JPH09307525A - デジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＣＤＭＡ移動通信基地局送信信号について少
ない演算量でパラメータを求める。 【解決手段】 測定対象信号をＡ／Ｄ変換後メモリ１３
にトリガを基準に取込み、そのトリガ近くの対象長の１
／５の信号を直交変換し（１４）、その出力Ｉ₁，Ｑ₁
の周波数誤差ω₁ を推定し（１５）、ω₁ をＩ₁ ，Ｑ₁
に対し補正し（１６）、その補正出力Ｉ₂ 、Ｑ₂ に対し
受信フィルタ処理を行い（１７）、その出力Ｉ₃ ，Ｑ₃
を用いてＰＮ符号を同期させて、理想信号Ｒ_R ，Ｒ_I を
求め、かつ位相誤差τ₁ を求め、Ｉ₃ ，Ｑ₃ とＲ_R ，Ｒ
_I を用いてＩ₃ ，Ｑ₃ の周波数誤差ω₂ 、位相誤差τ₂
を求め、ω₁ ＋ω₂ 、τ₁ ＋τ₂ が除去されるように、
メモリ１３中の全対象信号を直交変換し（２３）、その
出力Ｉ₅ ，Ｑ₅ とＲ_R ，Ｒ_Iを用いて従来と同様に変調
パラメータを演算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は例えばＣＤＭＡ
（符号分割多元接続）デジタル移動通信の規格（ＥＩＡ
／ＴＩＡ／ＩＳ−９５ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ
・Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉ
ｔｙ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｏｒ Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ
Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ
Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ：以下ＩＳ−９５と
記す）で定められた基地局の送信信号などの予め既知の
符号（データ）により直交変調された送信信号のキャリ
ア周波数誤差、変調精度、ＩＱ原点オフセット、振幅誤
差、位相誤差、波形品質、タイムアライメント誤差など
の変調パラメータを測定する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のＱＰＳＫ変調方式の送信機の出力
信号は、復調時に正確に１ビット１ビットを復調する必
要があり、そのため規格の評価基準が厳しく、測定対象
である実際の送信機の出力信号も比較的きれいな信号、
つまり復調し易い信号であった。しかしＩＳ−９５では
そのシステムの信号はスペクトラム拡散されたものであ
るから、１ビット１ビットを正確に復調する必要がな
い。つまりＱＰＳＫ信号として見ると、直交検波して復
調した時にビット誤りが発生するような乱れた信号であ
ってもシステムとしては許容される。従って基地局の送
信信号の波形品質を評価する測定方法においてもＱＰＳ
Ｋ変調信号に対する方法と比較して乱れた信号であって
も評価できる方法である必要がある。

【０００３】このような点からＩＳ−９５では変調精度
ではなく、波形品質パラメータとしてρが定義されてい
る。ρは送信機よりの変調高周波信号と、理想的な変調
信号との相関値をそれぞれの信号の電力で正規化したも
のであり、両信号が一致していればρの値はもっとも大
きく１となる。またＣＤＭＡシステムでは、スペクトラ
ム拡散信号の性質から通信システム内における時刻の一
致が不可欠である。基地局の送信信号については高周波
信号の送出時の信号送出タイミングが基地局での基準時
刻のあるタイミングと一致する必要がある。このタイミ
ングの許容誤差についてもＩＳ−９５によって規格化さ
れている。このタイミングは基地局からのトリガに対す
る送信された高周波信号でのＰＮパターンのある特定の
タイミングとの差で規定されている。このトリガは基地
局内での基準時刻におけるＰＮパターンの周期の先頭時
刻に送出される。このタイミング誤差をタイムアライメ
ント誤差という。

【０００４】ＣＤＭＡ信号では、伝送ビットレートより
も、高速の拡散チップレートによって拡散されている。
従って、従来のＱＰＳＫ変調信号の変調精度測定規格に
おける評価対象ビット数と同じ伝送ビット数に相当する
時間間隔内の変調信号を評価しようとすると、同じ時間
間隔でもその中のチップ数は可成り多くなる。そのチッ
プ数をシンボル数として従来のＱＰＳＫ変調信号の変調
精度測定を適用するには、評価対象シンボル数が多く、
演算時間が長くなる。ちなみに、我が国のＰＨＳ規格で
あるＲＣＲＳＴＤ−２８では１バースト６００μＳの期
間を評価対象とし、この時のシンボルレートは約２００
ｋＨｚであるが、ＩＳ−９５ではチップレートは約１．
２ＭＨｚである。同様に５００μＳの期間を評価すると
すると、約６倍の評価対象シンボル数となる。

【０００５】波形品質の測定においては、測定される送
信信号に対して送信側のフィルタと送信位相イコライザ
によって発生するシンボル間干渉を取り除くためのコン
プリメンタリフィルタをかけるように規格化されてい
る。そのためこのコンプリメンタリフィルタは、送信フ
ィルタと送信位相イコライザとコンプリメンタリフィル
タが、カスケード接続（直列に接続）された時にナイキ
ストフィルタ特性となるように定義されている。

