JPH1198108A - Ｃｄｍａ信号測定方法 - Google Patents
Ｃｄｍａ信号測定方法Info
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- JPH1198108A JPH1198108A JP9257123A JP25712397A JPH1198108A JP H1198108 A JPH1198108 A JP H1198108A JP 9257123 A JP9257123 A JP 9257123A JP 25712397 A JP25712397 A JP 25712397A JP H1198108 A JPH1198108 A JP H1198108A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- complex baseband
- baseband signal
- frequency error
- estimating
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
- H04B17/101—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof
- H04B17/102—Power radiated at antenna
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ロングコードとショートコードとにより拡散
されたＣＤＭＡ信号の品質測定で、キャリア周波数誤差
が比較的大きくても測定できる。 【解決手段】 受信信号を複素ベースバンド信号ｓに変
換し（１２）、信号ｓのシンボル点を抽出し（３３）、
その信号点からの位相ずれから周波数誤差Δｆを求め
（３４）、このΔｆを信号ｓに対し補正し、補正された
信号ｓ' を各チャネルの拡散信号で復号し、かつ各パワ
ーを求め、参照信号を作り、各参照信号と信号ｓ' によ
り、これらの二乗誤差εが最小になるように遅延時間τ
を求め（３７）、τを信号ｓ' に対し補正し、その補正
信号ｓ' ' についてεが最小となるように、周波数誤
差、初期位相を求め（３８）、これらで信号ｓ' を補正
して、信号ｓ''とし、信号ｓ''と参照信号とで振幅測定
し、更に測定項目を計算する（２２）。
されたＣＤＭＡ信号の品質測定で、キャリア周波数誤差
が比較的大きくても測定できる。 【解決手段】 受信信号を複素ベースバンド信号ｓに変
換し（１２）、信号ｓのシンボル点を抽出し（３３）、
その信号点からの位相ずれから周波数誤差Δｆを求め
（３４）、このΔｆを信号ｓに対し補正し、補正された
信号ｓ' を各チャネルの拡散信号で復号し、かつ各パワ
ーを求め、参照信号を作り、各参照信号と信号ｓ' によ
り、これらの二乗誤差εが最小になるように遅延時間τ
を求め（３７）、τを信号ｓ' に対し補正し、その補正
信号ｓ' ' についてεが最小となるように、周波数誤
差、初期位相を求め（３８）、これらで信号ｓ' を補正
して、信号ｓ''とし、信号ｓ''と参照信号とで振幅測定
し、更に測定項目を計算する（２２）。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はＣＤＭＡ（符号分
割多元接続）方式における送信信号の波形品質測定方法
に関する。
割多元接続）方式における送信信号の波形品質測定方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の方法は文献“Overview o
f Code-Domain Power,Timing,and Phase Measuremen
t”，February 1996 Hewlett-Packard Journal に示さ
れている。この方法では図５に示すように、中間周波数
信号とされた被測定受信信号は入力端子１１よりベース
バンド変換部１２に入力されて、ベースバンド信号に変
換される。一方、端子１３よりの拡散符号系列が参照信
号作成部１４に入力され、参照信号が作成され、この参
照信号と変換部１２からのベースバンド信号とから時間
基準抽出部１５により時間基準が抽出される。この抽出
された時間基準により補正部１６で、変換された被測定
ベースバンド信号が補正され、その補正されたベースバ
ンド信号と、作成された参照信号とから粗推定部１７
で、キャリア（搬送波）の周波数誤差及びキャリアの初
期位相が推定され、その推定された周波数誤差及び初期
位相により、補正部１６からの補正されたベースバンド
信号が補正部１８で補正され、その補正されたベースバ
ンド信号と端子１３よりの拡散符号列とから精推定部１
９で周波数誤差とキャリアの初期位相とが更に推定さ
れ、その推定値にもとづいて補正部２１において補正部
１６よりのベースバンド信号に対し補正がなされ、その
補正されたベースバンド信号と、端子１３よりの拡散符
号系列とから測定項目計算部２２でコードドメインパワ
ー係数（各チャネルの全信号に対する電力の割合）を含
む波形品質が計算される。
f Code-Domain Power,Timing,and Phase Measuremen
t”，February 1996 Hewlett-Packard Journal に示さ
れている。この方法では図５に示すように、中間周波数
信号とされた被測定受信信号は入力端子１１よりベース
バンド変換部１２に入力されて、ベースバンド信号に変
換される。一方、端子１３よりの拡散符号系列が参照信
号作成部１４に入力され、参照信号が作成され、この参
照信号と変換部１２からのベースバンド信号とから時間
基準抽出部１５により時間基準が抽出される。この抽出
された時間基準により補正部１６で、変換された被測定
ベースバンド信号が補正され、その補正されたベースバ
ンド信号と、作成された参照信号とから粗推定部１７
で、キャリア（搬送波）の周波数誤差及びキャリアの初
期位相が推定され、その推定された周波数誤差及び初期
位相により、補正部１６からの補正されたベースバンド
信号が補正部１８で補正され、その補正されたベースバ
ンド信号と端子１３よりの拡散符号列とから精推定部１
９で周波数誤差とキャリアの初期位相とが更に推定さ
れ、その推定値にもとづいて補正部２１において補正部
１６よりのベースバンド信号に対し補正がなされ、その
補正されたベースバンド信号と、端子１３よりの拡散符
号系列とから測定項目計算部２２でコードドメインパワ
ー係数（各チャネルの全信号に対する電力の割合）を含
む波形品質が計算される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来の方法
は、被測定信号をベースバンド信号としたものから直接
時間基準を抽出しているため、キャリアの周波数誤差が
ある程度大きい場合は、時間基準を間違えるおそれがあ
