロッ
クを含む個々の機能ブロックからなるものとして表現さ
れる。これらのブロックが表す機能は、ソフトウェアを
実行することができるハードウェアを含むが、これに限
定されない共有または専用のハードウェアの使用により
提供され得る。例えば、図１、１０および１１に表され
たプロセッサの機能は、単一の共用プロセッサにより提
供され得る。「プロセッサ」の用語は、ソフトウェアを
実行することができるハードウェアであると排他的に解
釈されるべきではない。
態は、「プロセッサ」のラベルを付けられた機能ブロッ
クを含む個々の機能ブロックからなるものとして表現さ
れる。これらのブロックが表す機能は、ソフトウェアを
実行することができるハードウェアを含むが、これに限
定されない共有または専用のハードウェアの使用により
提供され得る。例えば、図１、１０および１１に表され
たプロセッサの機能は、単一の共用プロセッサにより提
供され得る。「プロセッサ」の用語は、ソフトウェアを
実行することができるハードウェアであると排他的に解
釈されるべきではない。
【００３４】本発明の実施形態は、マイクロプロセッサ
および／またはＡＴ＆Ｔ ＤＳＰ１６またはＤＳＰ３２
Ｃのようなデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）ハー
ドウェア、以下に説明する動作を実行するソフトウェア
を格納するためのリードオンリメモリ（ＲＯＭ）、およ
び結果を格納するためのランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）から構成され得る。超大規模集積回路（ＶＬＳＩ）
ハードウェアの実施形態および汎用ＤＳＰ回路と組み合
わせたカスタムＶＬＳＩ回路を使用することができる。
および／またはＡＴ＆Ｔ ＤＳＰ１６またはＤＳＰ３２
Ｃのようなデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）ハー
ドウェア、以下に説明する動作を実行するソフトウェア
を格納するためのリードオンリメモリ（ＲＯＭ）、およ
び結果を格納するためのランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）から構成され得る。超大規模集積回路（ＶＬＳＩ）
ハードウェアの実施形態および汎用ＤＳＰ回路と組み合
わせたカスタムＶＬＳＩ回路を使用することができる。
【００３５】現実の信号は、ほとんどの場合、雑音を含
んでいるので、本発明の目的は、改良された適応形イン
パルス応答フィルタを提供することである。ＦＩＲトー
ン検出器の主な欠点は、何が実際に適応形ノッチフィル
タであるかと言う幅が広すぎることであり、これがＦＩ
Ｒノッチフィルタの本質的な特徴である。使用されるフ
ィルタが、狭帯域ノッチフィルタである場合、周波数推
定値中の重要な改善が実現できることになる。
んでいるので、本発明の目的は、改良された適応形イン
パルス応答フィルタを提供することである。ＦＩＲトー
ン検出器の主な欠点は、何が実際に適応形ノッチフィル
タであるかと言う幅が広すぎることであり、これがＦＩ
Ｒノッチフィルタの本質的な特徴である。使用されるフ
ィルタが、狭帯域ノッチフィルタである場合、周波数推
定値中の重要な改善が実現できることになる。
【００３６】その様な狭帯域ノッチフィルタは、無限イ
ンパルス応答（ＩＩＲ）フィルタと共に影響を受け得
る。しかし、一般用途に適応形ＩＩＲフィルタを使用す
るアイデアは、望ましい改善であると上述したが、この
アイデアは、特にリアルタイム用途について実際的では
ないとして見捨てられていた。例えば、Adaptive Filte
r Theory, Simon Haykin, page 159, Prentice-Hall, 1
991 を参照のこと。
ンパルス応答（ＩＩＲ）フィルタと共に影響を受け得
る。しかし、一般用途に適応形ＩＩＲフィルタを使用す
るアイデアは、望ましい改善であると上述したが、この
アイデアは、特にリアルタイム用途について実際的では
ないとして見捨てられていた。例えば、Adaptive Filte
r Theory, Simon Haykin, page 159, Prentice-Hall, 1
991 を参照のこと。
【００３７】適応形ＩＩＲフィルタの実現性がないこと
は、２つのファクタに主に起因する。 １．式（６）、即ち「Steepest-Descent」適応型フィル
タアルゴリズムの基本式を実行するために必要な、適応
される係数に関して、誤差の勾配に対する制限形式の表
現を導き出すことの困難性。 ２．伝達関数のいずれかの極がｚ平面中の単位円の外側
の点に適合する場合に起きうる不安定さの可能性。
は、２つのファクタに主に起因する。 １．式（６）、即ち「Steepest-Descent」適応型フィル
タアルゴリズムの基本式を実行するために必要な、適応
される係数に関して、誤差の勾配に対する制限形式の表
現を導き出すことの困難性。 ２．伝達関数のいずれかの極がｚ平面中の単位円の外側
の点に適合する場合に起きうる不安定さの可能性。
【００３８】一般のデジタルフィルタにおいて、適応さ
せるフィルタ係数は、１つよりも多い。そして、式
（６）は、各係数に対して適用される。式（６）中の変
数Ｂは、適応される係数項により置き換えられ、この式