【０００６】ＣＤＭＡシステムにおいて受信側のフィル
タにこのようなコンプリメンタリフィルタの特性を用い
ると最適な受信特性を得ることができる。よって、この
コンプリメンタリフィルタが測定装置にとっての受信フ
ィルタになる。このフィルタは高周波信号に対しては狭
帯域な帯域通過フィルタであり、ベースバンド信号には
等価な低域通過フィルタとなる。波形品質測定における
このフィルタ処理において、入力信号のキャリア周波数
を正確に求め、その周波数に合わせてフィルタ処理を行
わないと、フィルタが狭帯域であるため、入力信号の一
部を遮断してしまうおそれがある。

【０００７】またこの受信フィルタには送信信号に与え
られている群遅延周波数特性を打消すような群遅延周波
数特性が与えられている。このため波形品質測定におい
ても、このフィルタ処理をした後、タイミング測定をす
る必要がある。この時キャリア周波数を正確に推定しな
いとタイミング測定に大きな誤差が生じる。従来におい
ては米国特許第５，１８７，７１９号（１９９３年２月
１６日発行）明細書、特にその第１５図とその説明に示
すようにこのフィルタ処理を何回も繰返してキャリア周
波数の推定を繰返していた。タイミングに対しては、従
来の測定フィルタが群遅延周波数特性の平坦なものであ
ったため、フィルタ処理の前に１度推定するだけであっ
た。従って測定フィルタを用いる場合も演算時間を押え
て、測定できる方法としなければならなかった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この発明によれば入力デ
ジタル直交変調信号は第１手段により第１複素ベースバ
ンド信号に直交変換され、第２手段により、その第１複
素ベースバンド信号の周波数誤差及びタイミング誤差
（位相誤差）が推定され、かつ第１複素ベースバンド信
号と同期した理想参照信号が求められ、この周波数誤差
及びタイミング誤差が補正されるように第３手段により
入力デジタル直交変調信号が第２複素ベースバンド信号
に直交変換され、第４手段により、この第２複素ベース
バンド信号と理想参照信号とから第２複素ベースバンド
信号の周波数誤差が推定され、その周波数誤差が第２複
素ベースバンド信号に対し第５手段により補正されて第
３複素ベースバンド信号とされ、その第３複素ベースバ
ンド信号と理想参照信号とから変調パラメータが第６手
段により推定される。

【０００９】第２手段においては、第１複素ベースバン
ド信号の周波数誤差が第７手段で推定され、その周波数
誤差が第１複素ベースバンド信号に対して補正されて第
４複素ベースバンド信号とされ、その第４複素ベースバ
ンド信号に対し、受信フィルタ処理ないしコンプリメン
タリフィルタ処理がなされて第５複素ベースバンド信号
とされ、第８手段で、その第５複素ベースバンド信号と
シンボル同期した上記理想参照信号が生成され、その理
想参照信号と第１複素ベースバンド信号との位相差から
タイミング誤差（位相誤差）が推定される。

【００１０】更に第９手段で、第５複素ベースバンド信
号と理想参照信号とから第５複素ベースバンド信号の周
波数誤差、タイミング誤差が求められ、第７手段の推定
周波数誤差、第９手段の推定周波数誤差の和を第２手段
の推定周波数誤差とし、第８手段の推定タイミング誤差
と第９手段の推定タイミング誤差との和を第２手段の推
定タイミング誤差とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１にこの発明の実施例を示す。
この実施例は、ＣＤＭＡデジタルセルラ電話方式におけ
る基地局より送信されるパイロットチャネルの信号品質
パラメータ測定に適用した場合である。前記パイロット
チャネルはＩ成分にはあるＰＮパターンデータで、Ｑ成
分には他のＰＮパターンデータでキャリアをＱＰＳＫ変
調したものである。これら両ＰＮパターンの組はゴール
ド符号と呼ばれ、二つのＰＮパターン内の相互相関はば
らつきなく一様に低い値である。

【００１２】前記ＣＤＭＡ基地局のパイロット信号（以
下ＢＳパイロット信号と記す）は中間周波信号に変換さ
れて入力端子１１よりＡ／Ｄ変換１２に入力されてデジ
タル信号とされ、メモリ１３に少くとも評価対象区間の
長さ分が一旦蓄積される。Ａ／Ｄ変換器１２でのサンプ
リング周波数はＢＳパイロット信号の拡散ＰＮパターン
のチップ周波数の８倍とされている。メモリ１３はリン
グバッファであって、順次書込み又は読出し最終番地に
なると、再び０番地から書込み又は読出すようになって
おり、また外部からのトリガ信号に対してメモリ書込み
と、アドレスのインクリメントと書込み停止とが制御さ
れる。つまりこのメモリ１３へ書込まれるデジタル信号
はトリガの前後のものである。メモリ１３内の一部例え
ば２０４８サンプル以上（チップ数で１／５）の信号が
読出され、直交変換部１４でｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔが
乗算されて直交変換（直交検波）されて第１複素ベース
バンド信号Ｉ₁ ，Ｑ₁ に変換される。この場合のデジタ
ル信号のサンプル数は、規格で規定されている評価対象
数の長さより大幅に少ない数であり、かつ評価対象区間
内のデータであったかどうかは不明である。つまり、ト
リガ信号（基地局から与えられる）の位置を先頭にして
メモリ１３から取出され、ＰＮ周期の先頭付近のもので
ある。