った。前記文献によると、時間基準抽出に用いる信号長
が１．２５ｍｓのとき、許容される周波数誤差は４００
Ｈｚである。
は、被測定信号をベースバンド信号としたものから直接
時間基準を抽出しているため、キャリアの周波数誤差が
ある程度大きい場合は、時間基準を間違えるおそれがあ
った。前記文献によると、時間基準抽出に用いる信号長
が１．２５ｍｓのとき、許容される周波数誤差は４００
Ｈｚである。
【０００４】この発明の目的はキャリア周波数誤差が４
００Ｈｚ以上であっても、正しく時間基準を抽出するこ
とができ、従って正しく波形品質を測定できる方法を提
供することにある。
００Ｈｚ以上であっても、正しく時間基準を抽出するこ
とができ、従って正しく波形品質を測定できる方法を提
供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明によれば図１に
示すように、入力端子１１よりの中間周波信号とされた
被測定ディジタル信号をベースバンド変換部１２で、複
素ベースバンド信号に変換し、この複素ベースバンド信
号を時間基準抽出・周波数誤差推定部２５で時間基準を
抽出すると同時に周波数誤差も推定し、これにより複素
ベースバンド信号を補正し、その補正された複素ベース
バンド信号からパラメータ推定・補正部２７にても時間
基準を抽出し、２段階で時間基準抽出をする。この方法
により入力信号にある程度大きな周波数誤差が含まれて
いても時間基準を抽出することができ、比較的大きな周
波数誤差をもつ、測定信号をも正しくコードドメインパ
ワー係数や波形品質を正しく測定することができる。
示すように、入力端子１１よりの中間周波信号とされた
被測定ディジタル信号をベースバンド変換部１２で、複
素ベースバンド信号に変換し、この複素ベースバンド信
号を時間基準抽出・周波数誤差推定部２５で時間基準を
抽出すると同時に周波数誤差も推定し、これにより複素
ベースバンド信号を補正し、その補正された複素ベース
バンド信号からパラメータ推定・補正部２７にても時間
基準を抽出し、２段階で時間基準抽出をする。この方法
により入力信号にある程度大きな周波数誤差が含まれて
いても時間基準を抽出することができ、比較的大きな周
波数誤差をもつ、測定信号をも正しくコードドメインパ
ワー係数や波形品質を正しく測定することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】図２にこの発明の実施例を示す。
この実施例で対象としている信号は短い符号系列（ショ
ートコード）と、これに対して十分長い符号系列（ロン
グコード）とで２重に拡散され、複数のチャネルが多重
化されるようなＣＤＭＡ基地局信号である。したがって
拡散符号系列としてはロングコードとショートコードが
掛け合わされたものとなる。ここで、各チャネルでは同
一のロングコードを用いるが、ショートコードには互い
に直交した符号系列を用いる。また対象とする信号はＱ
ＰＳＫにて１次変調され、ＢＰＳＫにて２次変調（拡散
変調）されているものとする。そしてこの信号には常に
送信する特定のチャネル（ここではとまり木チャネルと
呼ぶ）が存在するものとする。このような信号に対しこ
の実施例ではコードドメインパワー係数（各チャネル
の、全信号に対する電力の割合）を測定することが可能
である。ただしこのコードドメインパワー係数を計算す
るときに受信信号と参照信号との平均２乗誤差が最小に
なるように各パラメータを推定するものとする。
この実施例で対象としている信号は短い符号系列（ショ
ートコード）と、これに対して十分長い符号系列（ロン
グコード）とで２重に拡散され、複数のチャネルが多重
化されるようなＣＤＭＡ基地局信号である。したがって
拡散符号系列としてはロングコードとショートコードが
掛け合わされたものとなる。ここで、各チャネルでは同
一のロングコードを用いるが、ショートコードには互い
に直交した符号系列を用いる。また対象とする信号はＱ
ＰＳＫにて１次変調され、ＢＰＳＫにて２次変調（拡散
変調）されているものとする。そしてこの信号には常に
送信する特定のチャネル（ここではとまり木チャネルと
呼ぶ）が存在するものとする。このような信号に対しこ
の実施例ではコードドメインパワー係数（各チャネル
の、全信号に対する電力の割合）を測定することが可能
である。ただしこのコードドメインパワー係数を計算す
るときに受信信号と参照信号との平均２乗誤差が最小に
なるように各パラメータを推定するものとする。
【０００７】入力端子１１からの中間周波数とされた対
象信号（キャリア周波数ｆIF）はサンプリング周波数ｆ
s でサンプリングされ、図に示していないメモリに蓄え
られている。そしてまず、メモリから適当なタイミング
で適当な長さだけＩＦディジタル信号を取り込む。そし
てこの信号から複素ベースバンド信号を作成するために
まず正弦波乗積部（ダウンコンバータ部）３１にて正弦
波を乗積する。その後ローパスフィルタに通すが、サン
プリング周波数が拡散符号系列のチップレートの整数倍
でない場合、サンプリング周波数変換部３２にて補間お
よび間引きを行い、サンプリング周波数をチップレート
の整数倍ｆs ′にする。この補間、間引き用フィルタは
上記ローパスフィルタと兼用する。そしてこのサンプリ
ング周波数ｆs ′でサンプリングされている複素ベース
バンド信号を、時間基準・周波数誤差推定部２５中のシ
ンボル点抽出部３３に入力する。ここではサンプル点の
うち最もシンボル点に近いサンプル点を抽出する。その
後同期・周波数誤差推定部３４にて拡散符号系列と同期
を取ると同時に周波数誤差を推定し、その分複素ベース
バンド信号補正部２６で補正する。
象信号（キャリア周波数ｆIF）はサンプリング周波数ｆ
s でサンプリングされ、図に示していないメモリに蓄え
られている。そしてまず、メモリから適当なタイミング
で適当な長さだけＩＦディジタル信号を取り込む。そし
てこの信号から複素ベースバンド信号を作成するために
まず正弦波乗積部（ダウンコンバータ部）３１にて正弦
波を乗積する。その後ローパスフィルタに通すが、サン
プリング周波数が拡散符号系列のチップレートの整数倍
でない場合、サンプリング周波数変換部３２にて補間お
よび間引きを行い、サンプリング周波数をチップレート
の整数倍ｆs ′にする。この補間、間引き用フィルタは
上記ローパスフィルタと兼用する。そしてこのサンプリ
ング周波数ｆs ′でサンプリングされている複素ベース
バンド信号を、時間基準・周波数誤差推定部２５中のシ
ンボル点抽出部３３に入力する。ここではサンプル点の
うち最もシンボル点に近いサンプル点を抽出する。その
後同期・周波数誤差推定部３４にて拡散符号系列と同期
を取ると同時に周波数誤差を推定し、その分複素ベース
バンド信号補正部２６で補正する。
【０００８】次にこの補正された複素ベースバンド信号
を参照信号作成部１４中の復調・パワー推定部３５に入