は、各係数を一度に更新するために使用される。フィー
ドバック項を含むＩＩＲフィルタの場合において、フィ
ードバック項のいくつかの係数を適応させる必要がある
かもしれない。ここに、困難さがある。
せるフィルタ係数は、１つよりも多い。そして、式
（６）は、各係数に対して適用される。式（６）中の変
数Ｂは、適応される係数項により置き換えられ、この式
は、各係数を一度に更新するために使用される。フィー
ドバック項を含むＩＩＲフィルタの場合において、フィ
ードバック項のいくつかの係数を適応させる必要がある
かもしれない。ここに、困難さがある。
【００３９】式（６）において、適応化は、適応される
係数に関して、誤差信号の勾配に依存する。しかし、Ｉ
ＩＲフィルタについて、誤差信号は、過去の出力および
関連づけられた係数に依存する。しかし、ＦＩＲフィル
タについては、過去の入力のみが関係する。過去の出力
は、過去の出力および関連づけられた係数などに依存
し、時間の原点に戻る。一般的なＩＩＲ適応形フィルタ
の場合、式（６）中の勾配の項の制限形式は導くことが
困難であり、実行が複雑である。これは、リアルタイム
の設計制限を大きく受ける。
係数に関して、誤差信号の勾配に依存する。しかし、Ｉ
ＩＲフィルタについて、誤差信号は、過去の出力および
関連づけられた係数に依存する。しかし、ＦＩＲフィル
タについては、過去の入力のみが関係する。過去の出力
は、過去の出力および関連づけられた係数などに依存
し、時間の原点に戻る。一般的なＩＩＲ適応形フィルタ
の場合、式（６）中の勾配の項の制限形式は導くことが
困難であり、実行が複雑である。これは、リアルタイム
の設計制限を大きく受ける。
【００４０】また、チェックがアルゴリズム中で実行さ
れない場合、極の位置は、単位円の外側の点に適応され
る可能性がある。これが起きると、フィルタは不安定に
なる可能性が高く、非常に小さな入力に応答して非常に
大きな出力を生じる可能性がある。本発明の方法論で、
これらの２つの事項は、入力（即ち付加的な雑音のない
トーン）の理想化された形式自体が式（３）の好都合な
制限形式の記述を有するという事実の利点により、トー
ン検出の場合について防止できる。
れない場合、極の位置は、単位円の外側の点に適応され
る可能性がある。これが起きると、フィルタは不安定に
なる可能性が高く、非常に小さな入力に応答して非常に
大きな出力を生じる可能性がある。本発明の方法論で、
これらの２つの事項は、入力（即ち付加的な雑音のない
トーン）の理想化された形式自体が式（３）の好都合な
制限形式の記述を有するという事実の利点により、トー
ン検出の場合について防止できる。
【００４１】以下、本発明による適応形ＩＩＲ単一周波
数トーン検出器が説明される。この単一周波数ＩＩＲ検
出器について説明されるコンセプトは、適応形ＩＩＲ多
重周波数トーン検出器の開発にも使用される。
数トーン検出器が説明される。この単一周波数ＩＩＲ検
出器について説明されるコンセプトは、適応形ＩＩＲ多
重周波数トーン検出器の開発にも使用される。
【００４２】Ｉ．適応形ＩＩＲ単一周波数トーン検出器 二次ＩＩＲデジタルノッチフィルタについてのＺ平面極
−ゼロのプロットが図３に示されている。その様なフィ
ルタは、以下の伝達関数を有する。
−ゼロのプロットが図３に示されている。その様なフィ
ルタは、以下の伝達関数を有する。
【数１２】 式（１２）において、ｃｏｓ（）関数に対する独立変数
は、フィルタのゼロ（および極）の角度である。図中の
極の半径は、式（１２）中の変数ρである。
は、フィルタのゼロ（および極）の角度である。図中の
極の半径は、式（１２）中の変数ρである。
【００４３】半径が１を超えることが防止される限り、
フィルタは安定である。極が単位円に近づけば近づくほ
ど、ノッチはよりシャープになり（即ち、ノッチ帯域が
より狭くなる）。しかし、フィルタのステップ応答は、
極が単位円に近づくにしたがって、増大する。
フィルタは安定である。極が単位円に近づけば近づくほ
ど、ノッチはよりシャープになり（即ち、ノッチ帯域が
より狭くなる）。しかし、フィルタのステップ応答は、
極が単位円に近づくにしたがって、増大する。
【００４４】式（１２）中のｃｏｓ（）項を周波数推定
値のためのＢ（ｎ）と置き換えることにより、そして式
（７）が、誤差信号は実際に適応型ノッチフィルタの出
力であることを示すことを思い起こすことにより、ＩＩ
Ｒ誤差項は、以下のように表すことができる。
値のためのＢ（ｎ）と置き換えることにより、そして式
（７）が、誤差信号は実際に適応型ノッチフィルタの出
力であることを示すことを思い起こすことにより、ＩＩ
Ｒ誤差項は、以下のように表すことができる。
【数１３】 理想的な入力が二次系であるという事実は、式（３）を
式（１３）に代入することにより好都合に使用され得
る。
式（１３）に代入することにより好都合に使用され得
る。
【数１４】 ここで、Ｅ（ｚ）およびＹ（ｚ）は、それぞれｅ（ｎ）
およびｙ（ｎ）のＺ変換であり、Ｃ（ｚ）はＹ（ｚ）の
定義された関数であり、ｃ（ｎ）はＣ（ｚ）の逆Ｚ変換
である。
およびｙ（ｎ）のＺ変換であり、Ｃ（ｚ）はＹ（ｚ）の
定義された関数であり、ｃ（ｎ）はＣ（ｚ）の逆Ｚ変換
である。
【数１５】
【００４５】式（１５）は、Ｂに対する必要な補正が正
である場合、関数ｃ（ｎ−１）はまさにｅ（ｎ）と同相