【００１３】直交変換部１４よりの第１複素ベースバン
ド信号Ｉ₁ ，Ｑ₁ は周波数推定部１５でキャリア周波数
誤差が推定される。入力信号はＱＰＳＫ信号であって４
つの位相状態をとるから、第１複素ベースバンド信号を
４乗して変調成分を縮退させて１つの位相状態とし、そ
の後ＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、そのピーク位置の
周波数の１／４がキャリア周波数である。チップレート
の４倍のサンプリングで４，９１５２ＭＨｚとなり、Ｆ
ＦＴのポイント数は１０２４ポイントであり、周波数分
解能は４．８ｋＨｚとなり、周波数推定精度は±２．４
ｋＨｚとなる。この推定キャリア周波数が規格で決めら
れているキャリア周波数からのずれが推定周波数誤差で
ある。この周波数誤差の推定に用いたデータは、前述し
たようにＰＮ周期の先頭付近であるから、実際に評価し
なければならない評価区間からずれていても、送信機で
はキャリア周波数変動やタイミングのずれは短時間では
変化しないから、評価区間でのキャリア周波数誤差とし
て処理する。

【００１４】この推定された周波数誤差ω₁ で第１複数
ベースバンド信号Ｚ_R1，Ｚ_I1に対し周波数補正部１６に
おいて補正される。この補正は下記の演算により行う。 Ｉ₂ ＋ｊＱ₂ ＝（Ｉ₁ ＋ｊＱ₁ ）ｅｘｐ（−ｊω₁ ｔ） この補正された複素ベースバンド信号Ｉ₂ ，Ｑ₂ は受信
フィルタ１７でデイレイコンプリメンタリフィルタ処理
がなされる。つまり基地局では、移動局でのフィルタの
群遅延特性を、打消すような特性をフィルタ処理により
与えて送信している。よって受信フィルタ１７で前記基
地局でのフィルタの群遅延特性を打消す。

【００１５】このフィルタ処理された複素ベースバンド
信号Ｉ₃ ，Ｑ₃ に、ＰＮ同期理想信号生成部１８におい
て、局部的に発生させているＰＮパターンを同期させ
る。この同期の前にシンボル判定点を推定する。これは
全てのサンプリングデータに対して（この例では１チッ
プの８倍のサンプル）ＰＮ同期を行うと演算時間が長く
なるから、同相ＰＮ符号と直交ＰＮ符号とによるＱＰＳ
Ｋ変調のシンボル判定点を予め推定して、シンボル判定
点に最も近いサンプル点だけ、つまり８サンプルおきの
データを用いて同期を掛ける。シンボル判定点の推定は
次のようにして行う。補正複素ベースバンド信号Ｉ₃ ，
Ｑ₃ の振幅の２乗（Ｉ₃ ²＋Ｑ₃ ²）を求め、この振幅２乗
系列に対して、チップレートのＤＦＴ（離散的フーリエ
変換）を行い、その変換結果中のチップレート周波数成
分の位相（タイミング）からシンボル判定点を推定す
る。この推定を正確に求めるには、一度推定されたシン
ボル判定点に近いデータＩ₃ ，Ｑ₃ を用いて、それにつ
いて振幅２乗したものを再びＤＦＴして、シンボル判定
点を推定するとよい。なお信号Ｉ₃ ，Ｑ₃ はチップレー
トの８倍サンプリングであるから、８値のｓｉｎ，ｃｏ
ｓの値、つまり、ｃｏｓについてみれば１，０．７０
７，０，−０．７０７，−１，−０．７０７，０，０．
７０７，をＩ₃ ，Ｑ₃ の各サンプルの振幅の２乗に順次
乗算することにより、ＤＦＴ演算を行うことができる。

【００１６】次に予め記憶してあるＰＮ系と複素ベース
バンド信号Ｉ₃ ，Ｑ₃ の一方、例えばＩ₃ との相関値を
±１００チップに渡り求めることを、つまり｜ΣＩ₃
（Ｒ _Ri＋ｊ（Ｒ_Ii）｜² の演算を入力サンプル系列Ｉ₂
を１チップづつずらして行い、そのうち最大の相関値と
なったサンプルが同期位置である。このＰＮ同期により
理想信号を生成できる。つまり理想信号はシンボル判定
点でのデータがわかればよく、シンボル間干渉がないの
で、送信フィルタを掛ける必要もない。

