JPH10505980A

JPH10505980A - デジタル的に変調されたデータ信号を復調する方法

Info

Publication number: JPH10505980A
Application number: JP8510440A
Authority: JP
Inventors: ダブリュ．デント，ポール
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1995-09-01
Publication date: 1998-06-09
Also published as: EP0782803B1; US5646963A; AU3729595A; FI971052A0; CN1084993C; US5568518A; CA2199932A1; FI971052A7; US5615231A; DE69534023D1; RU2144739C1; DE69534023T2; EP0782803A1; CN1162380A; WO1996008905A1; AU690350B2

Abstract

(57)【要約】デジタル的に変調されたデータ信号を復調あるいは復号化する方法が開示され、この方法において、最も可能性が大きく送信されたデータパラメータを決定することと平行に、ＡＧＣパラメータは保持されかつ更新されるか放棄される。最初に、受信信号は数値信号サンプルを得るようにアナログからデジタルに変換される。次いで、数値信号サンプルは、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連したスケーリングファクタを用いて、各シーケンスに対する不整合値を決定するために、上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較される。この時に、不整合値は論理的に自己無矛盾である。次いで、最も低い累積不整合値が、新たなシーケンスを論理的に先行することができる全ての先立ったシーケンスの中から選択され、上記新たなシーケンスからの不整合値で蓄積されるようにし、その際に上記選択された不整合値が最良の先行するもののシーケンスを表すようにする。次いで、上記最良の先行するものに関連したスケーリングファクタが選択され、上記新たなシーケンスと関連されるべきスケーリングファクタを得るためにスケーリングファクタは更新される。

Description

【発明の詳細な説明】デジタル的に変調されたデータ信号を復調する方法発明の分野本発明はデジタル的に変調された信号を受信するように意図した無線受信機に関し、より詳細には、デジタル的に変調されたデータ信号を復調あるいは復号化する方法に関する。発明の背景デジタル変調方法は、信号位相角がデジタル情報を伝送するが信号振幅は意味を持たないような純粋な位相変調方法、情報が振幅レベルを変えることによって伝達される振幅変調方法、およびハイブリッド方法を含んでいる。純粋な位相変調方法を用いる場合でさえ、信号がエコーあるいは時間分散といった損傷を受けるチャンネルを通る時には、受信信号は、根底にある情報ビットに依存する振幅変動を持つことになる。これらの状況で良好な性能特性を有する特別な検波方法では信号振幅変動の情報を使用する。情報が振幅変動で伝えられる時には、任意の伝搬路による送信機および受信機間の随意的な振幅変化を除去するために、あるスケーリングが受信機で必要となる。このスケーリングは受信機の自動利得制御器（ＡＧＣ）によって有効となる。ＡＧＣシステムが受信信号の前後の変化に迅速にあるいはゆっくりと適応するかどうかを決定する上でジレンマが生じ、余りにも急であれば、情報伝達振幅変動は部分的に取り除かれてしまい、余りにもゆっくり過ぎれば、受信機は、例えば移動受信機変化位置により変化する伝搬路の変動に適応しなくなる。アナログのＡＭ受信機で６０年余り使用されていた原型的なＡＧＣシステムは、通常送信信号の振幅を平均値の上下で等しく揺らす情報変調に基づいている。受信信号の平均値を移動平均計算の助けで、すなわちローパスフィルタで検出することによって、検出器での平均受信信号レベルが所望の範囲内にあるかが決定されることができ、あるいはそうでない場合は、受信機のある増幅段（単数、または複数の）の利得が所望の範囲内での検出平均となるように増減され得る。更に、最適な時定数、スレッショルド、デッドバンドあるいは種々の増幅段間での利得制御の配分の選択についての従来技術が存在する。最近、数値信号処理のための装置の出現により、マイクロプロセッサプログラム内で最適なＡＧＣ機能を構成させるための一層の融通性を設計者に与えるようになってきている。レーダの発達の状態を持ってすれば、受信機の適切な利得を決定するために、目標からのエコーの戻り信号強度を前もって予測することが不可能であったため、既知のＡＧＣ方法がうまく働かないことは明白であった。その代わりとして、ある形式の受信機および対数増幅器として知られている検出器が考案された。この形式の受信機は連続して飽和する（制限する）増幅器および検出器段のチェーンからなっており、ここで検出器出力は加算される。弱い信号はこの増幅チェーンの終わりで検出器を動作し得るに過ぎない。信号レベルが大きくなるにつれて、この最後の増幅器および検出器が飽和し、他方先行する段が出力に寄与し始め、徐々にこのようになる。従って、装置は、入力信号が段当たりの増幅度、従って対数特性に等しい因子だけ増大する度に、加算される検出器出力信号の単位増加率を与える。従って、このようにして、受信機は広いダイナミックレンジの信号入力で働くためにＡＧＣを用いる必要性を回避している。周波数ホッピング受信機に用いられる他の異なったＡＧＣ原理はメモリＡＧＣとして知られている。受信機が周波数ホッププロセッサの制御下で多数の周波数チャンネル間で規則正しくあるいは疑似不規則的に巡回する時に、種々の周波数での異なった伝搬損失は選択された周波数に従って利得が制御される必要性を生じさせてしまう。これは、デジタル的に利得が制御される増幅器段を使用することによってなされることができ、そこでは、各選択された周波数に対する利得の設定はメモリから呼び出される。選択された周波数での信号の「ホップ」あるいはバーストを受けた後に、ゲイン設定は更新され、その周波数に対してメモリに書き戻され、この更新された値が次回に使われるようにされる。１つの周波数で行われた観測から他の周波数で使用される利得の部分的な更新を行う手法が、極めて多数のチャンネルのうちの各チャンネルが繁茂には選択されない時でさえ充分な高速性を適応させることができるようにするために往々考案されることができる。レーダの対数増幅器技術に関連した別の異なったＡＧＣ原理が、参照としてここに組み入れる「ログポーラ信号処理」と題する米国特許第５，０４８，０５９号に記載されている。