JPH09308239A - 過電流保護機能を有するｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】半導体スイッチング素子を用いた他励フライバ
ック式ＤＣ−ＤＣコンバータにあって、迅速な起動を確
保しつつ、如何なる場合も的確に、スイッチング素子を
過電流から保護する。 【解決手段】保護回路２０にあって、比較器２１はその
基準値Ｖｒｅｆ０に基づき電解効果トランジスタからな
る半導体スイッチング素子５のゲートオンを検出する比
較器である。また比較器２３は、過渡時用の基準値Ｖｒ
ｅｆ１と定常時用の基準値Ｖｒｅｆ２とに基づきトラン
ス６の１次側電流を過電流判定する比較器である。これ
ら各基準値は、同ＤＣ−ＤＣコンバータが過渡時にある
か定常時にあるかを判定する過渡・定常判定回路２７を
通じて自動的に切り換えられる。比較器２１、２３によ
りゲートオンが検出され、且つ過電流判定がなされると
き、ゲートオフ処理回路２９を通じてスイッチング素子
５の駆動が停止される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば電気自動
車等にあってその補機バッテリ等から各種回路の電源電
圧を昇圧生成するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に同
ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる半導体スイッチング
素子を過電流から保護する機能を併せ有する過電流保護
機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に、上記電気自動車システムのイン
バータ制御回路等に配設されて、補機バッテリからイン
バータ制御回路の内部電源や電流センサの電源電圧等々
を昇圧生成するＤＣ−ＤＣコンバータについて、その回
路概要を示す。

【０００３】すなわち同ＤＣ−ＤＣコンバータにあっ
て、１次側電源であるバッテリ１は、当該電気自動車シ
ステムの補機バッテリとして、例えば１２Ｖ（ボルト）
程度の直流電圧を出力する直流電源であり、スイッチ２
は、同電気自動車のＩＧ（イグニション）スイッチであ
る。このＩＧスイッチ２が運転者等によってオンされる
ことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータには、その入力電圧
Ｖｉｎとして、上記１２Ｖ程度のバッテリ電圧が入力さ
れるようになる。

【０００４】一方、同ＤＣ−ＤＣコンバータにあって、
制御回路３は、後述する出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバ
ック信号ＦＢとして入力して、そのフィードバックゲイ
ンに見合った所定のデューティ信号（パルス幅変調信
号）を出力するスイッチングレギュレータ制御用ＩＣで
ある。その出力されるデューティ信号は、次のドライバ
４に対して入力される。

【０００５】ドライバ４は、この入力されるデューティ
信号に基づいて、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等か
らなる半導体スイッチング素子５をスイッチング駆動せ
しめる回路である。トランス６の１次側巻線には、この
スイッチング素子５がオンとなる都度、そのオン期間に
対応して電流ｉ１が流れ、またその２次側巻線には、整
流用ダイオード７ａ、７ｂの存在により、同スイッチン
グ素子５がオフとなる都度、そのオフ期間に対応して電
流ｉ２が流れる。

【０００６】こうしてトランス６の２次側巻線に流れる
電流ｉ２に基づきその出力端に誘起され、更に平滑コン
デンサ８ａ、８ｂによって平滑化された電圧、すなわち
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、例え
ば１５Ｖ等に昇圧された直流電圧として、上述したイン
バータ制御回路の内部回路や電流センサに印加供給され
ることとなる。

【０００７】ところで、この図５に例示したようなスイ
ッチング素子５を用いた他励フライバック方式のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、その構成上、２次側出力が
何らかの原因で短絡すると、上記トランス６の１次側巻
線に流れる１次側電流が急激に増加する。

【０００８】すなわち、同ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
てその２次側出力が短絡すると、同出力端から上記制御
回路３にフィードバックされる信号ＦＢのゲインは
「０」となる。このとき同制御回路３では、最大デュー
ティにて上記スイッチング素子５をオンせしめるべく信
号をドライバ４に与えるようになるため、該スイッチン
グ素子５に流れる電流、すなわち上記トランス６の１次
側巻線に流れる１次側電流は急激に増加するようにな
る。そして、こうした短絡状態が長時間に亘って持続さ
れるような場合には、上記スイッチング素子５に過電流
が流れ続け、ひいては破壊に至るようになる。

【０００９】そこで従来は、同図５に併せ示されるよう
な保護回路１０を設け、２次側出力に短絡が生じたよう
な場合には、この保護回路１０を通じてその旨検出し、
併せて上記スイッチング素子５のゲート信号をオフとし
て、そのスイッチング動作を停止せしめるようにしてい
る。

