JPH09322551A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な回路構成にて入力電流歪を改善可能で
あると共に、インバータ回路の発振周波数をアップさせ
た場合、例えば調光点灯時において、平滑コンデンサの
両端電圧が異常上昇することを防止可能な電源装置を提
供する。 【解決手段】 コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４、平滑
コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ、脈流直流電圧Ｖｉｎ
の３つの電圧間の関係と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々の両端に逆並列
接続されたダイオードＤ１，Ｄ２からなるインバータ回
路の高周波動作とにより、整流器ＤＢから高周波的にパ
ルスの電流Ｉｄを流して、簡単な回路構成で、入力電流
高調波歪みを改善し、力率を向上する。そして、インバ
ータ回路の発振周波数の可変範囲の中心値近傍で、入力
電流Ｉｉｎの電流波形が略正弦波状になる方向に、コン
デンサＣ４の容量値を設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源Ｖｓを高周波電力に変換して負
荷に供給する電源装置において、簡単な回路構成で、入
力電流高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるもの
として、特開平５ー３８１６１号公報があり、その回路
図を図１に示す。（第１従来例） 本回路方式は、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ１との間
に接続されたコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４、平滑コ
ンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ、フィルター回路Ｆを介
し交流電源Ｖｓを整流器ＤＢで全波整流して得られた脈
流直流電圧Ｖｉｎの３つの電圧間の関係と、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各
々の両端に逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２から
なるインバータ回路の高周波動作とにより、整流器ＤＢ
から高周波的にパルスの電流Ｉｄを流すようにした方式
である。本回路方式では、コンデンサＣ４との充放電が
入力電流高潮波歪みを改善するのに大きく関与する。な
お、コンデンサＣ４と並列にダイオードＤ３が接続さ
れ、整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接点間にはインバータ負荷Ｚ１が接続されて
おり、インバータ負荷Ｚ１を介して整流器ＤＢの出力端
に前記インバータ回路の高周波出力の一部が帰還され
る。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する制御
手段１が設けられ、インバータ負荷Ｚ１は、カップリン
グコンデンサＣ３、放電灯Ｌａ、チョークＬ１からなる
直列回路と、放電灯Ｌａの非電源端子間に並列接続され
たコンデンサＣ２とから構成され、コンデンサＣ４はイ
ンピーダンス要素Ｚ２を構成する。

【０００３】次に、本回路の回路動作について簡単に説
明する。まず脈流直流電圧Ｖｉｎがゼロ近傍つまり谷部
に於ける動作を説明する。

【０００４】スイッチング素子Ｑ２がオンの時、平滑コ
ンデンサＣ１を電源として、共振電流が平滑コンデンサ
Ｃ１→コンデンサＣ４→カップリングコンデンサＣ３→
放電灯Ｌａ，コンデンサＣ２→チョークＬ１→スイッチ
ング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ１の経路で流れ、コン
デンサコンデンサＣ４が充電されると共に、チョークＬ
１にエネルギーが蓄積される。コンデンサＣ４の充電電
圧Ｖｃ４が平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃと略等
しくなると、コンデンサＣ４に流れていた共振電流Ｉ１
は停止し、整流器ＤＢから電流Ｉｄが流れ込みインバー
タ動作を継続しようとする。スイッチング素子Ｑ２がオ
フ、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間は、チョーク
Ｌ１に蓄積されたエネルギーによる回生電流がダイオー
ドＤ１を介して流れて平滑コンデンサＣ１を充電する。
この時流れる電流Ｉｄが整流器ＤＢからの平滑コンデン
サＣ１への充電電流となって平滑コンデンサＣ１を充電
する。やがてチョークＬ１に蓄積されたエネルギーがな
くなると、共振動作が反転して、カップリングコンデン
サＣ３を電源とするインバータ動作により、カップリン
グコンデンサＣ３→コンデンサＣ４→スイッチング素子
Ｑ１→チョークＬ１→放電灯Ｌａ，コンデンサＣ２→カ
ップリングコンデンサＣ３の経路で共振電流が流れ、コ
ンデンサＣ４に充電されていた電荷を放電する。そし
て、コンデンサＣ４に充電されていた電荷がなくなると
共振電流はダイオードＤ３を介して流れるようになる。