【００１７】次に周波数、位相誤差推定部１９で求めた
理想信号Ｒ_R ，Ｒ_I と測定信号（フィルタ処理された複
素ベースバンド信号）Ｉ₃ ，Ｑ₃ を比較してキャリア周
波数誤差と、初期位相を推定する。理想信号と測定信号
との対応シンボル判定点での位相差を求める。位相差が
あればシンボル判定点の時間経過ごとに位相差は直線的
に増加する。つまりシンボル判定点の時間経過を横軸に
位相差を縦軸にとると位相差は時間（時刻）に対する１
次関数となり、その切片、つまり時刻０の位相差が初期
位相であり、時間軸に対する傾斜がキャリア周波数誤差
である。サンプル番号をｘ、位相差をｙとすると、最小
二乗法による位相差直線の傾きｂは次式で表わせる。

【００１８】ｂ＝（Σｙ_i ・Σｘ_i −ｎΣｘ_i ・
ｙ_i ）／（Σｘ_i ・Σｘ_i −ｎΣｘ_i ² ）Σ はｉ＝１からｎまで、ｘ_i はサンプル番号（時刻）
であるから単にｉで代表させると次のようになる。 ｂ＝（Σｙ_i ・Σｉ−ｎΣｉ・ｙ_i ）／（Σｉ
・Σｉ−ｎΣｉ² ）Σ はｉ＝１からｎまで、Σ ｉ＝ｎ（ｎ＋１）／２，Σｉ² ＝ｎ（ｎ＋１）
（２Ｎ＋１）／６ なる関係がある。

【００１９】キャリア周波数演算の定義では、位相回転
がＩＱ平面上で時計回りの時に正の周波数誤差としてい
るので、この傾きｂの符号の方向が反時計回りであるか
ら、符号を反対にする。このキャリア周波数誤差をω₂
とする。初期位相は前記切片を求めた方が正確である
が、ここでは粗い推定でよいから位相差の初期値を用い
る。

【００２０】このようにして得られた初期位相θ₀ とキ
ャリア周波数誤差ω₂ とを用いて、フィルタ処理ベース
バンド信号Ｉ₃ ，Ｑ₃ に対し周波数・位相補正部２１で
次式により補正する。 Ｉ₄ ＋ｊＱ₄ ＝（Ｉ₃ ＋ｊＱ₃ ）ｅｘｐ（ｊω₂ ｔ＋θ
₀ ） 次に信号遅延推定部２２で信号の遅延量を推定する。既
にトリガに対するＰＮパターンとの遅延量がわかってお
り、またシンボル判定点に最も近いサンプリング点もわ
かっている。信号遅延推定部２２での信号遅延量τ₂ の
推定は例えば以下のようにして行なう。次式で与えられ
る対数尤度関数を最大とするようにパラメータクロック
位相τ、キャリア位相φ、キャリア周波数ｆを求めるこ
とにより遅延量τ₂ を求めることができる。

【００２１】 Λ（φ，ｆ，τ）＝Const.｛ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（ｆ，τ） ＋ｅｘｐ（ｊφ）Ｃ^* （ｆ，τ）｝ （１） Ｃ（ｆ，ｔ）＝∫^T0 ₀ Ｚ（ｔ−τ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆｔ）Ｒ^* (t) ｄｔ (2) Ｚ(t) は測定信号、Ｒ(t) は参照信号、Ｔ₀ はパラメー
タ推定のための測定時間、連続信号Ｒ(t) と離散表現信
号Ｒ(k) との間は次の関係になる。

【００２２】 Ｒ(k) ＝Ｒ（ｋＴ_S ）：Ｔ_S は、サンプリング周期 さて、この推定原理は、たとえば、文献 McGrow-Hill
１９８９年発行 Proakis 著「Digital Communication
」第２版３３３頁，（４，５，７１）式で対応するも
のが導出されている。具体的に解くために、それぞれの
パラメータで微分した式をゼロとおいた以下の連立方程
式を、パラメータφ，ｆ，τについて解く。

【００２３】 ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（ｆ，τ）−ｅｘｐ（ｊφ）Ｃ^* （ｆ，τ）＝０ (3) ｅｘｐ（−ｊφ）∂Ｃ／∂τ＋ｅｘｐ（ｊφ）∂Ｃ^* ／∂τ＝０ （４） ｅｘｐ（−ｊφ）∂Ｃ／∂ｆ＋ｅｘｐ（ｊφ）∂Ｃ^* ／∂ｆ＝０ （５） これらを連立して解くとφを含まない以下の連立方程式
に変形できる。 ∂｜Ｃ（ｆ，τ）｜² ／∂τ＝０ （６） ∂｜Ｃ（ｆ，τ）｜² ／∂ｆ＝０ （７） ｆ＝０として、（６）式からτを求める。