位相角と振幅の両方を有する無線信号はそれを完全に表すために１対の番号シーケンスを必要とする。通常の通り、デカルトベクトル表記が用いられており、ここで、無線信号はＸ（コサインあるいは同相成分）およびＹ（サインあるいは直角成分）で表される。無線信号は、それをコサイン基準信号とサイン基準信号とに掛算し、それら結果を濾波し次いで引き続く数値処理のためにそれらをデジタル化することによってそのＩおよびＱ成分に分解されることになる。この通常の手法においては、ＡＧＣはアナログ対デジタル変換器のダイナミックレンジの最適な部分内のデジタル化の点に信号レベルを保持することが必要とされる。上述した特許に記載される方法において、パスカル表記は使用されないが、位相関連値を得るために最終増幅器段の飽和出力をデジタル化すると同時に、レーダ形対数受信機の検出器出力をデジタル化することによって信号振幅の対数が決定されるような局座標表記が使用される。この態様で、ＡＧＣスケーリングを決定する前に、全体的なベクトル的性質を保持している無線信号をデジタル化することが可能となる。次いで、情報を振幅変動で含んだ信号を最良の復調のために使用するスケーリングが多数の信号処理器での事後処理によって決定されることができる。受信機のＡＧＣに密に関連した問題点は自動周波数制御（ＡＦＣ）である。ＡＦＣの目的は、送信機あるいは受信機の周波数の不正確さまたは周波数あるいは位相変調によって伝送される情報の抽出を他に阻害してしまう相対移動によるドップラシフトに関連した周波数誤差を取り除くことにある。同様なジレンマがＡＧＣシステムの設計の場合のようにＡＦＣの設計にも存在し、これは、他の変動源から決定されなければならない未知の根底にある情報によって生じる変動をどのようにして分離するかである。米国特許第５，１３６，６１６号は、ＡＦＣ制御値の幾つかの仮定が受信信号の根底にあるデータ変調シーケンスの対応する仮定に関連して保持される方法を記載し、ＡＦＣ値は維持されかつ更新されるか放棄され、それと同時に、関連したデータシーケンスのどれが補正されるべきかの決定がなされる。開示の概要本発明の一実施例の目的は、種々の仮定された送信データパターンに対応するＡＧＣパラメータの多数の値を保持し、最も可能性が大きく送信されたデータパターンを決定することと平行に、どのＡＧＣパラメータを維持しかつ更新するかあるいは放棄すべきかの決定を行うことによって、従来技術の問題点を解消することにある。本発明の一実施例によれば、受信したデジタルデータ被変調信号を復号化あるいは復調する方法が開示される。最初に、受信信号は数値信号サンプルを得るためにアナログからデジタルに変換される。次いで、数値信号サンプルは、各シーケンスに対する不整合値を決定するためにシンボルシーケンスのそれぞれと関連したスケーリングファクタを用いて多数の可能なシンボルシーケンスそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較される。この時に、不整合値は論理的に自己無矛盾である。次いで、最も低い累積不整合値が、新たなシーケンスより（この新たなシーケンスからの不整合値で蓄積されるように）論理的に先行できる全ての前のシーケンスから選択され、ここで選択された不整合は最良の先行するもののシーケンスを識別する。この最良の先行するものに関連したスケーリングファクタが次いで選択され、スケーリングファクタは新たなシーケンスと関連させられるべきスケーリングファクタを得るように更新される。図面の簡単な説明本発明のこれらおよび他の特徴および長所は、図面に関連して利用される以下の記載から当業者にとって容易に明白となるであろう。第１図は本発明による２進シンボルのための１６ステートＭＬＳＥ復調器を示す。第２図は本発明の一実施例によるログポーラ演算を用いるＭＬＳＥ復調器を示す。第３図は本発明の一実施例によるログポーラメトリックコンピュータを示す。第４図は本発明の他の実施例による他のログポーラメトリックコンピュータを示す。第５図は本発明の一実施例によるステート毎ＡＦＣおよびＡＧＣを一緒に備えているＭＬＳＥデコーダを示す。第６図は本発明の一実施例による結合したＡＦＣおよびＡＧＣのためのログポーラメトリックコンピュータを示す。開示の詳細な説明本発明は、主に、それが他の種々の通信への応用に使用され得ることを当業者によって理解されるであろうが、セルラー通信システムに使用するように意図している。本発明は、データシンボルが対応する送信信号波形により伝送され、送信スペクトルの制限の目的のための送信機での意図的な濾波、干渉信号を取り除く目的のための受信機での意図的な濾波あるいは反射対象からのエコーによる伝送路の突然の悪化のため、受信サンプルが単一の受信データシンボルではなく幾つかの近隣のシンボルに依存するように受信波形がシンボル間干渉（ＩＳＩ）を受けてしまうようなデジタル的に変調された信号を受信する受信機に関する。換言すれば、送信チャンネルのために、シンボルは互いに汚染されてしまうことになる。これは、純粋に位相変調された信号がデータ依存振幅変調および位相変調で受けられるようにしてしまい、同様に純粋に振幅変調された信号は位相変調を加えられて受信されるようにしてしまう。データ変調は、種々の方法、例えば位相シフトキーイング、直角位相シフトキーイング、最小シフト周波数変調、ガウス濾波最小シフト周波数変調、多レベル振幅、位相あるいは周波数変調、多レベル直角振幅変調、インパルス励起直角振幅変調、およびＰｉ／４回転直角位相シフトキーイングを用いて行うことができる。これらの効果を受ける信号を復調する既知の方法は変調データ源と変調器との間の全伝送路のモデルを用いる。このモデルは全ての可能なデータシンボルシーケンスに対する受信信号サンプルの位相および振幅の両方、すなわち複素ベクトルを予測するために使用される。次いで、これらの予測は実際の受信信号サンプルと比較され、どの仮定データシンボルシーケンスが最良の整合を与えるかについての決定が行われる。考慮するために必要な可能なデータシーケンスの数は有限である。与えられたシンボルが直ぐ周辺のシンボルからだけＩＳＩを受けるならば、受信信号サンプルを予測する上で、全ての可能なシンボル３つ組を考慮するだけで十分である。従って、２進シンボルを用いると、単に８つの可能な組み合わせを考慮するだけでよくなる。４つ組変調を用いる場合には、考慮すべき６４の可能な組み合わせとなる。シンボル３つ組のための決定はそれが部分的に重なるシンボル３つ組と一致する必要がある。例えば、２進３つ組１１０は、前の３つ組が０１１であったものと決定され、次が１００あるいは１０１であると決定されると、最良であると論理的に決定され得る。