【０００５】以上は脈流直流電圧Ｖｉｎが谷部での説明
であるが、脈流直流電圧Ｖｉｎがゼロ近傍でなくとも、
平滑コンデンサＣ１の両端電圧ＶｄｃがＶｉｎ＋Ｖｃ４
とほぼ等しくなると、上述の様に平滑コンデンサＣ１を
電源として動作するインバータ動作はなくなり、整流器
ＤＢから電流Ｉｄが流れ込みインバータ動作を継続しよ
うとする。この様にしてインバータ回路は共振動作を繰
り返し、またコンデンサＣ４は充放電を燥り返す。入力
電流Ｉｉｎが流れこむ期間は、スイッチング素子Ｑ２が
オンして平滑コンデンサＣ１がＶｃ４＋Ｖｉｎに充電さ
れた後、整流器ＤＢから電流Ｉｄが流れ込む期間であ
る。この様に、本回路方式においては、コンデンサＣ４
の充放電が入力電流Ｉｉｎを供給するのに大きく関与す
ることがわかる。なお、入力電流Ｉｉｎが脈流直流電圧
Ｖｉｎの全区間において流れるには、Ｖｉｎ＋Ｖｃ４＞
Ｖｄｃの条件が必要であり、Ｖｉｎ＝０ではＶｃ４＞Ｖ
ｄｃの条件が必要である。

【０００６】しかし、上記第１従来例には以下に示す様
な第１の問題点が生じる。ここで、例えば放電灯Ｌａの
光出力を低下させる様な調光制御を行う場合、インバー
タ回路を構成するスイッチング素子の発振周波数をアッ
プさせてインバータ回路の出力を低下させている方式は
良く知られている。そこで、本回路方式において、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数をアップさせて調
光点灯を行おうとすると、発振周波数が高くなるために
インバータ回路の共振動作によるコンデンサＣ４の充電
時間が短くなり、コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｃ４が低
下する。Ｖｃ４くＶｄｃとなると、脈流直流電圧Ｖｉｎ
の谷部近傍において、電流Ｉｄが流れない区間が存在す
ることになる。つまり、発振周波数ｆ＝ｆ１の場合に、
入力電流Ｉｉｎは脈流直流電圧Ｖｉｎの全区間において
流れていたのが、発振周波数ｆをｆ１からｆ２にアップ
することにより、入力電流Ｉｉｎは休止区間のある波形
となる。

【０００７】上記第１の問題点を解決する手段として、
本発明出願人出願の特願平７ー２５４２１２号に示した
ものがあり、その回路図を図１４に示す。（第２従来
例）本従来例は、簡単な回路構成にて入力電流歪を改善
可能であると共に、出力制御が容易に可能で、特に負荷
が放電灯の場合に放電灯の調光制御可能な電源装置であ
る。

【０００８】図１に示した第１従来例と異なる点は、入
力電流波形歪に大きく関与するコンデンサＣ４を、コン
デンサＣ４１とコンデンサＣ４２とに分割すると共に、
コンデンサＣ４２にＳＷを直列接続したことであり、そ
の他の第１従来例と同一構成には同一符号を付すことに
より説明を省略する。なお、Ｃ４＝Ｃ４１＋Ｃ４２とす
る。

【０００９】次に、図１５に示すタイムチャートを参照
して、スイッチＳＷの動作を簡単に説明する。

【００１０】インバータ回路の発振周波数がｆ１の場合
には、図１５（ａ）に示す様にスイッチＳＷをオンして
インピーダンス要素Ｚ２の容量をコンデンサＣ４１とコ
ンデンサＣ４２との合成容量Ｃ４とし、インピーダンス
要素Ｚ２の両端電圧Ｖｚ２（＝Ｃ４の両端電圧Ｖｃ４）
がＶｃ４＞Ｖｄｃの関係を満たすことにより、休止区間
のない入力電流波形を得ることができ、入力電流歪を改
善できる。