【００２４】以下、具体的に上記計算過程を記述する。
まず、Ｃ（０，τ）を以下のように積分を和に置き換え
て表現すると Ｃ（Ｏ，τ）＝Ｔ_S ΣＺ（ｋＴ_S −τ）・Ｒ^* （ｋＴ_s ） （８） ただしΣはｋ＝０からＫ−１まで、Ｔ_S ＝Ｔ_C ／４であ
る。また、測定時間Ｔ₀＝ＫＴ_S とした。（８）式の表
現では、τの値に応じて、任意の時刻の測定信号Ｚ(t)
の値がわかっていなければならないように見える。しか
し、Ｚ(t) は帯域制限された信号であり、連続信号Ｚ
(t) は、離散信号Ｚ(k) によって以下のように表現され
る。 Ｚ(t) ＝ΣＺ（ｎＴ_S ）・ｓ（ｔ−ｎＴ_s ） （９） ここで、Σはｎ＝−∞から∞までｓ(t) は補間フィルタ
の特性であり、その周波数応答は、位相特性は直線位相
であり、振幅特性はＺ(t) の通過帯域ではフラットで、
サンプリングによるエリアシング成分をカットするよう
に設計される。実際には（９）式の和は有限区間でおこ
なわなければならない。そのために、補間フィルタはゼ
ロ位相で、応答時間がＴ_F であるとする。つまり、 ｓ(t) ＝０（｜ｔ｜＞Ｔ_F ／２） (10) である。このとき、測定信号は以下のように書ける。 Ｚ（ｋＴ_S −τ）＝Σ^M _m=-MＺ（ｋＴ_S −ｍＴ_S ) ・ｓ（ｍＴ_S −τ） (11) ただし、Ｔ_F ＝（２Ｍ＋１）Ｔ_S とおいた。(11)式を用
いると、(8) 式は離散信号Ｚ(k) ，Ｒ(k) を用いて次式
のように表現できる。 Ｃ（０，τ）＝Ｔ_S Σ^K-1 _k=0 Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｓ（ｍＴ_S −τ） ・Ｒ^* (k) (12) ただし、測定時間をＫＴ_S （ｋ＝０〜Ｋ−１）とする
と、Ｚ(k) はｋ＝−Ｍ〜Ｋ＋Ｍ−１の時間で測定されな
ければならない。つぎに、ｓ_m （τ）≡ｓ（ｍＴ_S−
τ）を以下のようにτの２次式で近似する。 ｓ_m （τ）＝ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² (13) ただし、推定すべきτは、｜τ｜＜Ｔ_S ／４の範囲にあ
るので、この範囲で近似が成り立てばよい。これを用い
るとＣ（０，τ）は次式で与えられる。 Ｃ（０，τ）＝Ｔ_S Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ） （ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² ） (14) ＝Ｔ_S （Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ² ） (15) ただし、Ａ，Ｂ，Ｃは次式で与えられる。 Ａ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ａ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ａ_m (16) Ｂ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ｂ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｂ_m (17) Ｃ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ｃ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｃ_m (18) (６) 式に(15)式を代入し、τに対する方程式をもとめ
る。 Ｒｅ［Ｃ（０，τ）∂Ｃ^* （０，τ）／∂τ］＝（Ｔ_s ）² Ｒｅ［（Ａ＋Ｂτ＋ Ｃτ² ）（Ｂ^* ＋２Ｃ^* τ）］＝０ (19) これは、τに対する３次方程式であるが、τは小さいと
して１次近似を用いると、次式によってクロック位相τ
を求める計算式が与えられる。 τ＝−Ｒｅ［ＡＢ^* ］／（｜Ｂ｜² ＋２Ｒｅ［ＡＣ^* ］） (20) このτが前記τ₂ である。

【００２５】直交変換・周波数・位相・τ補正・受信フ
ィルタ部２３で、これまでに推定したパラメータ、つま
りキャリア周波数誤差、初期位相、信号遅延τ、などを
用いて、メモリ１３に蓄積しておいた全測定対象の中間
周波デジタル信号に対し、直交変換して誤差が除去さ
れ、かつ受信フィルタ処理された複素ベースバンド信号
Ｉ₅ ，Ｑ₅ を得る。つまり、メモリ１３より取出された
信号に対し乗算する信号は、局部発生した中間周波信号
の周波数からキャリア周波数誤差を減算し、かつ初期位
相を補正したものを用いる。つまりこの信号はｅｘｐ
（−ｊ（ω−ω₁ −ω₂ ）−θ）（θはτ₁ ＋τ₂ ＋θ
₁ と対応する位相）である。このとき初期位相は、シン
ボル判定点からのサンプリング単位のずれ分と、パイロ
ットＰＮパターンに対するチップ単位のずれ分を加算し
た時間間隔に対するキャリア周波数誤差による初期位相
の誤差を補正する。このベースバンド信号への変換時に
用いる低域通過フィルタとして受信フィルタ（コンプリ
メンタリフィルタ）と同一特性のものとする。またＰＮ
符号の先頭位置から測定対象の長さ分のデータ、この例
では６４×２０チップ分のデータである。

【００２６】このようにして周波数誤差などが補正され
るように直交変換された複素ベースバンド信号Ｉ₅ ，Ｑ
₅ から誤差ベクトルを算出し、これより更に変調精度、
振幅精度、位相誤差、ＩＱ原点オフセットを算出する。
波形品質ρの計算のためには、このベースバンド信号Ｉ
₅ ，Ｑ₅ で十分な精度が得られるが、変調精度の算出に
は振幅誤差と初期位相の誤差が重要である。よって複素
ベースバンド信号Ｉ₅，Ｑ₅ から更に振幅誤差と初期位
相と、キャリア周波数誤差との変調精度最適化基準によ
るパラメータ推定をおこない、そのパラメータに基づい
て補正を行った後、変調精度その他を算出する。