これは次に示されるように３つの３つ組が部分的に重なるからである。独立して３つの連続した３つ組に対して取られ得る８×８×８＝５１２の可能な決定のうちで、２×８×２＝３２だけが論理的に一致する。ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムとして通常知られている逐次的最尤シーケンス評価アルゴリズムが上記制約でシンボルの最良の論理的に一致するシーケンスを決定するために使用されてもよい。上のことから理解され得るように、２進の場合には、各可能な新たな３つ組に対して２つの許される先行のものの３つ組だけが存在する。ビタビアルゴリズムは、予測した信号サンプルと受信した信号サンプルとの間のデータについての蓄積された不整合を表す、８つの可能なシンボル３つ組のそれぞれに対するパスメトリックと呼ばれるスコアを保持することによって機能する。新たな予測が新たな信号サンプルと比較される時に、その２つの可能な先行のもののパスメトリックの下位のものだけに新たな不整合が蓄積され、その結果は８つのシンボルシーケンスの新たな組の１つに対する新たなパスメトリックとなる。このようなパスメトリックの対の下位のものは、信号サンプルが３つのビットに依存するような場合にはただ４つの値を記憶するように実際は予め計算されることができる。一般的に、ビタビアルゴリズムは、「ステート」と呼ばれるＭ^N-1候補シンボルシーケンスを維持し、ここでＭはアルファベットの種々のシンボル値の数であり、Ｎは各信号サンプルが依存するシンボルの数である。本発明による２進シンボルのための１６ステートＭＬＳＥの図式的表記が第１図に示されている。多数の電子的記憶素子がステートと呼ばれる群に配列され、ステート番号は２^n-1であり、ここでｎは各信号サンプルが継続的な信号サンプルの数である。この用語はまたチャンネルのインパルス応答長にも用いられる。各ステートに対する記憶器は３つの異なった形式の情報、各ステートに関連したいわゆるビット履歴、各ステートに関連したパスメトリックおよび各ステートに関連したＡＧＣあるいはスケーリングパラメータを保持する。記憶メモリ内のデータの位置については暗黙的であるために、（ｎ−１）ビットのステート番号を明示的に記憶することは必要ない。ＭＬＳＥデコーダの重要な部分はチャンネルのモデルおよび送信機の変調プロセスの独特の部分であり、これらは、どの信号サンプル値が送信される所定のシンボルシーケンスに対して受信されなければならないかを予測するために使用される。往々、変調プロセスは扇形であり、それおよびチャンネルは以下の扇形の組み合わせによって表され得る。Ｒ（ｉ）＝Ｃｏ・Ｓ（ｉ）＋Ｃ１・Ｓ（ｉ−１）＋Ｃ２・Ｓ（ｉ−２）．．．．．．＋Ｃ（ｎ- ２）・Ｓ（ｉ−ｎ＋２）ここで、Ｃｏ、Ｃ１、Ｃ２．．．．Ｃ（ｎ−２）はｎ−２の複素計数であり、Ｓ（ｉ）、Ｓ（ｉ−１）、等は値＋１あるいは−１のｎ−２の成功裡に送信されたビットである。Ｒ（ｉ）はビットのその組み合わせのための予測された複素受信サンプル値である。係数Ｃｏ．．．．．Ｃ（ｎ−２）は受信機にａ−優先で既知のデータシンボルのトレーニングを送ることによって一般的に設定される。このシンボルコードすなわちトレーニングパターンは送信の始めかあるいは送信時の規則的な間隔でチャンネルモデルが必要な複素係数を設定する。しかしながら、信号レベルがこれら間隔の間でドリフトし、受信サンプルと振幅を異にする予測が開始されるようにすることが可能である。第１図の１６ステートの例において、チャンネルモデルは５つの継続したシンボル（４つはステート番号にとって暗黙的で、１つは新たなシンボルのものである）に依存するよう受信したＩ，Ｑ値を予測し、これらは１あるいは０になることができ、まだ決定されていない。予測された値は受信値と比較され、和−２乗差は次のようにして計算される。（Ｉｐ−Ｉｒ）²＋（Ｑｐ−Ｑｒ）² ここで、サフィックスｐは予測値を表し、ｒは受信値を表す。この和−２乗不整合はそのステートに対して記憶されている累積不整合に加えられ、最上位ビット位置だけが相違するステート番号と同様に計算された値と比較される。これは、１つの場所から左側に、かつＩ，Ｑ値に影響する５ビット窓から外れて移動しようとするビットである。ステート番号０ａｂｃおよび１ａｂｃが新たなビット‘ ｄ’に左シフトすると、それらは新たなステート番号ａｂｃｄを共に発生し、２つの元のステート、継続したパスメトリックに新たな和−２乗不整合を加えたもののどれがこの新たなステート番号ａｂｃｄのための累積されたパスメトリックになるべきであるかが決定されなければならない。この決定は上述した比較の結果として行われ、選ばれた先行のもののステートはどれが低いパスメトリックを与えるかである。新たなパスメトリックがある選択された先行のもののステートから得られるということに加えて、ステート番号の左へのビット履歴（すなわち、このステート番号のものよりも古いビット）もこの選択された先行のもののステートから新たなステートへコピーされる。これは、ステートに対して記録されたビットシーケンスがそのステートに対して記憶されているパスメトリックと一致することができるようにし、すなわちパスメトリックが、真に、関連したビットシーケンスの結果であったようにする。２つの比較されたステータス０ａｂｃおよび１ａｂｃのａｂｃを０あるいは１の新たなビットｄと共に選択することによって、１６全てのステータスに対する新たな値がこの平均によって計算され、それは１つの信号サンプルを復唱するためにアルゴリズムの１つの反復を終了する。上述のプロセスが次にステップバイステップの態様で記載される。００００と番号が付けられた第１のステップに対して、新たなビットもまた０であると仮定される。従って、０００００が送信されたものと考慮すれば受信されるべきと期待されるようなＩ，Ｑ値を得るために項０００００がチャンネルモデルに適用される。受信された実際のＩ，Ｑ値は上で計算された値と比較され、和−２乗不整合が計算される。この和−２乗不整合はステート００００のためのパスメトリックに加えられ、新たな００００ステートのパスメトリックに対する２つの候補値の１つを得るようにされる。上述の動作は、ここでステート１０００を用いて反復され、その場合新たなパスメトリックのために第２の候補を得るために新たな０の仮定を行う。これら２つの候補パスメトリックは、次いで比較され、下位のパスメトリックが選択される。この時に、選択された先行のもののステート、すなわち００００、１０００からのビット履歴は新たな００００ステートに対するビット履歴となる。更に、シンボル履歴は１つの場所だけ左シフトされ、先行のもののステートの最上位ビットは最初の位置にシフトされる。