【００１１】また、発振周波数をｆ１からｆ２へとアッ
プさせた場合、図１５に示す様にスイッチＳＷをオフし
て、インピーダンス要素Ｚ２の容量値をＣ４からＣ４１
へと小さくすることにより共振周波数を上昇させ、その
共振周波数をｆ２へと近付けることにより、脈流直流電
圧の谷部近傍においてインピーダンス要素Ｚ２の両端電
圧Ｖｚ２（＝Ｃ４１の両端電圧Ｖｃ４１）がＶｃ４１＞
Ｖｄｃの関係を満たすことができ、脈流直流電圧の谷部
でも入力電流Ｉｉｎが流れ、休止区間のない入力電流波
形を得ることができ、入力電流歪を改善できる。

【００１２】この様に構成したことにより、インピーダ
ンス要素Ｚ２の容量値を変化するだけで他の回路定数は
変更せずに、簡単に調光点灯時などでも休止区間のない
入力電流波形を得ることができ、入力電流高潮波歪みを
改善することができる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第２従来
例には以下に示す様な第２の問題点が生じる。

【００１４】調光点灯時などでも、インピーダンス要素
Ｚ２のインピーダンス値を可変させて休止区間のない入
力電流波形を得ている。よって、インバータ回路の発振
周波数をアップさせた場合、例えば調光点灯時には、放
電灯Ｌａへの出力電力Ｗｏｕｔを減少させることになる
ので、入力電力Ｗｉｎ＞出力電力Ｗｏｕｔとなり、イン
バータ回路の発振周波数をダウンさせた場合、例えば定
格点灯時には、放電灯Ｌａへの負荷出力を増加させるこ
とになるので、入力電力Ｗｉｎ＜出力電力Ｗｏｕｔとな
る。つまり、インバータ回路の発振周波数をアップさせ
た場合は、インバータ回路の発振周波数をダウンさせた
場合と比べて、平滑コンデンサＣ１から放電灯Ｌａへの
供給電力が減少するので平滑コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｄｃの異常上昇を招いてしまう。

【００１５】本発明は上記全ての問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、簡単な回路構成に
て入力電流歪を改善可能であると共に、インバータ回路
の発振周波数をアップさせた場合、例えば調光点灯時に
おいて、平滑コンデンサの両端電圧が異常上昇すること
を防止可能な電源装置を提供することである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の出力端子間にダイオードを介して
接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端電
圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回
路と、整流器の出力端子及びダイオードの接点にインバ
ータ回路から出力される高周波電圧の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、ダイオードの両端に並列接続され
たインピーダンス要素とを備え、インバータ回路の発振
周波数の可変範囲の中心値近傍で、交流電源からの入力
電流波形が略正弦波状になる方向に、インピーダンス要
素のインピーダンス値を設定することを特徴とする。

【００１７】請求項２記載の発明によれば、インバータ
回路の発振周波数の可変範囲の中心値近傍で、交流電源
からの入力電力と負荷へ供給される出力電力とが略等し
くなる方向に、インピーダンス要素のインピーダンス値
を設定することを特徴とする。

【００１８】請求項３記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、インバータ回路の発振周波数の可変範囲内
でインピーダンス値を変化するものであることを特徴と
する。

【００１９】請求項４記載の発明によれば、インバータ
回路の発振周波数の可変範囲内でのインピーダンス要素
の平均インピーダンス値が、可変範囲の中心値近傍で、
交流電源からの入力電流波形が略正弦波状になる値であ
り、交流電源からの入力電力と負荷へ供給される出力電
力とが略等しくなる方向に、インピーダンス要素のイン
ピーダンス値を変化することを特徴とする。

【００２０】請求項５記載の発明によれば、平滑コンデ
ンサを充電する充電回路とインピーダンス要素とからな
る直列回路を、負荷の両端に並列接続することを特徴と
する。

【００２１】請求項６記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、複数のコンデンサと複数のスイッチとから
構成されると共に、スイッチを制御することにより複数
のコンデンサの接続を切り替えて、インピーダンス要素
のインピーダンス値を可変することを特徴とする。

【００２２】請求項７記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、複数のインダクタンス素子と複数のスイッ
チとから構成されると共に、スイッチを制御することに
より複数のインダクタンス素子の接続を切り替えて、イ
ンピーダンス要素のインピーダンス値を可変することを
特徴とする。