【００２７】つまり周波数誤差・位相・振幅推定部２４
でベースバンド信号Ｉ₅ ，Ｑ₅ についてのこれらのパラ
メータを推定する。信号データ系列の番号をｋ、理想信
号Ｒ _R ，Ｒ_I の振幅をＩ、ベースバンド信号Ｉ₅ ，Ｑ₅
の振幅成分をａ（ｋ）、位相成分をθ（ｋ）、理想信号
Ｒ_R ，Ｒ_I の位相成分をθ_R （ｋ）、振幅をａ_R （ｋ）
とするとキャリア周波数誤差Δω、初期位相θ₀ 、振幅
補正係数ｂ₀ はそれぞれ下記式で演算される。

【００２８】 Δω＝｛（Σａ（ｋ）・〔θ（ｋ）−θ_R （ｋ）〕）・（Σａ（ｋ） ・ｋ）−（Σａ（ｋ））・（Σａ（ｋ）・〔θ（ｋ）− θ_R （ｋ）〕・ｋ）｝／｛（Σａ（ｋ））² −（Σａ（ｋ）） ・（Σａ（ｋ）・ｋ² ）｝ θ₀ ＝｛（Σａ（ｋ）・ｋ）・（Σａ（ｋ）・〔θ（ｋ）−θ_R （ｋ）〕 ・ｋ）−（Σａ（ｋ）・〔θ（ｋ）−θ_R （ｋ）〕）・ （Σａ（ｋ）｝／｛（Σａ（ｋ）・ｋ）² −（Σａ（ｋ）） ・（Σａ（ｋ）・ｋ² ）｝ ｂ₀ ＝｛Σａ（ｋ）・ａ_R （ｋ）・ｃｏｓ〔θ_R （ｋ）−θ（ｋ）＋Δω ・ｋ＋θ₀ 〕｝／Σａ（ｋ）² Σは全てｋについての１から入力された信号の最後のｋ
（＝Ｎ）までである。

【００２９】これら演算されたΔω₀ ，θ₀ ，ｂ₀ を用
いて周波数・位相・振幅補正部２５で入力複素ベースバ
ンド信号Ｉ₅ ，Ｑ₅ に対する補正が下記演算によりなさ
れる。 Ｉ₆ ＋ｊＱ₆ ＝ｂ₀ （Ｉ₅ ＋ｊＱ₅ ）ｅｘｐ（−ｊ（Δ
ω・ｋ＋θ₀ ） この補正されたベースバンド信号Ｉ₆ ，Ｑ₆ と理想信号
Ｒ_R ，Ｒ_I とを用いて、エラーベクトル波形品質ρ算出
部２６で下記の演算がなされる。

【００３０】まず次式で各シンボル点（チップ周期お
き）のエラーベクトルの振幅の２乗を全て加算する。Σ ｜ε（ｋ）｜² ＝Σ〔（Ｉ₆ （ｋ）−Ｒ
_R （ｋ））²＋（Ｑ₆ （ｋ）−Ｒ_R （ｋ））² 〕 Σはｋ＝１からＮまで この値を加算数Ｎで除算して平方根をとり、単位を理想
信号の振幅を１００％としたときの％ｒｍｓとするため
次式を演算する。

【００３１】 ε_r ＝１００×√（Σ｜ε（ｋ）｜² ／Ｎ） 次にＩＱ原点オフセットを求めるために、エラーベクト
ルのＩ軸方向の加算値とＱ軸方向の加算値を下記式で求
める。Σ ε_I （ｋ）＝Σ（Ｉ（ｋ）−Ｒ_R （ｋ））Σ ε_Q （ｋ）＝Σ（Ｑ（ｋ）−Ｒ_Q （ｋ）） Σはｋ＝１からＮまで 各軸の加算値を加算数Ｎでそれぞれ除算して平均値を求
め、ｄＢ単位に変換する。理想信号の振幅が１であるか
ら理想信号の振幅を０ｄＢとすると、ＩＱ原点オフセッ
トは次式で求まる。

【００３２】Ｏ₀ ＝２０×ｌｏｇ₁₀｛√〔（Σε
_I （ｋ））²＋（Σε_Q （ｋ））² 〕／Ｎ² ｝ 次に振幅誤差を求めるが、まず測定信号Ｉ₆ ，Ｑ₆ の振
幅から理想信号の振幅１を引き、残りを二乗したものを
求める。Σ ε_m （ｋ）² ＝Σ（√（Ｉ₆ ²（ｋ）＋Ｑ
₆ ²（ｋ））−１）² Σはｋ＝１からＮまで これを％ｒｍｓ単位に次式で変換して振幅誤差を算出す
る。