新たなビットが１であることを仮定した状態で全体のプロセスは反復される。この結果、新たなステート０００１も可能な先行のもの００００および１０００を持ったことになる。全体のプロセスは、あらゆる対の先行のもの、例えば０００１および１００１（新たなステート００１０および００１１となる）、００１０および１０１０（新たなステート０１００および０１０１となる）、００１１および１０１１（新たなステート０１１０および０１１１となる）等に対して反復される。１つのこのような上の反復の終了で、受信したＩ，Ｑサンプルが処理されたことになり、１つの余分のビットが復調されたことになる。１対のステートのうちの１つが生き残るように選択された時にビット履歴が他のビット履歴を上書きする態様であるために、履歴メモリの古いビットは１つのビットに集まろうとする。全てのビット履歴メモリの最も古いビットが一致する場合は、明らかに一層の曖昧さはなく、最終的な決定としてそれが取り出され、ビット履歴は１ビットだけ短縮される。利用されているビット履歴記憶器がいっぱいになる前にこれが生じない場合は、通常のプロシージャは、最終的な決定として、最下位の累積メトリックを有するステートから最も古いビットを選択し、他のステートから最も古いビットを放棄してしまう。しかしながら、任意のステートの履歴を突き止めることができるリンクされたリストを形成するポインタを履歴メモリに記憶するような他のものが存在する。上記のアルゴリズムは、受信したＩ，Ｑ値を予測するためにチャンネルモデルで使用される係数が依然として有効である場合に限って動作する。米国特許第５，１３６，６１６号および同第５，０９３，８４８号は復調の際に信号位相のドリフトに対して予測したあるいは受信した値を補正することを提案しており、補正されないものは必然的に機能不能になって受信値からの予測値の開きとなってしまう。これら特許において、位相補正値はあらゆるステートにおいて記憶されるように提案されていた。これらは、予測したあるいは受信したＩ，Ｑ値を位相ドリフトの補正のために互いに角度的に回転するために使用されている。更に、位相補正値はサンプルが処理される度に、予測が受信サンプルとより良く一致するようになる方向および両だけ更新されるように提案されている。ただ１つのステートが受信データシーケンスの真の仮定を保持しており、他は誤りのものではあるが、その真の仮定が処理されなかったことを表すためには十分な情報を依然として保持しているために、個別の位相補正値が各ステートに対して必要とされる。従って、関連したステート番号でのビットシーケンス仮定が真である想定で位相値が更新されることができるに過ぎない。１対のステートのうちの１つが新たなステートの好適な先行のものとして選択される時には、関連した位相補正値も新たなステートのための位相補正値となるように選択され、更新される。この態様で、真のシーケンスを保持するステートに関連した位相補正値が真のビットシーケンスを用いて計算され、かつ更新されることになる。全てのステートに対して、関連した位相補正値は、関連した履歴のビット値を真のものであるとの想定の下で用いる更新によって作られたものであった。各位相補正値は、これによって、関連したビットシーケンスが真であるとの同じ仮定に全てが基づいている点で、その関連したステートに対して記憶されている他の要素と一致した状態で保持される。本発明において、同様な技術が受信信号を振幅ドリフトに対して補正するために使用される。「ＡＧＣファクタ」あるいはスケーリングファクタが第１図に示されるように、各ステートに対して記憶される。ＡＧＣファクタは、不整合を減少するように、比較時に受信信号あるいは予測値をスケール化するために使用される。このＡＧＣファクタは不整合を更に一層減少する方向および量だけこのプロセスの間に更新される。次に、このプロセスを以下に記載する。スケーリングファクタ“ａ”が受信値Ｉｒ、Ｑｒに与えられると、２乗不整合は（１）式のようになる。 (IP-a・Ir)²+(Qp-a・Qr)² ・・・・・（１） “ａ”に関して微分し、０に等値することによって、“ａ”の最適値は（２）式のようになる。信号および予測を局座標形（Ｒｒ，Ａｒ）（Ｒｐ，Ａｐ）で表すと、“ａ”に関する式は以下のようになる。 LOG(a)=LOG(Rr)-LOG(Rp)+LOGCOS(Ar-Ap) これはログポーラ信号処理の使用に極めて適している。スケーリングファクタ“ａ”が予測値に与えられると、２乗不整合は（３）式のようになる。 (Ir-a・Ip)²+(Qr-a-Qp)² ・・・・・（３） “ａ”に関して微分し、０に等値することによって、“ａ”の最適値は（４）式のようになる。信号および予測を局座標形（Ｒｒ，Ａｒ）（Ｒｐ，Ａｐ）で表すと、“ａ”に関する式は以下のようになる。 LOG(a)=LOG(Rp)-LOG(Rr)+LOGCOS(Ar-Ap) これはログポーラ信号処理の使用に極めて適している。しかしながら、これらの方法には長所も欠点もある。最初の方法の欠点は、ＩｒおよびＱｒが受信機のノイズを受けるため分母ＩｒＩｒ＋ＱｒＱｒが０となってしまうことである。また、信号が減衰していく時に信号のＩｒ、Ｑｒ値がスケーリングファクタだけ増大し、そのためノイズの大きな信号がメトリックに対する大量のエンファシスを前と丁度同じように与えてしまう欠点も考えれる。他方、第２の方法は信号のフェージングで消えた部分からのメトリックの寄与を減少させるが、この消えてしまった信号が適切には復号化されない（その信号対雑音比が依然として良好であったとしても）程多く減少させてしまう。従って、信号および予測値の両者を逆方向にスケール化するメトリックは（５）式で表される。 (a・Ir-Ip/a)²+(a・Qr-Qp/a)² ・・・・・（５）これが“ａ”に関して微分され、０に等値されると、“ａ”の最適値は次のようになる。 a⁴=(Ir²+Qr²)/(Ip²+Qp²)=Rr²/Rp² あるいは LOG(a)=［LOG(Rr)-LOG(Rp)］/2 ・・・（６）この不整合の式（５）を極座標で表すと、（７）式になる。 a²Rr²+Rp²/a²-2・Rp・Rr・COS(Ar-Ap) ・・・・・（７）第１の項は全てのステート番号に対して同一であり、従って最適な先行のもののステートの選択には影響せず、そのためこの項はメトリックの計算から除かれることができる。しかしながら、一連の処理サイクルの終わりで真の最終的なメトリック値を構成する目的のためこの項を別のビンに蓄積することも好ましくなり得る。第２の項は（８）式のようなログポーラ形でＬＯＧ（ａ）と予測を与えれば、計算され得る。 ANTILOG｛2［LOG(Rp)-LOG(a)］｝・・・・・（８）ＡＮＴＩＬＯＧ関数は読み出し専用メモリのルックアップテーブルによって構成されることができる。