であり、Ｂに対する必要な補正が負である場合、まさに
ｅ（ｎ）と位相が異なることを示している。したがっ
て、積ｅ（ｎ）ｃ（ｎ−１）は、Ｂに対して必要な補正
と常に同符号である。式（１０）との類似性を考慮する
ことにより、本発明の適応形ＩＩＲトーン検出器のため
の以下の適応化方程式を使用することができる。
である場合、関数ｃ（ｎ−１）はまさにｅ（ｎ）と同相
であり、Ｂに対する必要な補正が負である場合、まさに
ｅ（ｎ）と位相が異なることを示している。したがっ
て、積ｅ（ｎ）ｃ（ｎ−１）は、Ｂに対して必要な補正
と常に同符号である。式（１０）との類似性を考慮する
ことにより、本発明の適応形ＩＩＲトーン検出器のため
の以下の適応化方程式を使用することができる。
【数１６】 ここで、ｃ（ｎ）信号中の電力に対する正規化は、適応
形ＦＩＲトーン検出器の場合に加えられる正規化と同じ
理由で追加される。
形ＦＩＲトーン検出器の場合に加えられる正規化と同じ
理由で追加される。
【００４６】図４および５は、以下の特性に基づいて、
このＩＩＲ適応形トーン検出器についての周波数推定値
および信号対誤差比のプロットを提供する。 ・８ＫＨｚサンプリングレート ・−２７ｄＢｍの電力レベルにおける白色雑音の４００
サンプル。 ・−１７ｄＢｍの電力レベルにおける純粋な１０００Ｋ
Ｈｚ正弦波と−２７ｄＢｍの電力レベルにおける追加的
な白色雑音の和の４００サンプル。 ・０．０５の適応型フィルタステップサイズ ・０．９９に固定された極の半径
このＩＩＲ適応形トーン検出器についての周波数推定値
および信号対誤差比のプロットを提供する。 ・８ＫＨｚサンプリングレート ・−２７ｄＢｍの電力レベルにおける白色雑音の４００
サンプル。 ・−１７ｄＢｍの電力レベルにおける純粋な１０００Ｋ
Ｈｚ正弦波と−２７ｄＢｍの電力レベルにおける追加的
な白色雑音の和の４００サンプル。 ・０．０５の適応型フィルタステップサイズ ・０．９９に固定された極の半径
【００４７】最後の２００サンプルの平均周波数推定値
は、１０００．８１Ｈｚである。最後の２００個の周波
数推定値の範囲は、９８９．３３７Ｈｚないし１０１
０．５２Ｈｚである。図６において、Ｂ＝ｃｏｓ（２π
（１０００．８１／８０００））およびρ＝０．９９の
ノッチフィルタの周波数利得特性が示されている。
は、１０００．８１Ｈｚである。最後の２００個の周波
数推定値の範囲は、９８９．３３７Ｈｚないし１０１
０．５２Ｈｚである。図６において、Ｂ＝ｃｏｓ（２π
（１０００．８１／８０００））およびρ＝０．９９の
ノッチフィルタの周波数利得特性が示されている。
【００４８】本発明の更なる実施形態として、上述した
ＩＩＲフィルタの限界を克服する適応形ＩＩＲフィルタ
が以下に説明される。従来の技術のセクションにおい
て、ＦＩＲフィルタは、かなり大きな追加的な白色雑音
が存在する場合に、誤った応答となるにもかかわらず、
早い収束特性を有することが述べられた。一方、一般的
なＩＩＲフィルタは、ゆっくりと収束するが、より正確
な応答となる。この本発明のさらなる実施形態におい
て、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタの合成した性質に
おいて、１つの方法論が、より速いかつより正確なフィ
ルタを達成するために開示される。
ＩＩＲフィルタの限界を克服する適応形ＩＩＲフィルタ
が以下に説明される。従来の技術のセクションにおい
て、ＦＩＲフィルタは、かなり大きな追加的な白色雑音
が存在する場合に、誤った応答となるにもかかわらず、
早い収束特性を有することが述べられた。一方、一般的
なＩＩＲフィルタは、ゆっくりと収束するが、より正確
な応答となる。この本発明のさらなる実施形態におい
て、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタの合成した性質に
おいて、１つの方法論が、より速いかつより正確なフィ
ルタを達成するために開示される。
【００４９】上述したように、ＩＩＲフィルタのステッ
プ応答は、極の位置が単位円により近く移動することに
より、より遅くなる。この特性は、対応する差分方程式
が、以前の出力に対する現在の出力の依存性に対応する
差分方程式の係数が、極の半径が増加するにつれて増大
することを直接的に示すので、直感的に合理的である。
これは、フィルタがより大きな「ヒステリシス」（その
様な用語は非常に漠然と使用され）、したがって、より
長いステップ応答を有することになる。
プ応答は、極の位置が単位円により近く移動することに
より、より遅くなる。この特性は、対応する差分方程式
が、以前の出力に対する現在の出力の依存性に対応する
差分方程式の係数が、極の半径が増加するにつれて増大
することを直接的に示すので、直感的に合理的である。
これは、フィルタがより大きな「ヒステリシス」（その
様な用語は非常に漠然と使用され）、したがって、より
長いステップ応答を有することになる。
【００５０】ＦＩＲフィルタが０にセットされた極の半
径を有するＩＩＲフィルタであり、したがってより速い
ステップ応答を有することが期待されると考える。そし
て、このさらなる実施形態のためのアプローチは、０に
セットされた極の半径でＩＩＲフィルタを開始させるも
のであり、外見上の信号対誤差比は、決定されたしきい
値よりも大きいので、極の半径をゆっくりと１．０に向