【００１０】すなわち同保護回路１０において、抵抗１
１は、上記２次側出力に流れる電流を検出するための分
流抵抗であり、該分流抵抗１１に流れる電流に対応した
電圧が比較器１２の例えば反転入力端子（−）に印加さ
れるようになっている。

【００１１】一方、同保護回路１０において、この比較
器１２の他方の入力端子、すなわち非反転入力端子
（＋）には、基準値設定回路１３を通じて設定された過
電流判定のための基準値Ｖｒｅｆが加えられており、上
記２次側出力の短絡に起因して上記分流抵抗１１に流れ
る電流に対応した電圧がこの過電流判定用基準値Ｖｒｅ
ｆを超えるとき、過電流である旨示す判定信号（この場
合、論理ローレベル信号）が同比較器１２からゲートオ
フ処理回路１４に対して出力される。

【００１２】ゲートオフ処理回路１４は、この過電流判
定信号に基づいて上記ドライバ４を構成する駆動素子を
非能動にするなど、その駆動動作を停止せしめる回路で
あり、過電流時には、このゲートオフ処理回路１４を通
じてドライバ４の駆動動作が停止されることにより、上
記スイッチング素子５もそのゲート信号がオフとなり、
そのスイッチング動作が停止されるようになる。すなわ
ちこれにより、スイッチング素子５が破壊に至るような
ことも自ずと回避されるようになる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】このように、スイッチ
ング素子５を用いた他励フライバック方式のＤＣ−ＤＣ
コンバータにあって、２次側出力に短絡が生じるような
場合でも、上記保護回路１０を設けることで、スイッチ
ング素子５を、過電流による破壊から好適に保護するこ
とができるようになる。

【００１４】ただし、この保護回路１０にあっては、上
記分流抵抗１１として比較的大きな抵抗器を搭載する必
要がある。このため、コスト的な不利はもとより、例え
ば同ＤＣ−ＤＣコンバータが搭載される上記インバータ
制御回路共々、その小型化を図ろうとする場合には、こ
の抵抗器自体の搭載スペースの確保が難しくなるととも
に、その出力電圧Ｖｏｕｔとしても同抵抗器による余分
な電力損失等を考慮しなければならないなど、こうした
保護回路として必ずしも満足のいく仕様のものではなか
った。

【００１５】しかも同保護回路１０にあっては、例えば
トランス６の１次側巻線が短絡するなど、その１次側で
短絡が起こった場合には、そのときに同１次側に流れる
過電流から上記スイッチング素子５を保護することがで
きない。

【００１６】なお従来、例えば特開昭５９−２１３２８
４号公報に記載の装置のように、スイッチング素子とし
てＦＥＴを用いる場合、同ＦＥＴのドレイン・ソース間
電圧を測定し、その測定した電圧から当該ＦＥＴに流れ
る電流を検出する技術も知られてはいる。このような技
術を流用すれば、上記分流抵抗等を用いずとも、その測
定した電圧が過電流に対応した所定の基準値を超えると
きにゲート信号を遮断するようにすることで、同スイッ
チング素子としてのＦＥＴを破壊から保護することがで
きるようになる。

【００１７】しかし、上記他励フライバック方式のＤＣ
−ＤＣコンバータにあっては通常、ＩＧスイッチ２の投
入直後からその出力電圧Ｖｏｕｔが定常状態となるまで
の過渡期間、１次側にあるスイッチング素子５には定常
時の約２倍の突入電流が流れるようになる。このため同
過渡期間には、上記ドレイン・ソース間電圧も定常時の
約２倍に跳ね上がる。

【００１８】一方、上記保護回路において、その過電流
判定のための基準値は、ＤＣ−ＤＣコンバータの定常時
の動作に対応してその値が設定される。このため、こう
した保護回路をそのまま当該ＤＣ−ＤＣコンバータに適
用したのでは、その過渡時、上記突入電流に起因して誤
った過電流判定が行われ、ひいては同ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの起動自体が不可能となる懸念がある。

【００１９】なお、こうした過渡期間であっても上記突
入電流が流れるのを防ぐ方法としていわゆるソフトスタ
ートと称される起動方法も一般に知られている。しか
し、該ソフトスタートを実行した場合には、同ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが起動されてからその出力電圧Ｖｏｕｔと
して所望の電圧が得られるまでに要する時間が長くな
り、例えば電気自動車等、高速な起動が要求されるＤＣ
−ＤＣコンバータにとっては、その起動途中に出力電圧
異常である旨判断されてしまう懸念もある。