【００２３】請求項８記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、複数のコンデンサと複数のインダクタンス
素子と複数のスイッチとから構成されると共に、スイッ
チを制御することにより複数のコンデンサと複数のイン
ダクタンス素子との接続を切り替えて、インピーダンス
要素のインピーダンス値を可変することを特徴とする。

【００２４】請求項９記載の発明によれば、負荷は、放
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。

【００２５】請求項１０記載の発明によれば、負荷は、
２次巻線を有するトランスと、トランスの２次巻線に並
列接続された放電灯と含み構成されるものであることを
特徴とする。

【００２６】請求項１１記載の発明によれば、充電回路
は、コンデンサを含み構成されるものであることを特徴
とする。

【００２７】請求項１２記載の発明によれば、充電回路
は、インダクタンス素子を含み構成されるものであるこ
とを特徴とする。

【００２８】請求項１３記載の発明によれば、充電回路
は、コンデンサとインダクタンス素子とを含み構成され
るものであることを特徴とする。

【００２９】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
構成は、図１の回路図に示す第１従来例と同一構成で、
その動作のみが異なるだけであるので、図２〜図５を用
いて本実施の形態の動作を簡単に説明する。

【００３０】図１４に示す回路において、コンデンサＣ
４の両端電圧Ｖｃ４の振幅が小さいと、Ｖｉｎ＜Ｖｄｃ
＋Ｖｃ４となるので、図２（ｃ）に示す様に、入力電流
Ｉｉｎの電流波形には入力電流Ｉｉｎの値が零になる休
止区間が生じる。以下、これを入力電流波形に休止が生
じると呼ぶ。また、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４の
振幅が大きいと、Ｖｉｎ＞Ｖｄｃ＋Ｖｃ４となるので、
図２（ａ）に示す様に、入力電流Ｉｉｎの電流波形には
入力電流Ｉｉｎの値が零に達する前に反転する。以下、
これを入力電流波形にジャンプが生じると呼ぶ。図２
（ｂ）には、略正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を
示す。

【００３１】ここで、コンデンサＣ４の値を一定にして
例えば調光制御を行う場合、インバータ回路の発振周波
数を高くするにつれて、入力電流Ｉｉｎの電流波形は、
図２（ａ）→図２（ｂ）→図２（ｃ）の順で変化する。
この点を解消して、図２（ｂ）に示す様な略正弦波状の
入力電流Ｉｉｎの電流波形を常に得る為には、図３の実
線に示す様に、インバータ回路の発振周波数ｆが上昇す
るにつれてコンデンサＣ４の容量値を減少させていく必
要があるが、他の電源機器などに影響を及ぼさない範囲
であれば、入力電流Ｉｉｎの電流波形は常に略正弦波状
ではなくてもよく、本発明はこの点を利用し、上述の様
に、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとの不均衡によ
る平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常昇圧を防
ぐものである。なお、図３において、実線よりも上側の
斜線部は入力電流波形に休止が生じる領域を示し、実線
よりも下側は入力電流波形にジャンプが生じる領域を示
す。

【００３２】インバータ回路の発振周波数を高くして調
光制御などを行う場合は、出力電力Ｗｏｕｔが小さいの
で、入力電力Ｗｉｎが小さくなる方向へ、言い換えると
入力電流波形に休止が生じる方向へ制御し、インバータ
回路の発振周波数を低くして全点灯制御などを行う場合
は、出力電力Ｗｏｕｔが大きいので、入力電力Ｗｉｎが
大きくなる方向へ、言い換えると入力電流波形にジャン
プが生じる方向へ制御すると平滑コンデンサＣ１の両端
電圧Ｖｄｃの上昇を低減することができる。

【００３３】また、発振周波数を一定で動作させた場
合、図４に示すように、コンデンサＣ４の容量値が大き
くなるに従って入力電力Ｗｉｎ、出力電力Ｗｏｕｔとも
減少し、その変化率は入力電力Ｗｉｎの方が出力電力Ｗ
ｏｕｔよりも大きく、コンデンサＣ４の容量値が小さい
場合はＷｉｎ＞Ｗｏｕｔとなり、入力電流Ｉｉｎの電流
波形にジャンプが生じ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｄｃが上昇する。コンデンサＣ４の容量値が大きい場
合はＷｉｎ＜Ｗｏｕｔとなり、入力電流Ｉｉｎの電流波
形に休止が生じ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ
が低下する。