力する。ここでは、拡散符号系列を用いて各チャネルご
とに復調する。そのときに各チャネルのパワーも推定す
る。そして参照信号生成部３６にて各チャネルの参照信
号を生成する。また各チャネルの参照信号と復調・パワ
ー推定部３５にて推定したパワーから、多重信号の参照
信号も生成する。
を参照信号作成部１４中の復調・パワー推定部３５に入
力する。ここでは、拡散符号系列を用いて各チャネルご
とに復調する。そのときに各チャネルのパワーも推定す
る。そして参照信号生成部３６にて各チャネルの参照信
号を生成する。また各チャネルの参照信号と復調・パワ
ー推定部３５にて推定したパワーから、多重信号の参照
信号も生成する。
【０００９】次にこの多重信号の参照信号と補正した複
素ベースバンド信号から、まずシンボル点推定部３７に
てシンボル点とシンボル点に最も近いサンプル点とのず
れを推定し、そして周波数誤差・初期位相推定部３８に
て、残りの周波数誤差と初期位相を推定し、その後、振
幅推定部３９にて各チャネルの振幅を推定し直す。最後
に測定項目計算部２２にてこれらのパラメータを補正部
４１，４２でそれぞれ補正した複素ベースバンド信号と
参照信号からコードドメインパワー係数や波形品質を計
算する。以下各ブロックを説明する。 １．データの取得 まずメモリに蓄えられているＩＦディジタル送信信号を
適当なタイミングで適当な長さだけ取り込む。取り込む
サンプル数はコードドメインパワー係数を計算するサン
プル数に依存する。 ２．ベースバンド変換部１２ ベースバンド変換部１２ではメモリから読み込んだＩＦ
ディジタル送信信号ｓを複素ベースバンド信号に変換
し、かつサンプリング周波数を拡散符号系列のチップレ
ートの整数倍に変換する。この変換部１２は２つのサブ
ブロック（正弦波乗積部３１、サンプリング周波数変換
部３２）から構成される。 ２−１．正弦波乗積部 正弦波乗積部３１ではメモリから読み込んだＩＦディジ
タル送信信号ｓk ＝ｓ（ｋＴs ）に正弦波ｅｘｐ（−ｊ
２πｆIFＴs ｋ）をかける。（Ｔs はサンプリング間
隔） ２−２．サンプリング周波数変換部 次に、正弦波をかけられた信号から高調波成分を取り除
くためにローパスフィルタに通す。ここで、メモリから
読み込んだＩＦディジタル送信信号ｓのサンプリング周
波数が信号を拡散する符号系列のチップレートの整数倍
でないとき、サンプリング周波数がチップレートの整数
倍になるように補間および間引きする。この補間および
間引き用フィルタとして上記ローパスフィルタを用い
る。例えば、ＩＦディジタル送信信号のサンプリング周
波数が４０ＭＨｚ、拡散符号系列のチップレートが４．
０９６ＭＨｚのときサンプリング周波数をチップレート
の８倍に変換するためには、タップ数４８６４１、サン
プリング周波数（４０×５１２ＭＨｚ）のナイキストフ
ィルタを用い、まず送信信号を補間する。その後６２５
サンプルおきに取り出すことによって、チップレートの
８倍のサンプリング周波数に変換することができる。以
下サンプリング周波数はチップレートの８倍とする。な
お通常サンプリング周波数（１／Ｔs ）は測定器で固定
とされているが、入力される送信信号ｓのチップレート
は必ずしも一定ではなく、システムにより異なる。
素ベースバンド信号から、まずシンボル点推定部３７に
てシンボル点とシンボル点に最も近いサンプル点とのず
れを推定し、そして周波数誤差・初期位相推定部３８に
て、残りの周波数誤差と初期位相を推定し、その後、振
幅推定部３９にて各チャネルの振幅を推定し直す。最後
に測定項目計算部２２にてこれらのパラメータを補正部
４１，４２でそれぞれ補正した複素ベースバンド信号と
参照信号からコードドメインパワー係数や波形品質を計
算する。以下各ブロックを説明する。 １．データの取得 まずメモリに蓄えられているＩＦディジタル送信信号を
適当なタイミングで適当な長さだけ取り込む。取り込む
サンプル数はコードドメインパワー係数を計算するサン
プル数に依存する。 ２．ベースバンド変換部１２ ベースバンド変換部１２ではメモリから読み込んだＩＦ
ディジタル送信信号ｓを複素ベースバンド信号に変換
し、かつサンプリング周波数を拡散符号系列のチップレ
ートの整数倍に変換する。この変換部１２は２つのサブ
ブロック（正弦波乗積部３１、サンプリング周波数変換
部３２）から構成される。 ２−１．正弦波乗積部 正弦波乗積部３１ではメモリから読み込んだＩＦディジ
タル送信信号ｓk ＝ｓ（ｋＴs ）に正弦波ｅｘｐ（−ｊ
２πｆIFＴs ｋ）をかける。（Ｔs はサンプリング間
隔） ２−２．サンプリング周波数変換部 次に、正弦波をかけられた信号から高調波成分を取り除
くためにローパスフィルタに通す。ここで、メモリから
読み込んだＩＦディジタル送信信号ｓのサンプリング周
波数が信号を拡散する符号系列のチップレートの整数倍
でないとき、サンプリング周波数がチップレートの整数
倍になるように補間および間引きする。この補間および
間引き用フィルタとして上記ローパスフィルタを用い
る。例えば、ＩＦディジタル送信信号のサンプリング周
波数が４０ＭＨｚ、拡散符号系列のチップレートが４．
０９６ＭＨｚのときサンプリング周波数をチップレート
の８倍に変換するためには、タップ数４８６４１、サン
プリング周波数（４０×５１２ＭＨｚ）のナイキストフ
ィルタを用い、まず送信信号を補間する。その後６２５
サンプルおきに取り出すことによって、チップレートの
８倍のサンプリング周波数に変換することができる。以
下サンプリング周波数はチップレートの８倍とする。な
お通常サンプリング周波数（１／Ｔs ）は測定器で固定
とされているが、入力される送信信号ｓのチップレート
は必ずしも一定ではなく、システムにより異なる。
【００１０】従ってサンプリング周波数とチップレート
は必ずしも整数倍の関係にはない。 ３．時間基準・周波数誤差推定部２５ ここでは拡散符号と同期をとることによって、時間基準
を抽出する。その際同時にキャリアの周波数誤差も推定
する。このブロックは２つのサブブロック（シンボル点
抽出部３３、同期・周波数誤差推定部３４）から構成さ
れる。 ３−１．シンボル点抽出部３３ ここでは連続する８つのサンプル、つまり１チップ分の
サンプルのうち、最もシンボル点（チップの中心）に近
いサンプル点を検出する。この方法としては、以下の値
が最大となるｉの値を求め、そのサンプル点をシンボル
点に最も近いサンプル点と判断する。
は必ずしも整数倍の関係にはない。 ３．時間基準・周波数誤差推定部２５ ここでは拡散符号と同期をとることによって、時間基準
を抽出する。その際同時にキャリアの周波数誤差も推定
する。このブロックは２つのサブブロック（シンボル点
抽出部３３、同期・周波数誤差推定部３４）から構成さ
れる。 ３−１．シンボル点抽出部３３ ここでは連続する８つのサンプル、つまり１チップ分の
サンプルのうち、最もシンボル点（チップの中心）に近