最後の項は（９）式のように計算され得る。 ANTILOG｛LOG(Rp)+LOG(Rr)+LOG2COS(Ar-Ap)｝・・（９）関数ＬＯＧ２ＣＯＳも角度のコサインを２倍したものの対数の予め計算された値のルックアップテーブルとして構成され得る。（６）式によって与えられる“ａ”の値は瞬時値であるが、瞬時値は式（７）を計算する上で使用する最良の値ではない。瞬時値が式（６）から（７）に置換されるとしたら、“ａ”は相殺し、ＡＧＣファクタは必要なくなることが見出される。これは、一般的に、すなわち振幅不変のメトリックを規定するためにスケーリングと代替的ではあるが、性能は“ａ”の濾波した値が計算式（７）で瞬時値の代わりに使用される時ほど良好ではない。ａ（ｋ，ｎ）としてステート番号“ｋ”における現在の濾波値およびａ（ｋ，ｎ＋１）として更新値を表すことによって、好ましい更新式は次の通りになる。 a(k,n+1)=a(k,n)+(a-a(k,n)/2^m ここで、“ａ”は式（６）によって計算される値であり、２^mは“ｍ”桁の右シフトに対する割り算を簡略化するために選択される。“ｍ”の値は復調器がどのように速く信号振幅の変化に適応するかを決定する。ログポーラの計算が使用される場合に、適切には、式（８）によって必要とされるＬＯＧ（ａ）の値を保持する。Ｌａ（ｋ，ｎ）としてステート“ｋ”における“ａ”の現在の対数を表し、かつＬａ（ｋ，ｎ＋１）として次の値を表すことによって、好ましい更新式は次のようになる。 La(k,n+1)=La(k,n)+(LOG(a)-La(k,n)/2^m （６）からＬＯＧ（ａ）を置換することによって、この式は（１０）になる。 La(k,n+1)=(La(k,n)+(LOG(Rr)/2-LOG(Rp)/2-La(k,n))/2^m ・・・・・（１０）この式は、加算、減算およびシフトのみの固定小数点演算を用いてデジタルロジックで構成され得る。ログポーラ信号処理が選択されるような実施例に対して、第２図は、ログポーラ予測値Ｌｐ＝ＬＯＧ（Ｒｐ）およびＡｐと対数ＡＣＧ値Ｌａ（ｋ）とがそれらの関連ステートに分配される時の復調器の構成を示す。各ステートに対する予測振幅の対数ＬＯＧ（Ｒｐ）のために図示された例示値はフォーマットｘｘｘｘ．ｘｘｘｘでＲｐの自然対数の８ビット整数表示を想定しており、一方位相角値Ａｐは範囲０から２Ｐｉが整数値０から１２７によって表されることを想定している。ＡＧＣ値ＬＯＧ（ａ）の表示はＬＯＧ（Ｒｐ）に対してと同じである。第２図の構成を有する復調器の動作を第３図を参照して次に記載する。例えば、既知の復調器トレーニングパターンの伝送によって、ログポーラ予測値ＬＯＧ（Ｒｐ），Ａｐが全ての可能な５ビットシーケンスに対して評価されているものと想定する。第１のステート（００００）に対して、新たなビットは０であり、１対の予測値ＬＯＧ（Ｒｐ）、Ａｐは新たなビット＝０の場合に対して選択され、そのステートからのＡＧＣ値ＬＯＧ（ａ）と受信したログポーラ信号値ＬＯＧ（Ｒｒ）、Ａｒと共にログポーラコンピュータに与えられるものと仮定する。メトリックコンピュータ２０は式（７）、（８）および（９）とＡＮＴＩＬＯＧおよびＬＯＧ２ＣＯＳルックアップテーブルとの助けを借りて和−２乗不整合を計算する。この不整合はステート００００に対するパスメトリックに加えられ、新たな００００ステートのためのパスメトリックに対する２つの候補値の１つを得る。メトリックコンピュータは、また、例えば式（１０）を用いて、更新される候補ＡＧＣ値を生じさせる。上の動作はステート１０００を用いて反復され、その際に、新たなパスメトリックに対する第２の候補値および更新されたＡＧＣ値に対する第２の候補値を得るために新たな０が仮定される。次いで、これら２つの候補パスメトリックは比較され、下位のパスメトリックが選択される。この時に、選択された先行のもののステート（００００、１０００）からのビット履歴および更新されたＡＧＣ値は新たな００００ステートに対するビット履歴およびＡＧＣ値となる。更に、ビット履歴は１桁左シフトされ、先行するもののステートの最上位ビットは最初の位置にシフトされる。全体のプロセスは、新たなビットが１である仮定で反復される。この結果、新たなステート０００１は可能な先行のもの００００および１０００を同様持つことになる。このプロセスは、次いで、あらゆる対の先行のものに対して反復され、例えば、０００１および１００１（新たなステート００１０および００１１となる）、００１０および１０１０（新たなステート０１００および０１０１となる）、００１１および１０１１（新たなステート０１１０および０１１１となる）等に対して反復される。メトリックコンピュータの他の構成もデカルト（Ｉ、Ｑ）表記を用いて同様可能であり、その際にログポーラ対デカルト変換はルックアップテーブルで行われる。メトリックコンピュータの他の構成も、同様、ログポーラ演算を用いて可能である。第４図は、値（Ｒｐ／ａ）²がＬＯＧ（ａ）の代わりに記憶され、ＬＯＧ（ａ）を更新する代わりに直接更新される。記憶される値をＲａとして表すことによって、好ましい更新式は次の通りになる。Ｒａ（ｎ＋１）＝Ｒａ（ｎ）＋（Ｒｐ³／Ｒｒ−Ｒａ（ｎ））／２^m これはＲｐ³／Ｒｒを対数的に計算することによって構成される。上の形式のメトリックコンピュータの設計における問題点は２乗不整合値およびパスメトリックのダイナミックレンジと、演算に必要なこの結果の語長である。この問題は２つの手段のいずれかで回避され得る。メトリック値に対して同様対数演算を使用することと、復調器トレーニングパターン間で受けられた全体のサンプルブロックを単位の最大振幅までプリスケールすることとである。後者の方法は幾分簡単であり、そのためそれは好適な構成となる。ブロックスケーリングの方法は次のように動作する。受信機は受信した複素サンプルのブロックを組み立てるが、それは、便宜的に、ログポーラ方法によってデジタル化されていてもよい。これは、サンプル振幅が対数形で利用でき、そのため最も大きな振幅に対するスケーリングが最大のログ振幅を見つけそれをブロックの他のログ振幅から減算することを単に必要とするに過ぎないといった長所を有している。最大振幅Ｒｒは、この時、１に等しい。好ましくは、組み立てられたブロック内に含まれた既知のデータシンボルを用いて、この時に、受信機は、有限チャンネルインパルス応答長内の各可能なシンボルシーケンスに対する予測されたログ振幅および位相値ＬＯＧ（ＲＰ）およびＡｐを決定するように動作する。Ｒｐのこれらの値はＲｒと同じ程度となり、少なくとも、これらを計算するために使用される既知のトレーニングシンボルの近辺にあり、かつ単位の近辺にあるが、それよりも小さい。