けて増加させる。
径を有するＩＩＲフィルタであり、したがってより速い
ステップ応答を有することが期待されると考える。そし
て、このさらなる実施形態のためのアプローチは、０に
セットされた極の半径でＩＩＲフィルタを開始させるも
のであり、外見上の信号対誤差比は、決定されたしきい
値よりも大きいので、極の半径をゆっくりと１．０に向
けて増加させる。
【００５１】図７および８において、上述した極の半径
がρであるＩＩＲフィルタが使用される。極の半径は、
信号対誤差比が正である場合に増加し、信号対誤差比が
負である場合に減少する。増加に対しては、
がρであるＩＩＲフィルタが使用される。極の半径は、
信号対誤差比が正である場合に増加し、信号対誤差比が
負である場合に減少する。増加に対しては、
【数１７】 減少に対しては、
【数１８】
【００５２】上記の半径適応化方程式の影響は、１に対
する残りの変動により半径を増大させ、半径を縮小する
ことにより減少させることである。フィルタの安定性
は、半径が式（１７）により増大された後に、半径の値
がある設定されたしきい値に固定されることを確かにす
ることにより保証される。本発明の一実施例において、
ρmax ＝０．９９の制限値が使用された。
する残りの変動により半径を増大させ、半径を縮小する
ことにより減少させることである。フィルタの安定性
は、半径が式（１７）により増大された後に、半径の値
がある設定されたしきい値に固定されることを確かにす
ることにより保証される。本発明の一実施例において、
ρmax ＝０．９９の制限値が使用された。
【００５３】図７および８は、固定半径および適応半径
のＩＩＲトーン検出器の性能の比較を提供する。両方の
フィルタは、同じ入力ストリームで表されている。固定
半径フィルタの場合、最良の性能を示すステップサイズ
は、０．０５であった。適応半径フィルタの場合、最良
の性能を示すステップサイズは、０．０１であった。図
中の実線による曲線は、適応半径フィルタを示し、点線
による曲線は、固定半径フィルタを示す。
のＩＩＲトーン検出器の性能の比較を提供する。両方の
フィルタは、同じ入力ストリームで表されている。固定
半径フィルタの場合、最良の性能を示すステップサイズ
は、０．０５であった。適応半径フィルタの場合、最良
の性能を示すステップサイズは、０．０１であった。図
中の実線による曲線は、適応半径フィルタを示し、点線
による曲線は、固定半径フィルタを示す。
【００５４】適応半径ＩＩＲフィルタの最後の２００個
の周波数推定値の平均は、９９９．４４３Ｈｚである。
最後の２００個の周波数推定値の範囲は、９９７．８９
５Ｈｚないし１０００．４９Ｈｚである。これらの値
は、適応半径ＩＩＲフィルタが、固定半径適応型ＩＩＲ
フィルタよりもさらに良い周波数検出器を提供すること
を示している。
の周波数推定値の平均は、９９９．４４３Ｈｚである。
最後の２００個の周波数推定値の範囲は、９９７．８９
５Ｈｚないし１０００．４９Ｈｚである。これらの値
は、適応半径ＩＩＲフィルタが、固定半径適応型ＩＩＲ
フィルタよりもさらに良い周波数検出器を提供すること
を示している。
【００５５】ＩＩ．適応形ＩＩＲ多重周波数トーン検出
器 先のセクションにおいて説明した高性能単一周波数トー
ン検出器は、多重トーン検出器を構成するためにビルデ
ィングブロックとして使用することができる。図９に示
された二重トーン発生器のｚ平面極−ゼロプロットを考
える。原点におけるゼロは、４次である。そのようなジ
ェネレータについての伝達関数は、
器 先のセクションにおいて説明した高性能単一周波数トー
ン検出器は、多重トーン検出器を構成するためにビルデ
ィングブロックとして使用することができる。図９に示
された二重トーン発生器のｚ平面極−ゼロプロットを考
える。原点におけるゼロは、４次である。そのようなジ
ェネレータについての伝達関数は、
【数１９】 そして、本発明の方法論によるアプローチは、上述した
単一トーン方法論を使用する２つの単一トーン検出器を
カスケード接続し、他のブロックが求めているトーンで
はない１つのトーンを検出するために、それぞれを適応
させることにより、二重トーン検出器を構成することで
ある。この概念的な構成は、図１０にブロック図の形で
示されている。
単一トーン方法論を使用する２つの単一トーン検出器を
カスケード接続し、他のブロックが求めているトーンで
はない１つのトーンを検出するために、それぞれを適応
させることにより、二重トーン検出器を構成することで
ある。この概念的な構成は、図１０にブロック図の形で
示されている。
【００５６】その様なカスケード接続された単一周波数
トーン検出器の伝達関数は、
トーン検出器の伝達関数は、
【数２０】 簡単のために、第１のフィルタの極の半径は、第２のフ
ィルタの極の半径と同じであると仮定されている。
ィルタの極の半径と同じであると仮定されている。
【００５７】２つの単一周波数検出器についての更新方
程式は、
程式は、
【数２１】
【数２２】 ここで、正規化は、以下に決定されるようにｙ（ｎ）ま
たはｃ（ｎ）のいずれかに関する。適応形ＩＩＲ単一周
波数検出器について使用される誘導にしたがって、
たはｃ（ｎ）のいずれかに関する。適応形ＩＩＲ単一周
波数検出器について使用される誘導にしたがって、
【数２３】 しかし、ｗ（ｎ）は、単純に、第１段からの出力である