いサンプル点を検出する。この方法としては、以下の値
が最大となるｉの値を求め、そのサンプル点をシンボル
点に最も近いサンプル点と判断する。
【００１１】Σk=0 N （ｘi+8k 2 ＋ｙi+8k 2 ），ｉ＝
０，１，…，７ ただし、ｘ，ｙはチップレートの８倍でサンプリングさ
れた複素ベースバンド信号の実部、虚部を示す。この複
素ベースバンド信号の先頭から抽出されたシンボル点に
最も近いサンプル点（チップ点）までの値が請求項３に
おける推定された第１の信号遅延値である。 ３−２．同期・周波数誤差推定部３４ ここでは信号を拡散している符号系列と同期をとる。そ
の際、キャリアの周波数誤差も同時に推定する。受信信
号には複数のチャネルが多重化されているが、この時点
ではどのチャネルが多重化されているかわからない。し
かしこの信号には常に送信する特定のチャネル（とまり
木チャネル）が必ず存在する。そこでこのとまり木チャ
ネルに使われている拡散符号を使用することによって、
同期および周波数誤差を推定する。ここで、とまり木チ
ャネルに使われている拡散符号系列はその他のチャネル
の拡散符号系列とショートコード１周期長において直交
している。よって周波数誤差がある程度小さいならば、
受信ベースバンド信号にとまり木チャネルの拡散符号系
列を同位相でかけてショートコード１周期分の和（Ｗ）
をとることによってとまり木チャネル以外のチャネルの
影響を取り除くことができる。したがって、とまり木チ
ャネルの拡散符号系列の１周期分サーチし、以下の値が
最大となる位置を同期位置と判断することができる。た
だし、ショートコード長は以下６４チップとする。
０，１，…，７ ただし、ｘ，ｙはチップレートの８倍でサンプリングさ
れた複素ベースバンド信号の実部、虚部を示す。この複
素ベースバンド信号の先頭から抽出されたシンボル点に
最も近いサンプル点（チップ点）までの値が請求項３に
おける推定された第１の信号遅延値である。 ３−２．同期・周波数誤差推定部３４ ここでは信号を拡散している符号系列と同期をとる。そ
の際、キャリアの周波数誤差も同時に推定する。受信信
号には複数のチャネルが多重化されているが、この時点
ではどのチャネルが多重化されているかわからない。し
かしこの信号には常に送信する特定のチャネル（とまり
木チャネル）が必ず存在する。そこでこのとまり木チャ
ネルに使われている拡散符号を使用することによって、
同期および周波数誤差を推定する。ここで、とまり木チ
ャネルに使われている拡散符号系列はその他のチャネル
の拡散符号系列とショートコード１周期長において直交
している。よって周波数誤差がある程度小さいならば、
受信ベースバンド信号にとまり木チャネルの拡散符号系
列を同位相でかけてショートコード１周期分の和（Ｗ）
をとることによってとまり木チャネル以外のチャネルの
影響を取り除くことができる。したがって、とまり木チ
ャネルの拡散符号系列の１周期分サーチし、以下の値が
最大となる位置を同期位置と判断することができる。た
だし、ショートコード長は以下６４チップとする。
【００１２】Ｚg ＝Σk ｜Ｗm,k,g ｜2 ただし、Ｗm,k,g ＝Σq=0 63 （ｘ64・8・k+8q+i+8m ＋
ｊｙ64・8・k+8q+i+8m ） ・Ｕ0,q+g Ｕ0,q+g ：とまり木チャネルの拡散符号系列の（ｑ＋
ｇ）チップ目 ｇ：６４×Ｌ，ｍ＝０〜６３ Ｌ：０〜（ロングコード長／６４）−１ また、このときａｒｇ（Ｗm,k,g ）はｋ番目のシンボル
位相Φk 、周波数誤差による位相変化量と初期位相との
和を表す。したがって、同期位置となるｍ、ｇの値にお
いてｒk ＝ａｒｇ（Ｗm,k,g ）−Φk とおくと次式によ
り周波数誤差を推定することができる。
ｊｙ64・8・k+8q+i+8m ） ・Ｕ0,q+g Ｕ0,q+g ：とまり木チャネルの拡散符号系列の（ｑ＋
ｇ）チップ目 ｇ：６４×Ｌ，ｍ＝０〜６３ Ｌ：０〜（ロングコード長／６４）−１ また、このときａｒｇ（Ｗm,k,g ）はｋ番目のシンボル
位相Φk 、周波数誤差による位相変化量と初期位相との
和を表す。したがって、同期位置となるｍ、ｇの値にお
いてｒk ＝ａｒｇ（Ｗm,k,g ）−Φk とおくと次式によ
り周波数誤差を推定することができる。
【００１３】 Δｆ＝（１／２π）（１／６４Ｍ）Σk=0 M-1 （ｒk+1 −ｒk ） ＝（１／２π）（１／６４Ｍ）（ｒM −ｒ0 ） ただし、ＱＰＳＫの場合であるから φk ＝Ｙ（ａｒｇ（Ｗm,k,g ）−Δφk-1 ） Δφk-1 ＝ａｒｇ（Ｗm,k-1,g ）−φk-1 そして求めた周波数誤差分Δｆを補正部２６で複素ベー
スバンド信号に対し補正する。また、チップレートを
４．０９６ＭＨｚ、Ｍ＝６４０とすると、ワークステー
ションにて周波数誤差Δｆの推定精度は７０Ｈｚ、推定
許容範囲±８ｋＨｚとなる。ここで複素ベースバンド信
号はその先頭サンプルがショートコードの先頭チップに
なるようにシフトしておくものとする。つまりシンボル
点に最も近いサンプル点（チップ点）から複素ベースバ
ンド信号におけるショートコードの先頭までの第２信号
遅延値だけシフトしておく。 ４．参照信号作成部１４ ここでは、同期・周波数誤差推定部２５で求められた周
波数誤差分が補正された受信複素ベースバンド信号と各
チャネルに用いられる拡散符号系列を使って、各チャネ
ルの参照信号を作成する。まず各チャネルごとに復調す
ると同時に各チャネルのパワーを推定する。そして、各
チャネルの拡散符号系列を使ってチップレートの１倍サ
ンプリングの参照信号を作成する。また推定したパワー
を用いて同様に多重信号の参照信号も作成する。このブ
ロックは２つのサブブロック（復調・パワー推定部３
５、参照信号生成部３６）から構成される。 ４−１．復調・パワー推定部３５ ここでは補正された複素ベースバンド信号（ｘ′k ＋ｊ
ｙ′k ）から、各チャネルを復調すると同時に各チャネ
ルのパワーを推定する。
スバンド信号に対し補正する。また、チップレートを
４．０９６ＭＨｚ、Ｍ＝６４０とすると、ワークステー
ションにて周波数誤差Δｆの推定精度は７０Ｈｚ、推定
許容範囲±８ｋＨｚとなる。ここで複素ベースバンド信
号はその先頭サンプルがショートコードの先頭チップに
なるようにシフトしておくものとする。つまりシンボル
点に最も近いサンプル点（チップ点）から複素ベースバ
ンド信号におけるショートコードの先頭までの第２信号
遅延値だけシフトしておく。 ４．参照信号作成部１４ ここでは、同期・周波数誤差推定部２５で求められた周
波数誤差分が補正された受信複素ベースバンド信号と各
チャネルに用いられる拡散符号系列を使って、各チャネ
ルの参照信号を作成する。まず各チャネルごとに復調す
ると同時に各チャネルのパワーを推定する。そして、各
チャネルの拡散符号系列を使ってチップレートの１倍サ
ンプリングの参照信号を作成する。また推定したパワー
を用いて同様に多重信号の参照信号も作成する。このブ