【００３４】以上より、インバータ回路の発振周波数を
一定の範囲内で変化させる場合、変化幅の略中心の発振
周波数で、図２（ｂ）に示す様な略正弦波状の入力電流
Ｉｉｎの電流波形を得ることができる様にコンデンサＣ
４の値を設定すればよい。

【００３５】更に、発振周波数の変化の範囲内におい
て、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃが異常昇圧し
ない方向にコンデンサＣ４の容量値を可変すると共に、
発振周波数の変化の範囲内におけるコンデンサＣ４の平
均値を、変化幅の略中心の発振周波数で図２（ｂ）に示
す様な略正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得るこ
とができる値になる様に設定すれば、更に入力電流高潮
波歪を改善することもできる。

【００３６】図５は、入力電流高潮波歪みと入力電力Ｗ
ｉｎ及び出力電力Ｗｏｕｔとにおける、インバータ回路
の発振周波数に対するコンデンサＣ４の容量値の関係を
示した特性図である。

【００３７】（１）インバータ回路の発振周波数ｆとコ
ンデンサＣ４の容量値とを、図５に示す実線（ｂ）上で
変化する様に制御すると、図２（ｂ）に示す様な略正弦
波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得ることができ、入
力電流高潮波歪を最適に改善することができる。なお、
図５において、実線（ｂ）よりも上側は、入力電流波形
に休止が生じる領域（ｃ）を示し、実線（ｂ）よりも下
側は、入力電流波形にジャンプが生じる領域（ａ）を示
す。

【００３８】（２）インバータ回路の発振周波数ｆとコ
ンデンサＣ４の容量値とを、図５に示す実線（ｄ）上で
変化する様に制御すると、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係が維
持され、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃは略一定
となり、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの上昇を
防止することができる。

【００３９】（３）コンデンサＣ４の容量値を略一定と
し、インバータ回路の発振周波数ｆを、図５に示す実線
（ｂ）と実線（ｄ）との交点Ａを含む実線（ｅ）上で変
化する様に、且つインバータ回路の発振周波数ｆの変化
幅（調光範囲）の略中心の発振周波数で、図２（ｂ）に
示す様な略正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得る
ことができる様に制御すると、簡単な構成で入力電流高
調波歪みを改善できる。

【００４０】（４）更に、コンデンサＣ４の容量値を可
変とし、インバータ回路の発振周波数ｆとコンデンサＣ
４の平均容量値とを、図５に示す実線（ｂ）と実線
（ｄ）との交点Ａを含む実線（ｆ）上で変化する様に、
且つインバータ回路の発振周波数ｆの変化幅（調光範
囲）の略中心の発振周波数で、図２（ｂ）に示す様な略
正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得ることができ
る様に制御すると、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔの方向に近づき、
簡単な構成で入力電流高調波歪みを改善できると共に、
調光制御時などの平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ
の異常上昇を低減できる。

【００４１】図５の特性図より、交点Ａを通ると共に傾
きが実線（ｂ）に近づく様にコンデンサＣ４の容量値を
設定すれば、入力電流高潮波歪を改善することができ、
一方、交点Ａを通ると共に傾きが実線（ｄ）に近づく様
にコンデンサＣ４の容量値を設定すれば、平滑コンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常上昇を低減できる。図５
に示す斜線部が、入力電流高潮波歪みの改善と平滑コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常上昇の低減との両方
の許容範囲を示す。つまり、この許容範囲内で回路動作
する様にコンデンサＣ４を変化させても、その平均値
を、インバータ回路の発振周波数ｆの変化幅（調光範
囲）の略中心の発振周波数で、図２（ｂ）に示す様な略
正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得ることができ
る様に制御すればよい。

【００４２】なお、本実施の形態は、図１４に示す第２
従来例に用いてもよい。 （実施の形態２）本発明に係る第２の実施の形態の回路
図を図６に示す。

【００４３】図１に示した第１従来例と異なる点は、コ
ンデンサＣ４の代わりに、コンデンサＣ５ｎ、スイッチ
ＳＷ５ｎ（ｎは正の整数）からなる直列回路の各々を、
ダイオードＤ３と並列接続したことであり、その他の第
１従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明
を省略する。なお、図６では、ｎ＝３とし、スイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２として電解効果トランジスタ（以下、
スイッチング素子と呼ぶ。）を用いている。