誤差信号である。したがって、式（１５）から、
誤差信号である。したがって、式（１５）から、
【数２４】 ここで、正規化は、ｃ1およびｈ2の渦巻に関する。
【００５８】第２の適応形単一周波数ＩＩＲトーン検出
器についての更新は、同様に導かれる。
器についての更新は、同様に導かれる。
【数２５】 しかし、第２のブロックは、上述した単一周波数トーン
検出器とまさに同じように機能する。その誤差出力は、
カスケード接続されたシステムの全体の誤差出力であ
り、その入力はｗ（ｎ）である。したがって、第２のブ
ロックについての更新方程式は、
検出器とまさに同じように機能する。その誤差出力は、
カスケード接続されたシステムの全体の誤差出力であ
り、その入力はｗ（ｎ）である。したがって、第２のブ
ロックについての更新方程式は、
【数２６】
【００５９】半径更新方程式は、式（１７）および（１
８）と同様のルールに従うと仮定される。式（１７），
（１８），（２４）および（２６）は、適応半径の適応
形ＩＩＲ２０トーン検出器についての更新方程式であ
る。このプロセスのブロック図は図１１に示されてい
る。
８）と同様のルールに従うと仮定される。式（１７），
（１８），（２４）および（２６）は、適応半径の適応
形ＩＩＲ２０トーン検出器についての更新方程式であ
る。このプロセスのブロック図は図１１に示されてい
る。
【００６０】図１２および１３は、以下の例示的な特性
に基づく周波数推定および二重トーン検出器の信号対雑
音比の性能を示している。 ・８ＫＨｚのサンプリングレート ・−２７ｄＢｍの電力レベルにおける白色ガウス雑音の
４００個のサンプル。 ・１ＫＨｚ、−１７ｄＢｍにおけるトーン、３ＫＨｚ、
−１７ｄＢｍにおけるトーン、および−２７ｄＢｍの電
力レベルにおける白色ガウス雑音の和の４００個のサン
プル。 ・ステップサイズは０．０１に設定されている。 ・Ｂ１およびＢ２の値が、２つのブロックのそれぞれ
が、スペクトルの反対側の端からトーンの探査を開始す
るように、１．０および−１．０に初期化される。
に基づく周波数推定および二重トーン検出器の信号対雑
音比の性能を示している。 ・８ＫＨｚのサンプリングレート ・−２７ｄＢｍの電力レベルにおける白色ガウス雑音の
４００個のサンプル。 ・１ＫＨｚ、−１７ｄＢｍにおけるトーン、３ＫＨｚ、
−１７ｄＢｍにおけるトーン、および−２７ｄＢｍの電
力レベルにおける白色ガウス雑音の和の４００個のサン
プル。 ・ステップサイズは０．０１に設定されている。 ・Ｂ１およびＢ２の値が、２つのブロックのそれぞれ
が、スペクトルの反対側の端からトーンの探査を開始す
るように、１．０および−１．０に初期化される。
【００６１】図１４および１５は、雑音電力が−１７ｄ
Ｂｍに上昇させられた場合のフィルタの性能を示す。そ
の様な場合、雑音電力および各トーンの電力は等しい。
最後の２００個の周波数推定値の平均は、９９６．６３
５Ｈｚおよび３００１．２５Ｈｚである。１Ｋｈｚのト
ーンに適応されるブロックの周波数推定値の範囲は、９
８５．２２６Ｈｚないし１００８．００Ｈｚである。３
Ｋｈｚトーンに適応されるブロックについての周波数推
定値の範囲は、２９９８．０４Ｈｚないし３００６．１
２Ｈｚである。
Ｂｍに上昇させられた場合のフィルタの性能を示す。そ
の様な場合、雑音電力および各トーンの電力は等しい。
最後の２００個の周波数推定値の平均は、９９６．６３
５Ｈｚおよび３００１．２５Ｈｚである。１Ｋｈｚのト
ーンに適応されるブロックの周波数推定値の範囲は、９
８５．２２６Ｈｚないし１００８．００Ｈｚである。３
Ｋｈｚトーンに適応されるブロックについての周波数推
定値の範囲は、２９９８．０４Ｈｚないし３００６．１
２Ｈｚである。
【００６２】上述した二重周波数トーン検出器を構成す
るためのカスケード接続アプローチを、入力ストリーム
中に白色雑音を加えられた３つまたは４つ以上のトーン
の検出を取り扱うことに拡張することは、本発明の当業
者にとって明かなことである。
るためのカスケード接続アプローチを、入力ストリーム
中に白色雑音を加えられた３つまたは４つ以上のトーン
の検出を取り扱うことに拡張することは、本発明の当業
者にとって明かなことである。
【００６３】ＩＩＩ．結論 かなり大きな追加的なガウス白色雑音が存在する場合に
も、１つまたは２つ以上の関係するトーンを見つけだ
し、かつノッチするために有効な適応形ＩＩＲトーン検
出器が示されている。また、このフィルタは、干渉が追
加的なトーンで構成される場合、入力ストリーム中の干
渉をキャンセルするために使用され得る。周波数推定変
数（Ｂ）の値を監視することにより、入力ストリーム中
のトーンの周波数を決定することができる。フィルタの
状態変数を監視することにより、トーンの振幅および位
相を決定することができる。入力、誤差出力および中間
信号（即ち、二重周波数の場合におけるｗ（ｎ）信号）
を監視することにより、いつフィルタが収束したかおよ
び関係する信号対雑音比を決定することができる。
も、１つまたは２つ以上の関係するトーンを見つけだ
し、かつノッチするために有効な適応形ＩＩＲトーン検
出器が示されている。また、このフィルタは、干渉が追
加的なトーンで構成される場合、入力ストリーム中の干
渉をキャンセルするために使用され得る。周波数推定変