ロックは２つのサブブロック（復調・パワー推定部３
５、参照信号生成部３６）から構成される。 ４−１．復調・パワー推定部３５ ここでは補正された複素ベースバンド信号（ｘ′k ＋ｊ
ｙ′k ）から、各チャネルを復調すると同時に各チャネ
ルのパワーを推定する。
【００１４】まず復調は、実部、虚部の情報ビットをａ
k ，ｂk とすると以下の式により行う。 ａk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g （ｘ′）） ｂk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g （ｙ′）） ただし、 Ａi,k,g （Ｚ）＝Σq=0 63 Ｚ64・8k+8q・Ｕi,64k+q+g Ｕi,j ：ｉチャネルの拡散符号系列のｊチップ目 またチャネルｉのパワーは以下のように推定する。
k ，ｂk とすると以下の式により行う。 ａk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g （ｘ′）） ｂk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g （ｙ′）） ただし、 Ａi,k,g （Ｚ）＝Σq=0 63 Ｚ64・8k+8q・Ｕi,64k+q+g Ｕi,j ：ｉチャネルの拡散符号系列のｊチップ目 またチャネルｉのパワーは以下のように推定する。
【００１５】 Ｐi ＝Σk ｛Ａi,k,g （ｘ′）2 ＋Ａi,k,g （ｙ′）
2 ｝ ４−２．参照信号生成部３６ 各シンボル（情報）長はショートコードの周期長と等し
いから、求めた復調情報ビットより、次式により各チャ
ネルの参照信号を求める。 Ｒi,k ＝（ａk/64＋ｊｂk/64）・Ｕi,k ただし、ｘ／ｙはｘをｙで割ったときの商を表すもの
（整数）とする。
2 ｝ ４−２．参照信号生成部３６ 各シンボル（情報）長はショートコードの周期長と等し
いから、求めた復調情報ビットより、次式により各チャ
ネルの参照信号を求める。 Ｒi,k ＝（ａk/64＋ｊｂk/64）・Ｕi,k ただし、ｘ／ｙはｘをｙで割ったときの商を表すもの
（整数）とする。
【００１６】同様に、求めたパワーを使って多重信号の
参照信号を次のように求める。 Ｒ′k ＝Σi √Ｐi Ｒi,k 以下、この多重信号の参照信号と、補正部２６で補正し
た複素ベースバンド信号を使ってパラメータを推定す
る。 ５．パラメータ推定部 ここでは多重信号の参照信号と補正部２６で補正した複
素ベースバンド信号を使って、キャリア周波数誤差、キ
ャリアの初期位相、シンボル点からのずれ、各チャネル
の振幅を推定する。その際、参照信号と受信信号との２
乗誤差εが最小になるように各パラメータを推定する。
このブロックは３つのサブブロック（シンボル点推定部
３７、周波数誤差・初期位相推定部３８、振幅推定部３
９）から構成される。 ５−１．シンボル点推定部３７ 周波数誤差は同期・周波数誤差推定部３４で、各チャネ
ルのパワーは復調・パワー推定部３５でそれぞれおおよ
そ推定しているため、ここではそれらの推定誤差を０と
おいて、シンボル点とシンボル点に最も近いサンプル点
とのずれ分τを推定する。この推定方法としては∂ε／
∂θ0 ＝０と∂ε／∂τ ＝０から、θ0 を消去してτを
求める。このとき、求めたτは以下の式のようになる。
参照信号を次のように求める。 Ｒ′k ＝Σi √Ｐi Ｒi,k 以下、この多重信号の参照信号と、補正部２６で補正し
た複素ベースバンド信号を使ってパラメータを推定す
る。 ５．パラメータ推定部 ここでは多重信号の参照信号と補正部２６で補正した複
素ベースバンド信号を使って、キャリア周波数誤差、キ
ャリアの初期位相、シンボル点からのずれ、各チャネル
の振幅を推定する。その際、参照信号と受信信号との２
乗誤差εが最小になるように各パラメータを推定する。
このブロックは３つのサブブロック（シンボル点推定部
３７、周波数誤差・初期位相推定部３８、振幅推定部３
９）から構成される。 ５−１．シンボル点推定部３７ 周波数誤差は同期・周波数誤差推定部３４で、各チャネ
ルのパワーは復調・パワー推定部３５でそれぞれおおよ
そ推定しているため、ここではそれらの推定誤差を０と
おいて、シンボル点とシンボル点に最も近いサンプル点
とのずれ分τを推定する。この推定方法としては∂ε／
∂θ0 ＝０と∂ε／∂τ ＝０から、θ0 を消去してτを
求める。このとき、求めたτは以下の式のようになる。
【００１７】
【数１】 ここで、チップレートを４．０９６ＭＨｚ、ベースバン
ドフィルタのタップ数を１１チップ分、Ｌ＝９６０とす
ると、ワークステーションにてτの推定精度は３ｎｓｅ
ｃ程度になる。そしてこの求めたτだけ複素ベースバン
ド信号を補正部４１でずらす。 ５−２．周波数誤差・初期位相推定部３８ このサブブロックでは残りの周波数誤差と初期位相を求
める。方法としては最小２乗法を用いる。そして求めた
値だけ、τずらした複素ベースバンド信号を補正部４２
で補正する。 ５−３．振幅推定部３９ このサブブロックでは各チャネルの振幅を推定する。そ
の際、周波数誤差、初期位相のずれ、シンボル点からの
ずれは既に推定し終わっているため、その誤差は無いも
のとして行う。
ドフィルタのタップ数を１１チップ分、Ｌ＝９６０とす
ると、ワークステーションにてτの推定精度は３ｎｓｅ
ｃ程度になる。そしてこの求めたτだけ複素ベースバン
ド信号を補正部４１でずらす。 ５−２．周波数誤差・初期位相推定部３８ このサブブロックでは残りの周波数誤差と初期位相を求
める。方法としては最小２乗法を用いる。そして求めた
値だけ、τずらした複素ベースバンド信号を補正部４２
で補正する。 ５−３．振幅推定部３９ このサブブロックでは各チャネルの振幅を推定する。そ
の際、周波数誤差、初期位相のずれ、シンボル点からの
ずれは既に推定し終わっているため、その誤差は無いも
のとして行う。
【００１８】参照信号と受信信号との２乗誤差εを各チ
ャネルの振幅について偏微分し、その偏微分値を０とお
くことによって、以下のように各チャネルの振幅が求ま
る。 ａi ＝Ｒｅ［Σk ｓk ''' ｅｘｐ（ｊφi,k ）］／Ｎ ただし、ｓ''' ：周波数誤差・初期位相推定部３８の出
力により補正された補正部４２の出力信号 Ｎ：推定長 ６．測定項目計算部２２ このブロックでは、パラメータ推定・補正部２７の出力
信号と参照信号から、以下のように各チャネルのコード
ドメインパワー係数（各チャネルの全信号に対する電力
の割合）を定義に従って計算する。
ャネルの振幅について偏微分し、その偏微分値を０とお
くことによって、以下のように各チャネルの振幅が求ま
る。 ａi ＝Ｒｅ［Σk ｓk ''' ｅｘｐ（ｊφi,k ）］／Ｎ ただし、ｓ''' ：周波数誤差・初期位相推定部３８の出