【００２０】また、電気自動車に適用されるＤＣ−ＤＣ
コンバータに限らず、スイッチング素子を用いた他励フ
ライバック方式のものにあって且つ、高速な起動が望ま
れるＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、こうした実情も
概ね共通したものとなっている。

【００２１】この発明は、上記実情に鑑みてなされたも
のであり、迅速な起動を確保しつつ如何なる場合も適正
な基準値をもって過電流判定を行うことによりスイッチ
ング素子を過電流から的確に保護することのできる過電
流保護機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。

【００２２】またこの発明は、特に上記スイッチング素
子を用いた他励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバー
タにあって、トランスの１次側に過電流が生じた場合で
も、同過電流からスイッチング素子を的確に保護するこ
とのできる過電流保護機能を有するＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】こうした目的を達成する
ため、この発明では、請求項１に記載のように、前記Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに対し、 （ａ）前記トランスの１次側巻線に流れる電流を検出す
る１次側電流検出手段。 （ｂ）この検出される１次側電流について、当該ＤＣ−
ＤＣコンバータに対する電源投入直後の過渡期間に対応
してその過電流判定を行うための第１の基準値とそれ以
降の定常期間に対応してその過電流判定を行うための第
２の基準値との各別の過電流判定用基準値と比較してそ
の過電流判定を行う比較器。 （ｃ）前記過渡期間か前記定常期間かを判定して前記比
較器に付与する前記第１及び第２の過電流判定用基準値
を切り換える過渡・定常判定手段。 （ｄ）前記比較器により過電流判定が行われるとき、前
記半導体スイッチング素子の駆動を禁止する禁止手段。 をそれぞれ具える構成とする。

【００２４】ＤＣ−ＤＣコンバータとしてのこのような
構成によれば、上記１次側電流検出手段を通じて検出さ
れる１次側電流を対象に過電流判定が実行され、この１
次側電流が過電流である旨判定されるとき上記禁止手段
を通じて半導体スイッチング素子の駆動が停止されるよ
うになる。

【００２５】このため、例えばトランスの１次側巻線が
短絡するなど、その１次側で短絡が起こった場合でも、
上記スイッチング素子を、そのときに同１次側に流れる
過電流から的確に保護することができるようになる。

【００２６】また、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての同構
成によれば、上記検出される１次側電流が上記過渡期間
と定常期間とで大きく異なる場合であれ、それら期間に
応じた各異なる基準値をもとにその過電流判定が実行さ
れるようになる。

【００２７】このため、前述したソフトスタートなどに
よらない迅速な起動を図り、それによって過渡時、前述
した突入電流が同１次側電流として流れる場合であって
も、上記第１の基準値に基づくそれなりの適正な過電流
判定が維持されるとともに、それ以降の定常時、同１次
側電流がある範囲に安定する場合には、上記第２の基準
値に基づく、この場合も適正な過電流判定が好適に維持
されるようになる。

【００２８】また、請求項２記載の発明によるように、
上記半導体スイッチング素子が電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）である場合には、 （ａ１）１次側電流検出手段は、この電界効果トランジ
スタのドレイン・ソース間電圧に基づき前記トランスの
１次側巻線に流れる電流を検出する。 （ｂ１）比較器は、上記電界効果トランジスタのゲート
オン期間を併せ判定し、この判定したゲートオン期間に
のみ前記過電流判定を能動とする。 といった構成が特に有効である。

【００２９】前述のように、ＦＥＴのドレイン・ソース
間電圧を測定し、その測定した電圧から当該ＦＥＴに流
れる電流、すなわち前記トランスの１次側巻線に流れる
電流を検出することとすれば、前述した分流抵抗は不要
となり、その分、コスト的、またスペース的に有利とな
る。またこのため、ＤＣ−ＤＣコンバータをはじめ、こ
れが搭載される装置の小型化も容易となる。

【００３０】また、従来はＤＣ−ＤＣコンバータの出力
段に配設されていたこの分流抵抗が不要となることで、
それによる余分な電力損失等を考慮する必要もなくな
る。なおこの場合、当該ＦＥＴのゲートオフ期間はその
ドレイン・ソース間電圧が最大電圧（＝直流電源電圧）
となってしまうため、比較器では上述のように、同ＦＥ
Ｔのゲートオン期間を併せ判定し、この判定したゲート
オン期間にのみ前記過電流判定を能動とすることが必要
となる。

【００３１】一方、請求項３記載の発明によるように、
上記１次側電流検出手段についてはこれを、 （ａ２）前記トランスの１次側巻線に流れる電流の経路
に設けられて同電流値に対応する電圧信号を出力する分
流抵抗を有するもの。 として構成することもできる。