従って、“ａ”の初期値は単位のものとなり、ＬＯＧ（ａ）は最初は０であり、Ｒｐ・Ｒｐ／ａも単位の程度である。項２Ｒｒ・Ｒｐ・ＣＯＳ（Ａｒ−Ａｐ）は２の程度となり、そのため２乗不整合は良好な整合に対しては−１付近に、不良の整合に対しては＋３付近となる。これは、不要な項（ａＲｒ）²をメトリックから省いたためであり、これは０と４間の正の結果を確実にしたことになる。従って、メトリックは負に大きくなろうとするが、これは、各反復時に１を加えること、各反復時に最も低い（ほとんど負）メトリック値を残りのものから減算すること、あるいは全てのメトリックから１つのメトリックがアンダーフローを示す時のみそのメトリックを減算すること、のような種々の技術によって防止されることができる。従って、メトリックが大きくなることを制限するブロックスケーリングの技術あるいは上述の技術の１つによって、メトリックの計算のために必要とされるダイナミックレンジあるいは語長は、１６ビットあるいはそれ以下といった実際的な値に入れられるようにすることが可能である。更に、復調器における各ビタビステートに個別に適応されるスケーリングファクタと共に適応スケーリング法を用いることによって、復調器は、それがブロックスケーリングを行う場合あるいは予測値の再計算を行う場合間での受信信号強度の変化に応動しないようにされることができる。更に、本発明は、処理される信号サンプルのブロックにわたって位相および振幅の両方の変化に追従する復調器を得るために、米国特許第５，１３６，６１６号および同第５，０９３，８４８号に開示された自動周波数制御方法を便宜的に組み込むことができる。ステート毎（ｐｅｒ−ｓｔａｔｅ）ＡＦＣおよびＡＧＣを一緒に有するＭＬＳＥデコーダの構成が第５図に示されている。記憶されているＡＧＣ値（Ｌａ＝ＬＯＧ（ａ））は、ここでは、関連した位相補正すなわちＡＧＣ値（Ｐｈｉ）と対にされている。ＡＧＣ値は上述したメトリックコンピュータで使用され、一方Ｐｈｉ値は受信した位相値Ａｒとのモジュロ２Ｐｉ加算で使用されて、予測位相値Ａｐとの比較に先立ってそれらを漸進的ドリフトに対して補正する。ＡＦＣ（Ｐｈｉ）値は、それらを回転することによって（受信Ａｒ値を予測Ａｐ値とより密に一致させる方向に）、更新される。２つの候補更新ＡＧＣ値が各新たなステートに対して作られると同じ態様で、２つの更新ＡＦＣ値が作られ、新たなステートで生き残るように選択されたものは最も低いメトリックを得るために選択された先行のもののステートに対応する。多くの応用において、Ｐｈｉ値を更新する極めて簡単な方法が有能に機能する。Ａｒ＋Ｐｈｉ−Ａｐの値が正、すなわち１から６４であるならば（７ビット位相値を用いて）、Ｐｈｉは１最下位ビットだけ減少され、Ａｒ＋Ｐｈｉ−Ａｐが負、すなわち６４から１２７であるならば（７ビット位相値を用いて）、Ｐｈｉは１最下位ビットだけ増大される。ＡＧＣスケーリングと位相追従ＡＦＣを同様同時に実現するメトリックコンピュータの構成が第６図に示されている。受信したログポールデータＬｏｇ（Ｒｒ）、Ａｒはデジタル化され、１つの信号セグメント（例えば、ＴＤＭＡバースト）に対応するメモリに記憶される。データブロックのｌｏｇ（Ｒｒ）の最も大きな値は第６図のコンピュータの外側で決定され、全てのＬｏｇ（Ｒｒ）から減算され、このようにしてベクトル振幅を単位のピーク値に正規化することができる。次いで、第５図の予測値が、チャンネル評価プロセス、例えば既知のパターンとの相関、によって信号セグメントに埋め込まれている既知の同期語パターンの助けを借りて計算される。スケーリングによって変更されなかった予測値は、復調が同期語の近くのデータで開始して進行する場合に、最初は使用にとって最良の可能な値である。しかしながら、同期語から離れた場合の振幅および位相の潜在的なドリフトのため、スケーリングおよび位相が本発明によって復調の工程として更新されなければならない。構成されるメトリックは式（７）によって記載されたものであり、その第１項はシンボル決定に係わらないために、省略される。第２項（Ｒｐ／ａ）²は、“ ａ”がスケーリングファクタである場合にＬｏｇ（Ｒｐ）およびＬｏｇ（ａ）を用いて計算される。Ｌｏｇ（ａ）の初期値は０に（ａ＝１）に設定される。減算器１００は“ａ”のログをＲｐのログから減算し、Ｒｐ／ａのログを得る。シフタ１０４での１ビットの左シフトはその値を２倍にして、２乗のログにする。逆ログＲＯＭ１０８は２乗の値を得るために、結果の指数を計算する。平行して、式（７）の最後の項が計算される。減算器１０２は位相予測Ａｐと受信位相Ａｒとの間の位相差を計算し、また、最初に０である位相追従項Ｐｈｉを加える。ＲＯＭ１０６はこの角度差のコサインの２倍のログを取るためのルックアップテーブルを含んでいる。加算器１０１はＲｐとＲｒのログを加算し、加算器１０５はそれらの和を、ＲＯＭ１０６に記憶されているＬＯＧ２ＣＯＳの結果に加えて、２ＲｐＲｒ・Ｃｏｓ（Ａｒ−Ａｐ＋Ｐｈｉ）の対数を得る。当業者が時分割基準で使用されるＲＯＭと物理的に同じものとすることができる逆ＲＯＭ１０９は、この時に、この項の値を得るために使用される。この項は第５図のビタビプロセスで使用される２次不整合メトリックを得るためにＲＯＭ１０８からの値から減算される。次いで、スケーリング値Ｌｏｇ（ａ）および位相ドリフト補償ＰＨＩが更新される。このスケーリング値は式（１０）を用いて更新される。減算器１０３はＲｐ／Ｒｒのログを与えるＲｐのログとＲｒのログとの間の差を形成する。次いで、右シフタ１０７は、式（６）によって表されるように、Ｒｐ／Ｒｒの平方根のログを得るためにこの差を割り算する。次いで、Ｌｏｇ（ａ）はこの値の方向に更新されるが、これは減算器１１０でＬｏｇ（ａ）と目標値との間の差を計算し、右シフタ１１１でこの結果をｍ桁右シフトしてこの差の分数１／２^mを得、次いで加算器１１４でこの分数をＬｏｇ（ａ）に加算することによってＲｐ／Ｒｒの平方根に向けてＬｏｇ（ａ）を動かすことによって行う。更新される値は、特定のビタビステートに対するＬｏｇ（ａ）の値となるように選ばれていた新たな候補値１つだけである。第５図に示されたビタビアルゴリズムは、新たなステートに対して低い累積的なメトリックの結果となるものとして、各新たなステートに対する最良の先行のもののステートを選択する。選択された先行のもののステートに対して計算されるＬｏｇ（ａ）の更新値、すなわち選択されたステートからの予測Ｌｏｇ（Ｒｐ）、Ａｐを用いて計算された値は新たなステートのＬａメモリに書き込まれる値である。位相追従値Ｐｈｉも予測位相Ａｐと受信位相Ａｒの間のギャップを縮める方向に更新される。このギャップはモジュロ２Ｐｉ加算器/ 減算器１０２によって決定され、これはＰｈｉの現在値を加算することによって予測を補正することからなる。