【００３３】 ε_mr＝１００×√（Σε_m ² （ｋ）／Ｎ） 次に位相誤差を求めるが、この単位をｄｅｇ ｒｍｓで
算出する。測定信号Ｉ₆ ，Ｑ₆ の位相から理想信号
Ｒ_I ，Ｒ_Q の位相を引きその残りを二乗する。この位相
の引き算で、１８０°の軸に位相が近い場合は、位相差
を反対回りに計算してしまう場合があり、位相差が１８
０°を越えた場合は補正する。

【００３４】Σε_p ² （ｋ）＝Σ（arctan（Ｑ
（ｋ）／Ｉ（ｋ））−θ_R （ｋ））² Σはｋ＝１からＮまで これを次式でｄｅｇ ｒｍｓ単位に変換する。 ε_pr＝（１８０／π）×√（Σε_p ² （ｋ）／Ｎ） 波形品質ρは定義に基づき次式の計算により求める。

【００３５】Ｒｅ（ｊ）＝Σ（Ｉ₆ （ｋ）・Ｒ
_R （ｋ）＋Ｑ₆ （ｋ）・Ｒ_Q （ｋ）） Ｉｍ（ｊ）＝Σ（Ｑ₆ （ｋ）・Ｒ_R （ｋ）−Ｉ
₆ （ｋ）・Ｒ_Q （ｋ）） Σはｋ＝１＋６４（ｊ−１）から６４＋６４（ｊ−１）
まで ρ＝Σ（Ｒｅ（ｊ）・Ｒｅ（ｊ）＋Ｉｍ（ｊ）・Ｉｍ
（ｊ）／〔６４・Σ（Ｉ₆ ²（ｋ）＋Ｑ₆ ²（ｋ））〕 分母のΣはｋ＝１から６４Ｎまで、分子のΣはｋ＝１か
らＮまで 周波数推定部１５で推定された周波数誤差ω₁ と、周波
数誤差・位相推定部１９で求めた周波数誤差ω₂ と、周
波数誤差・位相・振幅推定部２４で求めた周波数誤差Δ
ωとを周波数誤差算出部で単位を合せて加算して周波数
誤差ω₄ を得る。

【００３６】ＰＮ同期理想信号生成部１８から、基地局
よりのトリガと受信入力信号のＰＮ符号系列の先頭との
差τ₁ を得、これと信号遅延推定部２２で推定された信
号遅延量τ₂ とをタイムアライメント誤差算出部２８で
加算し、これに対し、規格は定められた基準タイミング
とシンボル判定点とのずれ（１／２チップ）と、予め測
定しておいた測定系に存在するハードウェアでの遅延量
とを補正してタイムアライメント誤差τ₃ を求める。

【００３７】以上のようにして得られたＩ₆ ，Ｑ₆ ，
ρ，ε_r ，ε_mr，ε_pr，Ｏ₀ ，ω₄ ，τ₃ が表示部２９
に表示される。上述においてＰＮ同期理想信号生成部１
８において、入力信号にシンボル間干渉が除去されたも
のとしたがＣＤＭＡデジタルセルラ電話の変調方式でな
い場合にはシンボル間干渉がある信号や、シンボル判定
点以外のデータが必要になる場合もある。この場合は、
送信フィルタ処理されたＰＮパターンをメモリに蓄積し
ておく。上述においてはこの発明を拡散方式の変調信号
について波形品質測定に適用したが、拡散方式でない変
調信号の波形品質測定にも適用できる。その場合は、通
常、同期ワードなど予め定められた既知のデータの部分
を利用すればよい。また試験信号としてＰＮ符号の一部
を送信データに用いる場合は、そのＰＮ符号部に同期さ
せて利用すればよい。

【００３８】上述において、直交変換部１４以後の処理
はすべてソフトウェア処理により行ってもよい。また変
調パラメータの全てを求めるのではなく、一部のみを求
めてもよい。

【００３９】

【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
符号（シンボル）の既知の部分を利用して、復調を行う
ことなく、理想参照信号を生成しているため、復調誤り
に基づく測定誤りが生じない。その点において、復調誤
りに生じ易い状態の信号に対する変調パラメータの測定
に有利である。

【００４０】またこの発明では比較的簡単に周波数誤差
及びタイミング（位相）誤差と理想参照信号とを求め、
これら誤差がなくなるように、入力信号に対して直交変
換して複素ベースバンド信号を得、この複素ベースバン
ド信号と理想参照信号とから変調パラメータを求めてお
り、前記米国特許のように、変調パラメータを全て得る
ことを繰返して測定精度を高める場合より、演算量が少
なくて済む。

【００４１】演算処理がなされたデータについて演算を
繰返すと、演算誤差が累積し、かえって不正確な値にな
るおそれがあるが、この発明では処理部２３で入力信号
に対して直交変換し、その出力を１回処理するのみであ
り、繰返し演算による演算誤差の累積は生じない。前記
周波数誤差、タイミング誤差、理想参照信号を求める処
理を、前述のように測定対称入力信号長よりも短かい信
号で求める場合は演算量が一層少なくて済む。