【００３２】因みにこの場合、上記分流抵抗を設けるこ
とによるコスト的、及びスペース的な不利は避け得ない
ものの、１次側電流を対象に過電流判定が行われ、同１
次側電流が過電流である旨判定されるとき上記禁止手段
を通じて半導体スイッチング素子の駆動が停止されるこ
とにはかわりがない。

【００３３】したがってこの場合も、トランスの１次側
巻線が短絡するなど、その１次側で短絡が起こったとき
であれ、上記スイッチング素子を過電流から的確に保護
することができるようになる。

【００３４】また、こうした分流抵抗が１次側電流検出
手段として配設される同構成によれば、同分流抵抗がＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力段に配設される従来の保護回
路に比べ、それによる余分な電力損失等がその出力電圧
に及ぼす影響も少ない。

【００３５】また、これら過電流保護機能を有するＤＣ
−ＤＣコンバータにあって、請求項４記載の発明による
ように、 （ｃ１）前記過渡・定常判定手段は、前記過渡期間から
前記定常期間への推移を判定してのち所定の遅延をもっ
て、前記過電流判定用基準値を前記第１の基準値から前
記第２の基準値に切り換える。 といった構成によれば、上記過電流判定用基準値は、過
渡時の突入電流等が完全に収まった状態で、定常時用の
より値の小さい第２の基準値に切り換わるようになる。
このため、同突入電流等に起因する誤った過電流判定が
行われ、ひいてはその起動が不能となるような不都合も
確実に解消されるようになる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１に、この発明にかかる過電流
保護機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータについてその一
実施形態を示す。

【００３７】この実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバー
タも、例えば電気自動車システムのインバータ制御回路
に配設されて、補機バッテリからインバータ制御回路の
内部電源や電流センサの電源電圧等々を昇圧生成する回
路として構成されている。

【００３８】図５に例示したＤＣ−ＤＣコンバータと一
部重複するも、まず、図１を参照して、同実施形態のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの構成について説明する。このＤＣ
−ＤＣコンバータにあっても、１次側電源であるバッテ
リ１は、当該電気自動車システムの補機バッテリとし
て、例えば１２Ｖ程度の直流電圧を出力する直流電源で
あり、スイッチ２は、同電気自動車のＩＧスイッチであ
る。このＩＧスイッチ２が運転者等によってオンされる
ことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータには、その入力電圧
Ｖｉｎとして、上記１２Ｖ程度のバッテリ電圧が入力さ
れるようになる。

【００３９】一方、同ＤＣ−ＤＣコンバータにあって、
制御回路３は、出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバック信号
ＦＢとして入力して、そのフィードバックゲインに見合
った所定のデューティ信号を出力するスイッチングレギ
ュレータ制御用ＩＣである。その出力されるデューティ
信号は、次のドライバ４に対して入力される。

【００４０】ドライバ４は、この入力されるデューティ
信号に基づいて、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）から
なる半導体スイッチング素子５をスイッチング駆動せし
める回路である。トランス６の１次側巻線には、このス
イッチング素子５がオンとなる都度、そのオン期間に対
応して電流ｉ１が流れ、またその２次側巻線には、整流
用ダイオード７ａ、７ｂの存在により、同スイッチング
素子５がオフとなる都度、そのオフ期間に対応して電流
ｉ２が流れる。

【００４１】こうしてトランス６の２次側巻線に流れる
電流ｉ２に基づきその出力端に誘起され、更に平滑コン
デンサ８ａ、８ｂによって平滑化された電圧、すなわち
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、例え
ば１５Ｖ等に昇圧された直流電圧として、上記インバー
タ制御回路の内部回路や電流センサに印加供給されるこ
ととなる。

【００４２】ところで前述のように、同図１に示される
ようなスイッチング素子５を用いた他励フライバック方
式のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、その構成上、２
次側出力が何らかの原因で短絡すると、上記トランス６
の１次側巻線に流れる１次側電流が急激に増加するよう
になる。

【００４３】これが、 （１）同ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてその２次側出力
が短絡すると、同出力端から制御回路３にフィードバッ
クされる信号ＦＢのゲインは「０」となる。 （２）このとき同制御回路３では、最大デューティにて
上記スイッチング素子５をオンせしめるべく信号をドラ
イバ４に与えるようになる。 （３）このため、該スイッチング素子５に流れる電流、
すなわち上記トランス６の１次側巻線に流れる１次側電
流は急激に増加する。 といったメカニズムによるものであること、そしてこう
した短絡状態が長時間に亘って持続されるような場合に
は、上記スイッチング素子５に過電流が流れ続け、ひい
ては破壊に至るようになることも前述した。