力により補正された補正部４２の出力信号 Ｎ：推定長 ６．測定項目計算部２２ このブロックでは、パラメータ推定・補正部２７の出力
信号と参照信号から、以下のように各チャネルのコード
ドメインパワー係数（各チャネルの全信号に対する電力
の割合）を定義に従って計算する。
【００１９】
【数２】 Ｒi ：ｉチャネルの理想ベースバンド信号 Ｎ：コードドメインパワー係数計算長 また、振幅推定部３９にて推定し直した各チャネルの振
幅を使って、以下のような多重信号の波形品質も定義に
従って計算する。
幅を使って、以下のような多重信号の波形品質も定義に
従って計算する。
【００２０】
【数３】 Ｒ''：振幅推定部３９にて推定した各チャネルの振幅値
を使って作り直した多重信号の参照信号 上述では対象とする信号はＱＰＳＫの１次変調とし、拡
散変調、つまり２次変調をＢＰＳＫとしたが、対象信号
の２次変調（拡散変調）がＱＰＳＫのとき、以下のよう
に各サブブロックの式を変更すればよい。
を使って作り直した多重信号の参照信号 上述では対象とする信号はＱＰＳＫの１次変調とし、拡
散変調、つまり２次変調をＢＰＳＫとしたが、対象信号
の２次変調（拡散変調）がＱＰＳＫのとき、以下のよう
に各サブブロックの式を変更すればよい。
【００２１】同期・周波数誤差推定部３４ Ｗk,g ＝Σq=0 63 （ｘ64・8・k+8q+i+8m ・Ｕ0,q+g ＋
ｊｙ64・8・k+8q+i+8m ・Ｖ0,q+g ） 復調・パワー推定部３５ 情報ビットの導出式 ａk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g ） ｂk ＝Ｓｉｇｎ（Ｂi,k,g ） ただし、 Ａi,k,g ＝Σq=0 63 ｘ′64・8k+8q・Ｕi,64k+q+g Ｂi,k,g ＝Σq=0 63 ｙ′64・8k+8q・Ｖi,64k+q+g Ｕi,j ：ｉチャネルの実部側の拡散符号系列のｊチップ
目 Ｖi,j ：ｉチャネルの虚部側の拡散符号系列のｊチップ
目 チャネルｉのパワー Ｐi ＝Σk ｛Ａi,k,g 2 ＋Ｂi,k,g 2 ｝ また、対象信号にロングコードマスク、つまりショート
コードとロングコードとで２重に拡散された中に、ある
一定の周期で挿入されるショートコードのみで拡散され
た場所がある場合、同期・周波数誤差推定部３４を図３
に示すように２つのサブブロック４５と４６に分割する
ことによって、高速にコードドメインパワー係数を計算
することができる。 ・ロングコードマスク検出部４５ このサブブロック４５ではとまり木チャネルに使われて
いるショートコードを用い、ロングコードマスク部を検
出する。この方法としては、受信した複素ベースバンド
信号ととまり木チャネルに使われているショートコード
との相関を計算し、そのピーク位置をロングコードマス
ク部と判断する。つまりシンボル抽出部３３で抽出する
シンボル点に最も近いサンプル点（チップ点）からロン
グコードマスクの終りまでの信号遅延量（第２遅延量）
を検出する。 ・同期・周波数誤差推定部４６ ロングコードマスク検出部４５によりロングコードマス
クの位置が検出できたので、その後に続くロングコード
の位相をある程度絞り込むことができる。つまり、前記
検出したロングコードの位相と、コードドメイン係数を
計算開始するロングコードの位相までの信号遅延量（第
３遅延量）を測定する。したがって同期獲得時の拡散符
号サーチ範囲を大幅に減らすことができ、高速化が可能
となる。ちなみに、ロングコード長を４０９６０チッ
プ、ロングコードマスクを２４３２チップおきに１２８
チップ長分加えると、２倍の速さでコードドメインパワ
ー係数を計算することができる。
ｊｙ64・8・k+8q+i+8m ・Ｖ0,q+g ） 復調・パワー推定部３５ 情報ビットの導出式 ａk ＝Ｓｉｇｎ（Ａi,k,g ） ｂk ＝Ｓｉｇｎ（Ｂi,k,g ） ただし、 Ａi,k,g ＝Σq=0 63 ｘ′64・8k+8q・Ｕi,64k+q+g Ｂi,k,g ＝Σq=0 63 ｙ′64・8k+8q・Ｖi,64k+q+g Ｕi,j ：ｉチャネルの実部側の拡散符号系列のｊチップ
目 Ｖi,j ：ｉチャネルの虚部側の拡散符号系列のｊチップ
目 チャネルｉのパワー Ｐi ＝Σk ｛Ａi,k,g 2 ＋Ｂi,k,g 2 ｝ また、対象信号にロングコードマスク、つまりショート
コードとロングコードとで２重に拡散された中に、ある
一定の周期で挿入されるショートコードのみで拡散され
た場所がある場合、同期・周波数誤差推定部３４を図３
に示すように２つのサブブロック４５と４６に分割する
ことによって、高速にコードドメインパワー係数を計算
することができる。 ・ロングコードマスク検出部４５ このサブブロック４５ではとまり木チャネルに使われて
いるショートコードを用い、ロングコードマスク部を検
出する。この方法としては、受信した複素ベースバンド
信号ととまり木チャネルに使われているショートコード
との相関を計算し、そのピーク位置をロングコードマス
ク部と判断する。つまりシンボル抽出部３３で抽出する
シンボル点に最も近いサンプル点（チップ点）からロン
グコードマスクの終りまでの信号遅延量（第２遅延量）
を検出する。 ・同期・周波数誤差推定部４６ ロングコードマスク検出部４５によりロングコードマス
クの位置が検出できたので、その後に続くロングコード
の位相をある程度絞り込むことができる。つまり、前記
検出したロングコードの位相と、コードドメイン係数を
計算開始するロングコードの位相までの信号遅延量（第
３遅延量）を測定する。したがって同期獲得時の拡散符
号サーチ範囲を大幅に減らすことができ、高速化が可能
となる。ちなみに、ロングコード長を４０９６０チッ
プ、ロングコードマスクを２４３２チップおきに１２８
チップ長分加えると、２倍の速さでコードドメインパワ
ー係数を計算することができる。
【００２２】シンボル点推定部３７は残りの誤差が小さ
いほど精度良く推定できるため、必要に応じて図４に示
すように補正部４２よりの補正された複素ベースバンド
信号と参照信号とを用い、シンボル点推定部３７と同数
の処理をシンボル点推定部４７で繰り返しおこなうこと
でτの推定精度を上げることができる。チップレートを
４．０９６ＭＨｚ、ベースバンドフィルタのタップ数を
１１チップ分、Ｌ＝９６０とすると、これによりτの推
定精度はワークステーションにて３倍ほど良くなる。
いほど精度良く推定できるため、必要に応じて図４に示
すように補正部４２よりの補正された複素ベースバンド
信号と参照信号とを用い、シンボル点推定部３７と同数
の処理をシンボル点推定部４７で繰り返しおこなうこと
でτの推定精度を上げることができる。チップレートを
４．０９６ＭＨｚ、ベースバンドフィルタのタップ数を
１１チップ分、Ｌ＝９６０とすると、これによりτの推
定精度はワークステーションにて３倍ほど良くなる。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、複