この結果が正、すなわち０と＋１８０度の間の角度であれば、Ｐｈｉ値は大きすぎる。他方、結果が負であれば、Ｐｈｉ値は増大される必要がある。Ｐｈｉに対するこれらの変化は増進／減進ユニット１１３によってなされる。この結果は更新Ｐｈｉ値に対する１つの候補となり、新たなステートに対する更新Ｐｈｉ値となるように選択される候補がＬｏｇ（ａ）が選ばれると同時に選択される。ＰｈｉおよびＬａ値は、換言すれば、コンピュータの同じ反復から選択され、これは新たなステートに対する最も低い累積メトリックを生じさせた反復である。この態様で、本発明は、ＡＧＣおよび位相追従値の更新が復調出力としてビタビアルゴリズムによって最終的に選択されるような最良のシンボルシーケンスを用いて行われることができるようにする。上の記載は１次位相追従ループを説明する。２次位相追従ループが、米国特許第５，１３６，６１６号および同第５，０９３，８４８号に開示されているようにより大きな周波数誤差許容度を与えるように同様使用され得る。当業者にとって明らかなように、本発明はその本質的な特徴の精神から外れることなく他の特定の形態で実施可能である。従って、現在開示されている実施例は全ての点で例示的なものであって、制限的なものではないと考慮される。本発明の範囲は以上の記載ではなく、添付の請求の範囲によって指示され、それに等価なものの意味および範囲に入る全ての変化はこれに含まれるものと意図される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ【要約の続き】を得るためにスケーリングファクタは更新される。

Claims

【特許請求の範囲】１．受信したデジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、数値信号サンプルを得るようにこの受信信号をアナログからデジタルに変換すること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連したスケーリングファクタを用いて、各シーケンスに対する不整合値を決定するために、上記数値信号サンプルを上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較すること、論理的に自己無矛盾である全ての継続したシンボルシーケンスに対する上記不整合値を累積すること、新たなシーケンスを論理的に先行することができる全ての先立ったシーケンスの中から最も低い累積不整合値を選択して、上記新たなシーケンスからの不整合値で蓄積されるようにし、その際に上記選択された不整合値が最良の先行するもののシーケンスを表すようにすること、上記最良の先行するものに関連したスケーリングファクタを選択し、上記新たなシーケンスと関連されるべきスケーリングファクタを得るためにスケーリングファクタを更新すること、を具備した方法。２．受信したデジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、数値信号サンプルを得るようにこの受信信号をアナログからデジタルに変換すること、処理のためのサンプルブロックを得るためにデジタルメモリに多数の上記数値信号サンプルを集めること、どのサンプルが上記サンプルブロックにおいて最大の振幅を有するかを決定し、上記最大の振幅に対して全てのサンプル振幅をスケーリングすること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連した個別のスケーリングファクタを用いて、各シーケンスに対する不整合値を決定するために、上記スケーリングされたサンプルを上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較すること、論理的に自己無矛盾である継続的なシンボルシーケンスの中から、上記サンプルブロックにわたって受信信号振幅の変化を明らかにするため上記スケーリングファクタを適用して、どれが最も低い累積不整合を有しているかを決定すること、を具備した方法。３．デジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、ログ振幅サンプルを得るために上記データ被変調信号の瞬時振幅の対数に比例する信号を変換し、かつ、同時に、上記データ被変調信号の瞬時位相に関連した数値を決定すること、ログポーラサンプルを得るように上記ログ振幅サンプルを上記位相関連サンプルと関連付けること、処理のためのログポーラブロックを得るためにデジタルメモリに多数の上記ログポーラサンプル対を集めること、上記ブロックのどのサンプルが最も大きなログ振幅を持っているかを決定し、スケーリングされたログポーラ値のブロックを得るように上記最も大きなログ振幅を上記ログポーラブロックの全てのログ振幅値から減算すること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連したスケーリングファクタを用いて、上記データ被変調信号と最も良く一致するシーケンスを決定するために、上記スケーリングされたログポーラ値を上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待される値と比較すること、を具備した方法。４．受信したデジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、数値信号サンプルを得るためにこの受信信号を変換すること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連した振幅スケーリングファクタおよび位相補正ファクタを用いて、各シーケンスに対する不整合値を決定するために、上記数値信号サンプルを上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較すること、論理的に自己無矛盾である全ての継続したシンボルシーケンスに対する上記不整合値を累積すること、新たなシーケンスを論理的に先行することができる全ての先立ったシーケンスの中から最も低い累積不整合値を選択して、上記新たなシーケンスからの不整合値で蓄積されるようにし、その際に上記選択が最良の先行するもののシーケンスの識別を行うようにすること、上記最良の先行するものに関連した振幅スケーリングファクタおよび位相補正ファクタを選択し、上記新たなシーケンスと関連されるべき振幅スケーリングファクタおよび位相補正ファクタを得るために選択したファクタを更新すること、を具備した方法。５．