【００４４】そこで同実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコン
バータでは、同図１に併せ示される保護回路２０を設
け、２次側出力に短絡が生じたような場合等、上記トラ
ンス６の１次側巻線に流れる１次側電流が増加した場合
には、該保護回路２０を通じてその旨検出し、併せて上
記スイッチング素子５のゲート信号をオフとして、その
スイッチング動作を停止せしめるようにしている。

【００４５】すなわち同保護回路２０において、比較器
２３は、上記ＦＥＴからなるスイッチング素子５のドレ
イン・ソース間電圧ＶDSに基づきトランス６の１次側巻
線に流れる電流、すなわちドレイン電流ＩD を検出する
とともに、その過電流判定を行う回路である。

【００４６】因みに上記ＦＥＴの場合、そのドレイン・
ソース間のゲートオン状態における抵抗は、図２に示さ
れるような純抵抗特性を示す。したがって、オン状態に
ある同ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧ＶDSを監視する
ことでそのドレイン電流ＩDすなわちトランス６の１次
側巻線に流れる電流の過電流判定を行うことができるよ
うになる。

【００４７】この保護回路２０にあって、比較器２３に
は、こうしたスイッチング素子（ＦＥＴ）５のドレイン
・ソース間電圧ＶDSがその反転入力端子（−）に加えら
れるようになっている。

【００４８】一方、同保護回路２０にあって、この比較
器２３の他方の入力端子、すなわち非反転入力端子
（＋）には、基準値設定回路２４及び２５を通じて設定
される過電流判定のための基準値Ｖｒｅｆ１またはＶｒ
ｅｆ２が加えられる。

【００４９】ここで、基準値設定回路２４は、その過電
流判定用基準値Ｖｒｅｆ１として、ＩＧスイッチ２によ
る当該ＤＣ−ＤＣコンバータへの電源投入直後の過渡期
間に対応してその過電流判定を行うための基準値を設定
する回路であり、基準値設定回路２５は、その過電流判
定用基準値Ｖｒｅｆ２として、それ以降の定常期間に対
応してその過電流判定を行うための基準値を設定する回
路である。このような他励フライバック方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにあっては前述のように、電源投入直後の
過渡時には、その１次側電流として定常時の約２倍の突
入電流が流れるようになるため、これら過電流判定用基
準値Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２も、 Ｖｒｅｆ１ ＞ Ｖｒｅｆ２ といった関係にて設定されるようになる。

【００５０】また、この保護回路２０にあって、これら
過電流判定用基準値Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２は、過渡
・定常判定回路２７による当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
上記過渡期間か定常期間かの判定に基づき、基準値切り
換え回路２６を通じて、その何れが上記比較器２３に付
与されるかが自動切り換えされる。

【００５１】過渡・定常判定回路２７は、上記入力電圧
（電源電圧）Ｖｉｎが印加される例えばＣＲ積分器から
なるタイマ回路を有して構成されており、同過渡・定常
判定回路２７では、そのＣＲ時定数に基づき積分処理さ
れる上記電圧Ｖｉｎが所定の電圧に達する時間をもっ
て、当該ＤＣ−ＤＣコンバータが定常状態に達した旨を
判定する。なおこの実施形態にあって、同過渡・定常判
定回路２７では、意図的にこの判定時間（タイマ時間）
に遅延を持たせ、過渡期間から定常期間への推移を判定
してのち所定の遅延をもって、上記過電流判定用基準値
を基準値Ｖｒｅｆ１から基準値Ｖｒｅｆ２に切り換える
ようにしている。これにより同過電流判定用基準値は、
過渡時の突入電流等が完全に収まった状態で、定常時用
のより値の小さい基準値Ｖｒｅｆ２に切り換わるように
なる。

【００５２】比較器２３では、こうした基準値Ｖｒｅｆ
１及びＶｒｅｆ２に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータの過
渡時から定常時の全ての期間に亘って上記スイッチング
素子（ＦＥＴ）５のドレイン・ソース間電圧ＶDSを監視
し、同ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側或いは１次側の短
絡等に起因して該電圧ＶDSが上記基準値Ｖｒｅｆ１或い
はＶｒｅｆ２を超えるとき、過電流である旨を示す判定
信号（論理ローレベル信号）をダイオード２８ｂを介し
てゲートオフ処理回路２９に出力する。