素ベースバンド信号に変換された受信信号（測定信号）
を、おおまかに時間基準ずれと、キャリア周波数誤差と
を推定し、この推定した値だけ複素ベースバンド信号に
対する補正を行い、その補正されたベースバンド信号に
もとづき、参照信号の生成と、その参照信号と、ベース
バンド信号とを用いて、時間基準やキャリア周波数誤差
を求め、これらに応じてベースバンド信号を更に補正
し、その補正したベースバンド信号と参照信号とを用い
て測定項目を計算しているため、入力信号に比較的大き
なキャリア周波数誤差があっても、正しく測定項目を求
めることができる。
素ベースバンド信号に変換された受信信号（測定信号）
を、おおまかに時間基準ずれと、キャリア周波数誤差と
を推定し、この推定した値だけ複素ベースバンド信号に
対する補正を行い、その補正されたベースバンド信号に
もとづき、参照信号の生成と、その参照信号と、ベース
バンド信号とを用いて、時間基準やキャリア周波数誤差
を求め、これらに応じてベースバンド信号を更に補正
し、その補正したベースバンド信号と参照信号とを用い
て測定項目を計算しているため、入力信号に比較的大き
なキャリア周波数誤差があっても、正しく測定項目を求
めることができる。
【図１】この発明の原理的機能構成を示すブロック図。
【図２】この発明の実施例の機能構成を示すブロック
図。
図。
【図３】図２中の時間基準・周波数誤差推定部２５の他
の例を示す機能構成図。
の例を示す機能構成図。
【図４】図２中のパラメータ推定・補正部２７の他の例
を示す機能構成図。
を示す機能構成図。
【図５】従来の測定方法の機能構成を示すブロック図。
Claims (7)
- 【請求項１】 被測定ディジタル信号を第１の複素ベー
スバンド信号に変換する直交変換過程と、 その第１の複素ベースバンド信号と拡散符号系列とから
第１の信号遅延値を推定して、これを利用して第１の周
波数誤差を推定する時間基準・周波数誤差推定過程と、 上記第１の複素ベースバンド信号を上記第１の周波数誤
差だけ補正し、かつ第１の信号遅延値だけずらして第２
の複素ベースバンド信号を得る周波数誤差補正過程と、 その第２の複素ベースバンド信号と拡散符号系列とから
参照信号を作成する参照信号作成過程と、 上記第２の複素ベースバンド信号と上記参照信号からパ
ラメータを推定し補正することによって第３の複素ベー
スバンド信号を得るパラメータ推定・補正過程と、 上記第３の複素ベースバンド信号と上記参照信号とから
測定項目を計算する測定項目計算過程と、を有するＣＤ
ＭＡ信号測定方法。 - 【請求項２】 上記直交変換過程において、複素ベース
バンド信号をそのチップレートの整数倍のサンプリング
周波数に変換して上記第１の複素ベースバンド信号を得
るサンプリングレート変換過程を含むことを特徴とする
請求項１記載のＣＤＭＡ信号測定装置。 - 【請求項３】 上記時間基準・周波数誤差推定過程は、
上記第１の複素ベースバンド信号からシンボル点に最も
近いサンプル点を検出して上記第１の信号遅延値を推定
するシンボル点抽出過程と、 その第１の複素ベースバンド信号と拡散符号系列から拡
散符号系列の位相を、上記各抽出したシンボル点につい
て検出し、その位相差から上記第１の周波数誤差を推定
する同期・周波数誤差推定過程とよりなることを特徴と
する請求項１又は２記載のＣＤＭＡ信号測定装置。 - 【請求項４】 上記同期・周波数誤差推定過程は、上記
第１の複素ベースバンド信号と拡散符号系列からロング
コードマスク部を検出するロングコードマスク検出過程
と、 上記第１の複素ベースバンド信号と拡散符号系列からロ
ングコードマスク部につづくロングコードの位相を検出
し、その位相差から上記第１の周波数誤差を推定する過
程とよりなることを特徴とする請求項３記載のＣＤＭＡ
信号測定方法。 - 【請求項５】 上記参照信号作成過程は、上記第２の複
素ベースバンド信号と各チャネルの拡散符号系列とから
各チャネルを復調しかつ各チャネルの第１のパワー値を
推定する復調・パワー推定過程と、 上記各チャネルの拡散符号系列と上記各チャネルの第１
のパワー値とから各チャネルの参照信号を作成する参照
信号生成過程とよりなることを特徴とする請求項１乃至
４の何れかに記載のＣＤＭＡ信号測定方法。 - 【請求項６】 上記パラメータ推定・補正過程は、上記
第２の複素ベースバンド信号と参照信号から第２の信号
遅延値を推定する第２シンボル点測定過程と、 上記第２の複素ベースバンド信号を上記第２の信号遅延
値分ずらし第３の複素ベースバンド信号を得る信号遅延
補正過程と、 その第３の複素ベースバンド信号と上記参照信号とから
第２の周波数誤差とキャリアの初期位相を推定する周波
数誤差・初期位相推定過程と、 上記第３の複素ベースバンド信号を上記第２の周波数誤
差、初期位相分補正し第４の複素ベースバンド信号を得
る周波数誤差・初期位相補正過程と、 上記第４の複素ベースバンド信号と上記参照信号とから
各チャネルの振幅を推定する振幅推定過程とを有するこ
とを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のＣＤＭ
Ａ信号測定方法。 - 【請求項７】 上記パラメータ推定・補正過程におい
て、上記第２シンボル点測定過程と、上記信号遅延補正
過程とを複数回用いることを特徴とする請求項６記載の
ＣＤＭＡ測定方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9257123A JPH1198108A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | Ｃｄｍａ信号測定方法 |
| US09/157,889 US6445713B1 (en) | 1997-09-22 | 1998-09-21 | Method for measuring CDMA signal |
| DE19843459A DE19843459A1 (de) | 1997-09-22 | 1998-09-22 | Verfahren zum Messen eines CDMA-Signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9257123A JPH1198108A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | Ｃｄｍａ信号測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198108A true JPH1198108A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17302058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9257123A Withdrawn JPH1198108A (ja) | 1997-09-22 | 1997-09-22 | Ｃｄｍａ信号測定方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6445713B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1198108A (ja) |