【００４２】特にフィルタ処理を行う場合は、一般にフ
ィルタ処理のための演算に長い時間がかかるため、評価
対象全体を最初から最後まで用いる従来のものよりもこ
の発明の演算量は著しく少ないものとすることができ
る。実施例では受信フィルタ処理を行う前に、周波数誤
差補正を行っているため、信号の一部が遮断されるよう
なことなく、正しい測定を行うことができる。

【００４３】特にＣＤＭＡ移動通信信号においては、Ｐ
Ｎ拡散されているため、その各チップを従来方法の評価
対象シンボルとすると、シンボル数が例えば６倍にもな
り、測定演算時間も６倍になってしまうが、この発明で
は、前述したように演算量が著しく少くて済み、有利で
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を機能的に示すブロック図。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力デジタル直交変調信号を直交変換し
   て第１複素ベースバンド信号を得る第１手段と、 上記第１複素ベースバンド信号の周波数誤差（第１周波
   数誤差と記す）、タイミング誤差（第１タイミング誤差
   と記す）と、上記第１複素ベースバンド信号のシンボル
   と同期した理想参照信号を推定する第２手段と、 上記入力デジタル直交変調信号を、上記第１周波数誤
   差、第１タイミング誤差を補正するように直交変換して
   第２複素ベースバンド信号を得る第３手段と、 上記第２複素ベースバンド信号と上記理想参照信号から
   上記第２複素ベースバンド信号の周波数誤差（第２周波
   数誤差と記す）を推定する第４手段と、 上記第２複素ベースバンド信号に対し上記第２周波数誤
   差を補正した第３複素ベースバンド信号を得る第５手段
   と、 上記第３複素ベースバンド信号と上記理想参照信号によ
   り変調パラメータを推定する第６手段と、 を有するデジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装
   置。
2. 【請求項２】 上記第２手段は上記第１複素ベースバン
   ド信号の周波数誤差（第３周波数誤差と記す）を推定す
   る第７手段と、上記第３周波数誤差を上記第１複素ベー
   スバンド信号に対して補正して第４複素ベースバンド信
   号を得る第８手段と、上記第４複素ベースバンド信号か
   らこの第４複素ベースバンド信号のシンボルと同期した
   上記理想参照信号を生成し、上記第１複素ベースバンド
   信号のタイミング誤差（第２タイミング誤差と記す）を
   推定する第９手段とを含むことを特徴とする請求項１記
   載のデジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装置。
3. 【請求項３】 上記第４複素ベースバンド信号を、受信
   フィルタ処理して第５複素ベースバンド信号を得て上記
   第９手段へ上記第４複素ベースバンド信号として供給す
   る第１０手段を含むことを特徴とする請求項２記載のデ
   ジタル直交変調信号の変調パラメータ測定装置。
4. 【請求項４】 上記第２手段は上記理想参照信号と上記
   第９手段へ供給される複素ベースバンド信号とからその
   複素ベースバンド信号の周波数誤差（第４周波数誤差と
   記す）とタイミング誤差（第３タイミング誤差と記す）
   を求める第１１手段を含み、上記第３手段は、上記第３
   周波数誤差及び上記第４周波数誤差を加算したものを上
   記第１周波数誤差とし、上記第２タイミング誤差及び上
   記第３タイミング誤差を加算したものを上記第１タイミ
   ング誤差として直交検波する手段であることを特徴とす
   る請求項２又は３記載のデジタル直交変調信号の変調パ
   ラメータ測定装置。
5. 【請求項５】 上記第２手段は上記第９手段へ供給され
   る複素ベースバンド信号に対し、上記第４周波数誤差及
   び上記第３タイミング誤差を補正して第５複素ベースバ
   ンド信号を得る第１２手段と、上記第５複素ベースバン
   ド信号と上記理想参照信号とから信号遅延を推定して上
   記第３タイミング誤差として上記第３手段へ供給する第
   １３手段を含むことを特徴とする請求項４記載のデジタ
   ル直交変調信号の変調パラメータ測定装置。
6. 【請求項６】 外部よりのトリガと上記理想参照信号と
   の位相差としてタイムアライメント誤差を検出する第１
   ４手段を有することを特徴とする請求項１乃至５の何れ
   かに記載のデジタル直交変調信号の変調パラメータ測定
   装置。
7. 【請求項７】 上記入力デジタル直交変調信号を上記ト
   リガを基準としてメモリに取込む手段と、上記メモリの
   上記トリガと対応する番地と上記理想参照信号の先頭と
   対応する番地との差を検出して上記タイムアライメント
   誤差のおおよその値とする手段を上記第１４手段は含む
   ことを特徴とする請求項８記載のデジタル直交変調信号
   の変調パラメータ測定装置。
8. 【請求項８】 上記入力デジタル直交変調信号はＣＤＭ
   Ａ移動通信におけるパイロットＰＮ符号に変調された送
   信信号であることを特徴とする請求項１，３乃至７の何
   れかに記載のデジタル直交変調信号の変調パラメータ測
   定装置。
9. 【請求項９】 上記第２手段は測定対象信号長より短い
   信号を処理する手段であることを特徴とする請求項１乃
   至７の何れかに記載のデジタル直交変調信号の変調パラ
   メータ測定装置。