受信したデジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、数値信号サンプルを得るように上記データ被変調信号を変換すること、処理のためのサンプルブロックを得るためにデジタルメモリに多数の上記数値信号サンプルを集めること、どのサンプルが上記サンプルブロックにおいて最大の振幅を有するかを決定し、上記最大の振幅に対して全てのサンプル振幅をスケーリングすること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連した個別の振幅スケーリングファクタおよび位相補正ファクタを用いて、各シーケンスに対する不整合値を決定するために、上記スケーリングされた信号サンプルを上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待されるサンプル値と比較すること、論理的に自己無矛盾である継続的なシンボルシーケンスの中から、上記サンプルブロックにわたって受信信号振幅および位相の変化を明らかにするため上記振幅スケーリングファクタおよび位相補正ファクタを適用して、どれが最も低い累積不整合を有しているかを決定すること、を具備した方法。６．デジタルデータ被変調信号を復調あるいは復号化する方法において、ログ振幅サンプルを得るために上記データ被変調信号の瞬時振幅の対数に比例する信号を変換し、かつ、同時に、上記データ被変調信号の瞬時位相に関連した数値を決定すること、ログポーラサンプルを得るように上記ログ振幅サンプルを上記位相関連サンプルと関連付けること、処理のためのログポーラブロックを得るためにデジタルメモリに多数の上記ログポーラサンプルを集めること、上記ブロックのどのサンプルが最も大きなログ振幅を有しているかを決定すること、スケーリングされたログポーラ値のブロックを得るように上記最も大きなログ振幅を上記ログポーラブロックの全てのログ振幅値から減算すること、多数の可能なシンボルシーケンスのそれぞれと関連した振幅スケーリンおよび位相補正ファクタを用いて、上記データ被変調信号と最も良く一致するシーケンスを決定するために、上記スケーリングされたログポーラ値を上記シンボルシーケンスのそれぞれに対して期待される値と比較すること、を具備した方法。７．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調は位相シフトキーイングを用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。８．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調は直角位相シフトキーイングを用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。９．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調はオフセット直角位相シフトキーイングを用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１０．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調は最小シフト周波数変調を用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１１．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調はガウス濾波最小シフト周波数変調を用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１２．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調は多レベル振幅、位相あるは周波数変調を用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１３．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調は多レベル直角振幅変調を用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１４．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調はインパルス励起直角振幅変調を用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１５．請求の範囲第１項記載の方法において、上記データ変調はＰｉ／４−回転直角位相シフトキーイングを用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。１６．請求の範囲第１項記載の方法において、上記アナログ対デジタル変換は実数および虚数の対からなる複素数の対を発生するようにしたことを特徴とする方法。１７．請求の範囲第１項記載の方法において、上記アナログ対デジタル変換は、瞬時信号振幅を表す第１の数と信号の瞬時位相を表す第２の数とを有する極座標フォーマットの複素数の対を発生するようにしたことを特徴とする方法。１８．請求の範囲第１７項記載の方法において、上記第１の数は信号振幅の対数にほぼ比例することを特徴とする方法。１９．請求の範囲第１項記載の方法において、上記比較は比較値の差を計算すること、および上記不整合値を得るためにそれを２乗することを含んだことを特徴とする方法。２０．請求の範囲第１項記載の方法において、上記比較は比較値の実数部分の差と比較値の虚数部分の差とを計算すること、および上記不整合値を得るために前記両差の２乗値を加算することを含んだことを特徴とする方法。２１．請求の範囲第１項記載の方法において、上記比較は極座標あるいはログポーラ形で表された複素数を比較することを特徴とする方法。２２．請求の範囲第１項記載の方法において、上記比較は、１つの数の２乗したスケーリングされた半径から比較数の半径の積の２倍を減算し、比較数間の補正される位相差のコサインを掛け合わせる計算によって極座標あるいはバイポーラ形で表される複素数を比較することを特徴とする方法。２３．請求の範囲第１項記載の方法において、自己無矛盾シンボルシーケンスにわたる不整合の上記蓄積がビタビアルゴリズムを用いて行われるようにしたことを特徴とする方法。２４．請求の範囲第１項記載の方法において、上記個別の振幅スケーリングファクタは、比較値間でのより密接した比較、従って不整合がより低くなる方向に変更することによって各１つあるいはそれ以上の信号サンプル処理した後に適用されることを特徴とする方法。２５．請求の範囲第３項記載の方法において、上記位相関連サンプルは位相のコサインに関連した第１の部分と位相のサインに関連した第２の部分とからなることを特徴とする方法。