| DE (1) | DE19843459A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001050660A1 (fr) * | 1999-12-29 | 2001-07-12 | Agilent Technologies Inc. | Dispositif et procede d'affichage de la puissance de domaine de code |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7519102B1 (en) * | 1998-05-07 | 2009-04-14 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Method of assignment and transmission of spread signals in direct sequence spread spectrum CDMA mobile communication system, mobile communication system, and transmitter, receiver and transmitter/receiver of mobile communication system |
| KR100398784B1 (ko) * | 1999-06-15 | 2003-09-19 | 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 | 이동 통신 시스템에서의 셀 탐색을 위한 정보 관리 방법,이동국의 셀 탐색 방법, 이동 통신 시스템, 이동국,기지국 및 제어국 |
| DE19957093A1 (de) * | 1999-11-26 | 2001-05-31 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Erzeugen eines digital modulierten Prüfsignals |
| CA2361247C (en) * | 2000-11-06 | 2008-10-07 | Ntt Docomo, Inc. | Transmitter, transmitting method, receiver, and receiving method for mc-cdma communication system |
| DE10252099B4 (de) * | 2002-11-08 | 2021-08-05 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft | Messgerät und Verfahren zum Ermitteln einer Kennlinie einer Hochfrequenzeinheit |
| CN1324922C (zh) * | 2003-12-26 | 2007-07-04 | 中兴通讯股份有限公司 | 码分多址通信系统中基带信号处理子系统的测试装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5206886A (en) * | 1990-04-16 | 1993-04-27 | Telebit Corporation | Method and apparatus for correcting for clock and carrier frequency offset, and phase jitter in mulicarrier modems |
| US5732105A (en) * | 1995-07-31 | 1998-03-24 | Harris Corporation | Method of estimating signal quality in a DPSK demodulator |
| JPH09270827A (ja) * | 1996-04-01 | 1997-10-14 | Advantest Corp | デジタル直交変調信号のパラメータ測定装置 |
| US5799038A (en) * | 1996-04-30 | 1998-08-25 | Advantest Corporation | Method for measuring modulation parameters of digital quadrature-modulated signal |
| JP3746580B2 (ja) * | 1996-12-09 | 2006-02-15 | 株式会社アドバンテスト | Ｃｄｍａ信号の波形品質測定方法 |
| US6157820A (en) * | 1998-06-12 | 2000-12-05 | Ericsson Inc. | Pilot strength measurement and multipath delay searcher for CDMA receiver |
-
1997
- 1997-09-22 JP JP9257123A patent/JPH1198108A/ja not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-09-21 US US09/157,889 patent/US6445713B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-22 DE DE19843459A patent/DE19843459A1/de not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001050660A1 (fr) * | 1999-12-29 | 2001-07-12 | Agilent Technologies Inc. | Dispositif et procede d'affichage de la puissance de domaine de code |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19843459A1 (de) | 1999-04-08 |
| US6445713B1 (en) | 2002-09-03 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20041207 |