【００５３】ところで、こうしてスイッチング素子５の
ドレイン・ソース間電圧ＶDSを監視する場合、同スイッ
チング素子５のゲートオフ期間は同電圧ＶDSが最大電圧
（＝入力電圧Ｖｉｎ）となってしまう。このため同保護
回路２０としては、スイッチング素子５のゲートオン期
間を併せ検出し、この検出したゲートオン期間にのみこ
うした過電流判定が能動となる必要がある。

【００５４】そこで同保護回路２０においては、比較器
２１を通じて、上記ＦＥＴからなるスイッチング素子５
のゲートオン期間を検出するようにしている。すなわち
該比較器２１にあって、そのその反転入力端子（−）に
は上記ドライバ４からスイッチング素子５のゲート端子
に印加されるゲート信号が、またその非反転入力端子
（＋）には基準値設定回路２２を通じて設定される同ゲ
ート信号の能動レベル判定用基準値Ｖｒｅｆ０がそれぞ
れ入力されるようになっている。このため同比較器２１
からは、上記スイッチング素子５のゲートオン期間に対
応して該ゲートオンである旨を示す判定信号（論理ロー
レベル信号）がダイオード２８ａを介してゲートオフ処
理回路２９に出力されるようになる。

【００５５】ゲートオフ処理回路２９は、上記ゲートオ
ン判定信号、及び過電流判定信号が何れも真であると
き、すなわちダイオード２８ａ及び２８ｂを介して入力
される信号が何れも論理ローレベルとなるとき、上記ド
ライバ４を構成する駆動素子を非能動にするなど、その
駆動動作を停止せしめる回路である。

【００５６】したがって、ＦＥＴからなるスイッチング
素子５のオン期間にそのドレイン・ソース間電圧ＶDSが
上記過電流判定用基準値Ｖｒｅｆ１或いはＶｒｅｆ２を
超える過電流時には、このゲートオフ処理回路１４を通
じてドライバ４の駆動動作が停止され、ひいては上記ス
イッチング素子５もそのスイッチング動作が停止され
て、その破壊等から保護されるようになる。

【００５７】図３は、こうした保護回路２０を有する同
実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの動作例を示し
たものであり、次に、同図３を併せ参照して、保護回路
２０並びに同実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を
更に詳述する。

【００５８】同図３において、図３（ａ）は、上記ＩＧ
スイッチ２の投入タイミング、すなわち入力電圧（電源
電圧）Ｖｉｎの印加タイミングを示している。こうして
入力電圧ＶｉｎがＤＣ−ＤＣコンバータに印加されるこ
とによって制御回路３によるデューティ制御が開始さ
れ、ドライバ４からスイッチング素子５に対しては、例
えば図３（ｂ）に示される態様でゲート信号が加えられ
るようになる。

【００５９】スイッチング素子５では、こうして加えら
れるゲート信号に基づきそのスイッチング動作が行わ
れ、該スイッチング動作に伴い、トランス６の１次側及
び２次側にはそれぞれ、図３（ｃ）及び（ｄ）に示され
る態様で電流ｉ１及び電流ｉ２が流れるようになる。す
なわち、トランス６の１次側には、同スイッチング素子
５のオン期間に対応して図３（ｃ）に示されるような１
次側電流ｉ１が流れ、同トランス６の２次側には、前記
整流ダイオード７ａ、７ｂによる整流作用が加味され、
同スイッチング素子５のオフ期間に対応して図３（ｄ）
に示されるような２次側電流ｉ２が流れるようになる。
なおこのとき、上記ＦＥＴからなるスイッチング素子５
にあっては、そのドレイン・ソース間電圧ＶDSが、上記
１次側電流ｉ１に対応して、図３（ｅ）に示される態様
で変化している。

【００６０】そして、前記平滑コンデンサ８ａ、８ｂが
設けられた同ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端からは、上
記２次側電流ｉ２に対応して、図３（ｆ）に示される態
様でその出力電圧Ｖｏｕｔが生成出力されるようにな
る。

【００６１】基本的にはこうした態様でその昇圧動作が
実行されるＤＣ−ＤＣコンバータにあって、上記保護回
路２０では、主にその比較器２１及び２３を通じて、以
下の態様で過電流判定を実行する。

【００６２】すなわち同保護回路２０にあって、上記ゲ
ート信号については、図３（ｂ）に一点鎖線にて示され
る態様でその能動レベル判定用基準値Ｖｒｅｆ０を設定
して上記スイッチング素子５のオン期間を検出する。

【００６３】一方、同保護回路２０にあって、スイッチ
ング素子５の上記ドレイン・ソース間電圧ＶDSについて
は、図３（ｅ）に同じく一点鎖線にて示される態様で過
電流判定用基準値Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２を設定して
過電流判定を実行する。