【００４４】次に動作を簡単に説明する。図７（ａ）に
示す様に、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃは、交
流電源Ｖｓを整流器ＤＢで整流した脈流電圧Ｖｉｎと整
流器ＤＢの正の出力端子及びダイオードＤ３のアノード
端子の接点電圧Ｖａ（以下、接点電圧Ｖａと呼ぶ。）と
の総和となる。ここで、コンデンサＣ５１，Ｃ５２，Ｃ
５３の各々の容量値の関係をＣ５１＜Ｃ５２＜Ｃ５３と
すると、同一発振周波数ｆにおいて、各コンデンサに対
する平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃは、図７
（ａ）に示す様にコンデンサＣ５ｎの容量の増加に伴い
減少していく。また、各コンデンサに対する入力電流Ｉ
ｉｎの電流波形は、図７（ｂ）に示す様に、コンデンサ
Ｃ５１の場合はジャンプのある入力電流波形となり、コ
ンデンサＣ５２の場合は入力電流波形が略正弦波上にな
り、コンデンサＣ５３の場合は休止のある電入力流波形
となる。よって、コンデンサＣ５１，Ｃ５２，Ｃ５３の
各々の場合における入力電力をＷｉｎ１，Ｗｉｎ２，Ｗ
ｉｎ３とすると、Ｗｉｎ１＜Ｗｉｎ２＜Ｗｉｎ３とな
る。

【００４５】放電灯Ｌａを徐々に光速が低下する方向へ
調光制御していく場合、Ｃ５１→Ｃ５２→Ｃ５３と容量
値が上昇する方向へ切り替えていくと、放電灯Ｌａでの
ランプ電力（＝出力電力）ＷＬａは徐々に減少してい
き、ランプ電力ＷＬａは入力電力Ｗｉｎへと徐々に近づ
いていき、ランプ電力ＷＬａと入力電力Ｗｉｎとは略一
定になると平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常
上昇を防止することができる。

【００４６】なお、放電灯Ｌａの調光制御時は、インバ
ータ回路を流れる共振電流は減少するので、この場合
に、ダイオードＤ３に並列接続されるコンデンサの容量
を大きくしていくと入力電流Ｉｉｎの電流波形の休止区
間は長くなるが、コンデンサＣ５１，Ｃ５２，Ｃ５３の
平均値Ｃａｖと、インバータ回路の発振周波数ｆの変化
幅の略中心の発振周波数とにおいて、入力電流高潮波歪
みが最も改善される様に、コンデンサＣ５１，Ｃ５２，
Ｃ５の各容量値を選択すれば、図２（ｂ）に示す様な略
正弦波状の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得ることがで
き、インバータ回路の発振周波数ｆの変化幅の全域にわ
たって入力電流高潮波歪みを緩和できると共に、調光制
御時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常上昇
を低減できる。

【００４７】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図８に示す。

【００４８】図６に示した第２の実施の形態と異なる点
は、コンデンサＣ５ｎ、スイッチＳＷ５ｎと直列にイン
ダクタンス素子Ｌ５ｎ（ｎは正の整数）を設けたことで
あり、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一符
号を付すことにより説明を省略する。なお、図６では、
ｎ＝３としている。

【００４９】図６に示した第１の実施の形態では、ダイ
オードＤ３に並列接続されたコンデンサＣ５ｎの電圧振
幅によって入力電流波形の休止区間を制御したが、本実
施の形態は、コンデンサＣ５ｎとインダクタンス素子Ｌ
５ｎとの直列回路のインピーダンスを変化させることに
より、調光制御時における、コンデンサＣ５ｎとインダ
クタンス素子Ｌ５ｎとの直列回路の電圧振幅を変化させ
て、入力電流波形の休止区間を制御し、調光制御時にお
ける入力電力Ｗｉｎを制御するものである。