数（Ｂ）の値を監視することにより、入力ストリーム中
のトーンの周波数を決定することができる。フィルタの
状態変数を監視することにより、トーンの振幅および位
相を決定することができる。入力、誤差出力および中間
信号（即ち、二重周波数の場合におけるｗ（ｎ）信号）
を監視することにより、いつフィルタが収束したかおよ
び関係する信号対雑音比を決定することができる。
【００６４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
信号チャネル中にかなり大きな雑音が存在する場合に、
関係する信号の周波数に接近して適応させることが可能
な適応形デジタルフィルタを提供することができる。
信号チャネル中にかなり大きな雑音が存在する場合に、
関係する信号の周波数に接近して適応させることが可能
な適応形デジタルフィルタを提供することができる。
【図１】二次デジタルフィルタについてのＺ平面図
【図２】一般化された適応形デジタルフィルタを示すブ
ロック図
ロック図
【図３】二次ＩＩＲデジタルノッチフィルタについての
Ｚ平面図
Ｚ平面図
【図４】本発明によるＩＩＲ適応形トーン検出器につい
ての周波数推定値および信号対誤差比を示す図
ての周波数推定値および信号対誤差比を示す図
【図５】本発明によるＩＩＲ適応形トーン検出器につい
ての周波数予測値および信号対誤差比を示す図
ての周波数予測値および信号対誤差比を示す図
【図６】本発明によるＩＩＲ適応形トーン検出器につい
ての周波数利得特性を示す図
ての周波数利得特性を示す図
【図７】本発明による固定半径および適応形半径ＩＩＲ
トーン検出器の性能を比較するための図
トーン検出器の性能を比較するための図
【図８】本発明による固定半径および適応形半径ＩＩＲ
トーン検出器の性能を比較するための図
トーン検出器の性能を比較するための図
【図９】デュアルトーン生成器についてのＺ平面極ゼロ
を示す図
を示す図
【図１０】本発明によるデュアルトーンの検出を示すブ
ロック図
ロック図
【図１１】本発明によるマルチトーン周波数検出器の詳
細を示すブロック図
細を示すブロック図
【図１２】本発明によりデュアルトーン検出器について
の周波数推定値および信号対誤差比を示す図
の周波数推定値および信号対誤差比を示す図
【図１３】本発明によるデュアルトーン検出器について
の周波数推定値および信号対誤差比を示す図
の周波数推定値および信号対誤差比を示す図
【図１４】信号電力と雑音電力が等しい場合の、デュア
ルトーンの特性を示す図
ルトーンの特性を示す図
【図１５】信号電力と雑音電力が等しい場合の、デュア
ルトーンの特性を示す図
ルトーンの特性を示す図
１ 信号源 ５ デジタイザ １０ プロセッサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｑ 1/45 Ｈ０４Ｑ 1/45 Ｂ (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 カール ジェローム メイ アメリカ合衆国，07733 ニュージャージ ー，ホルムデル，ドナー ストリート 15
Claims (19)
- 【請求項１】 （Ａ）所定のサンプリングレートで入力
信号をある時間間隔に渡ってサンプリングし、各サンプ
リング点における前記入力信号の値にほぼ比例する数値
のシーケンスを提供するステップと、 （Ｂ）前記数値のシーケンスをデジタルフィルタアルゴ
リズムで処理するステップと、 （Ｃ）前記周波数帯域中の少なくとも１つの関係する周
波数の存在を検出する為に、Ｚ平面ゼロを所定の周波数
帯域に対応する単位円の外周に沿って変位させるステッ
プと、を有する入力信号中の少なくとも１つの周波数を
適応性をもって検出する方法において、 前記アルゴリズムは、 前記少なくとも１つの周波数に対応する規準軸に対し
て、ある放射角でＺ平面単位円上に配置された少なくと
も１つのＺ平面ゼロを前記フィルタが有するように選ば
れたパラメータを有し、かつ前記単位円内にあり、前記
Ｚ平面についての原点から変位された前記少なくとも１
つのＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なく
とも１つのＺ平面極を有することを特徴とする入力信号
中の周波数を適応性をもって検出する方法。 - 【請求項２】 前記Ｚ平面ゼロを変位させるステップ
（Ｃ）が、 （Ｃ１）それ自体が前記関係する周波数に関する適応化
項の関数として、ある時間間隔についての前記入力信号
の推定値を決定するステップと、 （Ｃ２）前記推定値を前記時間間隔における前記入力信
号の実際の値と比較し、前記推定値と前記実際の値との
間の差に関する誤差項を演算するステップと、 （Ｃ３）前記誤差項の値に基づいて、前記適応化項を更
新するステップと、 （Ｃ４）誤差項がしきい値よりも低くなるまで、前記決
定ステップ、前記比較ステップおよび前記更新ステップ
を反復させるステップとを含むことを特徴とする請求項
１記載の方法。 - 【請求項３】 前記適応化項が、 前記誤差項と前記入力信号の関数の積の極性に対応する
方向に更新されることを特徴とする請求項２記載の方
法。 - 【請求項４】 前記Ｚ平面ゼロを前記単位円の外周に沿
って変位させるステップが実行されるときに、前記少な
くとも１つのＺ平面極の変位量を変化させるステップを
さらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項５】 前記入力信号が、未知の周波数における
正弦波信号を含む信号パターンのデジタル表現の形であ
る入力信号中の未知の周波数を検出する方法において、 （Ａ）前記デジタル化された入力信号をデジタルフィル
タアルゴリズムで処理するステップと、 （Ｂ）前記未知の周波数の周波数帯域中の存在を検出す
る為に、前記Ｚ平面ゼロを所定の周波数帯域に対応する
単位円の外周に沿って変位させるステップとを有し、
前記アルゴリズムは、 前記少なくとも１つの周波数に対応する基準軸に対し
て、ある放射角でＺ平面単位円上に配置された少なくと
も１つのＺ平面ゼロを前記フィルタが有するように選ば
れたパラメータを有し、かつ前記単位円内にあり、前記
Ｚ平面についての原点から変位された前記少なくとも１
つのＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なく
とも１つのＺ平面極を有することを特徴とする入力信号
中の未知の周波数を検出するための方法。 - 【請求項６】 前記Ｚ平面ゼロを変位させるステップ
（Ｂ）が、 （Ｂ１）それ自体が前記関係する周波数に関する適応化
項の関数として、ある時間間隔についての前記入力信号
の推定値を決定するステップと、 （Ｂ２）前記推定値を前記時間間隔における前記入力信
号の実際の値と比較し、前記推定値と前記実際の値との
差に関する誤差項を演算するステップと、 （Ｂ３）前記誤差項の値に基づいて、前記適応化項を更
新するステップと、 （Ｂ４）誤差項がしきい値よりも低くなるまで、前記決
定ステップ、前記比較ステップおよび前記更新ステップ
を反復させるステップとを有することを特徴とする請求
項５記載の方法。 - 【請求項７】 前記適応化項が、前記誤差項と前記入力
信号の関数との積の極性に対応する方向に更新されるこ
とを特徴とする請求項６記載の方法。 - 【請求項８】 前記Ｚ平面ゼロを前記単位円の前記外周
に沿って、変位させるステップが実行されるときに、前
記少なくとも１つのＺ平面極の変位量を変化させるステ
ップをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の方
法。 - 【請求項９】 複数の周波数のそれぞれにおける正弦波
信号を含む信号パターンのデジタル表現の形での入力信
号中の複数の周波数を適応性をもって検出するための方
法において、 （Ａ）前記デジタル化された入力信号をデジタルフィル
タアルゴリズムで処理するステップと、 （Ｂ）前記複数の周波数の内の１つの周波数の周波数帯
域中の存在を検出する為に、所定の周波数帯域に対応す
る前記単位円の外周に沿って、Ｚ平面ゼロを変位させる
ステップと、 （Ｃ）前記複数の周波数を含む各周波数を検出するため
に、前記処理ステップおよび前記変位ステップを繰り返
して反復するステップとを有し、 前記アルゴリズム
は、 前記少なくとも１つの周波数に対応する基準軸に対し
て、ある放射角でＺ平面単位円上に配置された少なくと
も１つのＺ平面ゼロを前記フィルタが有するように選ば
れたパラメータを有し、かつ前記単位円内にあり、前記
Ｚ平面についての原点から変位された前記少なくとも１
つのＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なく
とも１つのＺ平面極を有することを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 前記Ｚ平面ゼロを変位させるステップ
（Ｂ）が、 （Ｂ１）それ自体が前記関係する周波数に関する適応化
項の関数としてある時間間隔についての前記入力信号の
推定値を決定するステップと、 （Ｂ２）前記推定値を前記時間間隔において、前記入力
信号の実際の値と比較し、前記推定値と前記実際の値と
の差に関する誤差項を演算するステップと、 前記誤差項の値に基づいて、前記適応化項を更新するス
テップと、 （Ｂ３）誤差項がしきい値よりも低くなるまで、前記決
定ステップ、前記演算ステップおよび前記更新ステップ
を反復させるステップとを含むことを特徴とする請求項
９記載の方法。 - 【請求項１１】 前記適応化項が、前記誤差項と前記入
力信号の関数との積の極性に対応する方向に更新される
ことを特徴とする請求項１０記載の方法。 - 【請求項１２】 前記単位円の前記外周に沿って前記Ｚ
平面ゼロを変位させるステップが実行されるときに、前
記少なくとも１つのＺ平面極の変位量を変化させるステ
ップをさらに含み、 前記繰り返し反復させるステップが、前記変位量を変化
させるステップを含むことを特徴とする請求項１０記載
の方法。 - 【請求項１３】 無限インパルス応答フィルタを入力信
号に適応させることにより少なくとも１つの関係するパ
ターンを適応性をもって検出するための方法において、 （Ａ）前記信号のＺ変換が少なくとも１つの適応化係数
を有すること、かつ前記信号の限定形式の記述が実現で
きることにより特徴づけられた信号のクラスから前記入
力信号を選択するステップと、 （Ｂ）前記少なくとも１つの適応化係数の内の１つを、
適応化反復についての誤差項が前記入力信号の関数と同
相である場合に、第１の方向に修正し、前記誤差項およ
び前記入力信号の関数が前記適応化反復と同相でない場