【００６４】ここで上述のように、過電流判定用基準値
Ｖｒｅｆ１は、電源投入直後の過渡時、定常時の約２倍
の突入電流が流れること（図３（ｃ）参照）を考慮して
その過電流（過電圧）を検出し得る値が設定されてお
り、他方の過電流判定用基準値Ｖｒｅｆ２は、その後、
定常状態として安定する電流値に対応してその過電流
（過電圧）を検出し得る値に設定されている。

【００６５】また、これら過電流判定用基準値Ｖｒｅｆ
１及びＶｒｅｆ２の切り換えが、図３（ｆ）及び（ｅ）
に示されるように、電源投入後、過渡期間から定常期間
への推移が判定される時間Ｔｒｅｆに対して所定の遅延
をもった時間Ｔｓｗに、すなわち過渡時の突入電流等が
完全に収まったタイミングで行われるようになることも
上述した通りである。

【００６６】したがって、同保護回路２０を通じて、 （Ａ）スイッチング素子５がオン期間にあること。 （Ｂ）スイッチング素子５のドレイン・ソース間電圧Ｖ
DSが過電流判定用基準値Ｖｒｅｆ１、或いはＶｒｅｆ２
を超えていること。 の論理積条件の成立の有無が判断され、同論理積条件が
成立されたことに基づいてスイッチング素子５の駆動が
禁止されることにより、同スイッチング素子５はその過
電流による破壊等から的確に保護されるようになる。

【００６７】以上説明したように、同実施形態にかかる
過電流保護機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、 （イ）上記検出される１次側電流が過渡期間と定常期間
とで大きく異なる場合であれ、それら期間に応じた各異
なる基準値をもとに過電流判定が行われる。このため、
同ＤＣ−ＤＣコンバータの如何なる状態にあっても常に
適正な過電流判定が行われるとともに、前述したソフト
スタートなどによらない迅速な起動を図ることができる
ようになる。

【００６８】（ロ）１次側電流を対象に過電流判定が行
われることから、例えばトランスの１次側巻線が短絡す
るなど、その１次側で短絡が起こった場合でも、スイッ
チング素子５を過電流から的確に保護することができる
ようになる。

【００６９】（ハ）スイッチング素子５としてＦＥＴを
用い、そのドレイン・ソース間電圧ＶDSから当該ＦＥＴ
に流れる電流、すなわちトランス６の１次側巻線に流れ
る電流を検出することとしたため、前述した分流抵抗は
不要となり、その分、コスト的、またスペース的に有利
となる。またこのため、ＤＣ−ＤＣコンバータをはじ
め、これが搭載される装置の小型化も容易となる。ま
た、従来はＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に配設されて
いたこの分流抵抗が不要となることで、それによる余分
な電力損失等を考慮する必要もなくなる。

【００７０】（ニ）ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡期間か
ら定常期間への推移を判定してのち所定の遅延をもっ
て、すなわち過渡時の突入電流等が完全に収まった状態
で上記過電流判定用基準値を切り換えるようにしたこと
で、同突入電流等に起因する誤った過電流判定が行わ
れ、ひいてはその起動が不能となるような不都合も確実
に解消されるようになる。等々、多くの優れた効果が奏
せられるようになる。

【００７１】なお、同実施形態にあっては、ＦＥＴから
なるスイッチング素子５のドレイン・ソース間電圧ＶDS
からトランス６の１次側巻線に流れる電流を検出するこ
ととしたが、こうしたＤＣ−ＤＣコンバータの保護回路
としては他に、例えば図４に保護回路３０として示すよ
うに、 ・トランス６の１次側巻線に流れる電流の経路に分流抵
抗３１を設け、同経路を流れる電流値に対応する電圧信
号を比較器３２に取り込んで過電流判定する。といった
構成も有効である。

【００７２】因みにこの場合、上記分流抵抗３１を設け
ることによるコスト的、及びスペース的な不利は避け得
ないものの、１次側電流を対象に過電流判定を行い、該
１次側電流が過電流である旨判定されるとき、ゲートオ
フ処理回路３７を通じて上記スイッチング素子５の駆動
を停止することは基本的に上記実施形態の場合と同様で
ある。

【００７３】したがってこの場合も、トランス６の１次
側巻線が短絡するなど、その１次側で短絡が起こったと
きであれ、同スイッチング素子５を過電流から保護する
ことはできる。