合に、第２の方向に修正するステップとを含むことを特
徴とする方法。 - 【請求項１４】 （Ａ）デジタル化された入力信号をデ
ジタルフィルタアルゴリズムで処理する手段と、 （Ｂ）未知の周波数の前記周波数帯域中の存在を検出す
る為に、Ｚ平面ゼロを、所定の周波数帯域に対応する単
位円の外周に沿って変位させる手段とを有し、 前記ア
ルゴリズムは、 前記少なくとも１つの周波数に対応する基準軸に対し
て、ある放射角でＺ平面単位円上に配置された少なくと
も１つのＺ平面ゼロを前記フィルタが有するように選ば
れたパラメータを有し、かつ前記単位円内にあり、前記
Ｚ平面についての原点から変位された前記少なくとも１
つのＺ平面ゼロに対する半径に沿って配置された少なく
とも１つのＺ平面極を有することを特徴とする適応形無
限インパルス応答フィルタ。 - 【請求項１５】 前記変位させる手段（Ｂ）が、 （Ｂ１）それ自体が前記関係する周波数に関する適応化
項の関数として時間間隔についての前記入力信号の推定
値を決定するための手段と、 （Ｂ２）前記推定値を前記時間間隔における前記入力信
号の実際の値と比較し、前記推定値と前記実際の値との
差に関する誤差項を演算するための手段と、 （Ｂ３）前記誤差項の値に基づいて、前記適応化項を更
新するための手段と、 （Ｂ４）誤差項がしきい値よりも低くなるまで、前記決
定機能、前記比較機能、および前記更新機能を反復させ
るための手段とをさらに含むことを特徴とする請求項１
４記載の適応形無限インパルス応答フィルタ。 - 【請求項１６】 （Ｃ）前記Ｚ平面ゼロを前記単位円の
外周に沿って変位させるステップが実行されるときに、
前記少なくとも１つのＺ平面極の変位量を変化させるた
めの手段をさらに含むことを特徴とする請求項１４記載
の適応形無限インパルス応答フィルタ。 - 【請求項１７】 複数の未知の周波数を検出する手段を
さらに含み、 前記処理手段および前記変位手段のカス
ケード接続されたアレイが、前記入力信号に適応され、 前記アレイが、前記複数の未知の周波数中の周波数の数
に少なくとも等しい数のカスケード接続を含むことを特
徴とする請求項１４記載の適応形無限インパルス応答フ
ィルタ。 - 【請求項１８】 複数の未知の周波数を検出するための
手段をさらに含み、前記処理手段、前記第１の変位手段
および前記第２の変位手段のカスケード接続されたアレ
イが前記入力信号に適応され、 前記アレイが、前記複数の未知の周波数中の周波数の数
に少なくとも等しい数のカスケード接続を含むことを特
徴とする請求項１６記載の適応形無限インパルス応答フ
ィルタ。 - 【請求項１９】 入力信号中の少なくとも１つの関係す
るパターンを検出するための適応形無限インパルス応答
フィルタにおいて、 前記入力信号は、前記信号のＺ変換が少なくとも１つの
適応化係数を有することになること、かつ前記信号の限
定形式の記述が実現可能であることで特徴づけられたク
ラスの信号から選択され、 前記フィルタが適応化反復のための誤差項が前記入力信
号の関数と同相である場合に、前記少なくとも１つの適
応化係数の内の１つを第１の方向に修正し、前記誤差項
および前記入力信号の関数が前記適応化反復と同相でな
い場合に、第２の方向に修正するように動作することを
特徴とする適応形無限インパルス応答フィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/615,547 US5734577A (en) | 1996-03-11 | 1996-03-11 | Adaptive IIR multitone detector |
| US615547 | 1996-03-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09307402A true JPH09307402A (ja) | 1997-11-28 |
Family
ID=24465863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9030098A Pending JPH09307402A (ja) | 1996-03-11 | 1997-02-14 | 入力信号中の周波数を適応性をもって検出する方法および適応形無限インパルス応答フィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5734577A (ja) |
| EP (1) | EP0795986A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09307402A (ja) |
| CA (1) | CA2196010C (ja) |
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1996
- 1996-03-11 US US08/615,547 patent/US5734577A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-01-27 CA CA002196010A patent/CA2196010C/en not_active Expired - Fee Related
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