【００７４】また、こうした分流抵抗３１が１次側電流
の検出手段として配設される同構成によれば、先の図５
に示したような、同分流抵抗がＤＣ−ＤＣコンバータの
出力段に配設される従来の保護回路１０に比べ、それに
よる余分な電力損失等が出力電圧Ｖｏｕｔに及ぼす影響
も少ない。

【００７５】そして同構成の場合、スイッチング素子５
がＦＥＴである必要もない。なおこの場合、基準値設定
回路３３及び３４を通じて設定される過電流判定用基準
値Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２はそれぞれ、先の図３
（ｃ）に示される１次側電流ｉ１の推移に対して設定さ
れることとなる。基準値切り換え回路３５、及び過渡・
定常判定回路３６は、上記実施形態における基準値切り
換え回路２６、及び過渡・定常判定回路２７と同様のも
のである。

【００７６】ところで、上記実施形態にあっては、例え
ば電気自動車システムのインバータ制御回路に配設され
て、補機バッテリからインバータ制御回路の内部電源や
電流センサの電源電圧等々を昇圧生成するＤＣ−ＤＣコ
ンバータを想定したが、この発明にかかるＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、こうした電気自動車システムへの適用に限
られるものではない。この発明にかかる過電流保護機能
を有するＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子を
用いた他励フライバック方式のものにあって且つ、高速
な起動が望まれるＤＣ−ＤＣコンバータの全てに対し、
上記実施形態に準じたかたちで適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態
を示すブロック図。

【図２】ＦＥＴのＶDS−ＩD 特性を示すグラフ。

【図３】同実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示
すタイムチャート。

【図４】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の例を示
すブロック図。

【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロ
ック図。

【符号の説明】

１…バッテリ（補機バッテリ）、２…ＩＧスイッチ、３
…制御回路、４…ドライバ、５…半導体スイッチング素
子（ＦＥＴ）、６…トランス、７（７ａ、７ｂ）…整流
ダイオード、８（８ａ、８ｂ）…平滑コンデンサ、１
０、２０、３０…保護回路、１１、３１…分流抵抗、１
２、２１、２３、３２…比較器、１３、２４、２５、３
３、３４…基準値設定回路、１４、２９、３７…ゲート
オフ処理回路、２６、３５…基準値切り換え回路、２
７、３６…過渡・定常判定回路、２８（２８ａ、２８
ｂ）…ダイオード。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トランスと、このトランスの１次側巻線を
   介して直流電源に接続される半導体スイッチング素子
   と、この半導体スイッチング素子のスイッチング動作に
   伴って前記トランスの２次側巻線に誘起される電流を整
   流、平滑して直流電圧を生成出力する出力回路とを有
   し、この生成出力される直流電圧が所定電圧に維持され
   るよう前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作
   がデューティ制御されるＤＣ−ＤＣコンバータにおい
   て、 前記トランスの１次側巻線に流れる電流を検出する１次
   側電流検出手段と、 この検出される１次側電流について、当該ＤＣ−ＤＣコ
   ンバータに対する電源投入直後の過渡期間に対応してそ
   の過電流判定を行うための第１の基準値とそれ以降の定
   常期間に対応してその過電流判定を行うための第２の基
   準値との各別の過電流判定用基準値と比較してその過電
   流判定を行う比較器と、 前記過渡期間か前記定常期間かを判定して前記比較器に
   付与する前記第１及び第２の過電流判定用基準値を切り
   換える過渡・定常判定手段と、 前記比較器により過電流判定が行われるとき、前記半導
   体スイッチング素子の駆動を禁止する禁止手段と、 を具えることを特徴とする過電流保護機能を有するＤＣ
   −ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】前記半導体スイッチング素子は電界効果ト
   ランジスタであり、 前記１次側電流検出手段は、この電界効果トランジスタ
   のドレイン・ソース間電圧に基づき前記トランスの１次
   側巻線に流れる電流を検出するものであり、 前記比較器は、同電界効果トランジスタのゲートオン期
   間を併せ判定し、この判定したゲートオン期間にのみ前
   記過電流判定を能動とする請求項１記載の過電流保護機
   能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】前記１次側電流検出手段は、前記トランス
   の１次側巻線に流れる電流の経路に設けられて同電流値
   に対応する電圧信号を出力する分流抵抗を有して構成さ
   れる請求項１記載の過電流保護機能を有するＤＣ−ＤＣ
   コンバータ。
4. 【請求項４】前記過渡・定常判定手段は、前記過渡期間
   から前記定常期間への推移を判定してのち所定の遅延を
   もって、前記過電流判定用基準値を前記第１の基準値か
   ら前記第２の基準値に切り換える請求項２または３記載
   の過電流保護機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。