【００５０】そして、コンデンサＣ５ｎとインダクタン
ス素子Ｌ５ｎとからなる直列回路のインピーダンス値の
平均値Ｚａｖと、インバータ回路の発振周波数ｆの変化
幅の略中心の発振周波数とにおいて、入力電流高潮波歪
が最も改善される様に、コンデンサＣ５ｎとインダクタ
ンス素子Ｌ５ｎとからなる直列回路の各々のインピーダ
ンス値を選択すれば、図２（ｂ）に示す様な略正弦波状
の入力電流Ｉｉｎの電流波形を得ることができ、インバ
ータ回路の発振周波数ｆの変化幅の全域にわたって入力
電流高潮波歪みを緩和できると共に、調光制御時の平滑
コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常上昇を低減でき
る。

【００５１】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図９に示す。

【００５２】図６に示した第２の実施の形態と異なる点
は、コンデンサＣ５ｎ、スイッチＳＷ５ｎからなる直列
回路とダイオードＤ３との並列回路を、整流器ＤＢの正
の出力端子と放電灯Ｌａの一端との間に接続し、整流器
ＤＢの正の出力端子とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
点との間に、インダクタンス素子Ｌ２とコンデンサＣ６
とからなる平滑コンデンサＣ１の充電回路を設けたこと
であり、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一
符号を付すことにより説明を省略する。なお、図９で
は、ｎ＝３としている。

【００５３】ここで、図１及び図１４に示す第１及び第
２従来例の回路では、図１３（ｃ）に示す様な、低周波
リップルを含む負荷電流が発生し、輻射ノイズや、特に
負荷が放電灯Ｌａである場合は放電灯Ｌａのちらつきな
どが発生する、という第３の問題点が生じるが、本実施
の形態では、この第３の問題点も解決することができ
る。以下、この点について簡単に説明する。

【００５４】スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ＋Ｖｚ２＜Ｖｄｃの場
合、平滑コンデンサＣ１→インピーダンス要素Ｚ２→カ
ップリングコンデンサＣ３→放電灯Ｌａ，コンデンサＣ
２→チョークＬ１→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデ
ンサＣ１の経路でインピーダンス要素Ｚ２の充電電流が
流れ、Ｖｉｎ＋Ｖｚ２＞Ｖｄｃとなると、交流電源Ｖｓ
→整流器ＤＢ→カップリングコンデンサＣ３→放電灯Ｌ
ａ，コンデンサＣ２→チョークＬ１→スイッチング素子
Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で入力電流Ｉｉ
ｎが流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフすると、回生電流と共にインピ
ーダンス要素Ｚ２の放電電流が、インピーダンス要素Ｚ
２→スイッチング素子Ｑ１→チョークＬ１→放電灯Ｌ
ａ，コンデンサＣ２→カップリングコンデンサＣ３→イ
ンピーダンス要素Ｚ２の経路で流れる。この様に、放電
灯Ｌａには、交流電源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流れる電
流と平滑コンデンサＣ１によるインピーダンス要素Ｚ２
の充放電電流との、総和の電流とが流れる。

【００５５】ここで、平滑コンデンサＣ１によるインピ
ーダンス要素Ｚ２の充放電電流に対しては、カップリン
グコンデンサＣ３は、インピーダンス要素Ｚ２を構成す
るコンデンサＣ４，Ｃ４１，Ｃ４２などに対して充分大
きな容量を有し、且つインピーダンス要素Ｚ２と直列接
続されているため、カップリングコンデンサＣ３とイン
ピーダンス要素Ｚ２との合成容量は、ほぼインピーダン
ス要素Ｚ２の容量に等しくなってしまい、つまりカップ
リングコンデンサＣ３に比べて充分小さな値になってし
まい、カップリングコンデンサＣ３はカップリングコン
デンサの働きをしなくなる。このときのカップリングコ
ンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３は無視できる程度であ
る。また、交流電源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流れる電流
の経路上にはインピーダンス要素Ｚ２を含まないので、
カップリングコンデンサＣ３は十分にカップリングコン
デンサとして働き、その時のカップリングコンデンサＣ
３の両端電圧Ｖｃ３の電圧波形は、スイッチング素子Ｑ
２のオンデューティを５０％とすると、図１１に示す様
に、脈流直流電圧Ｖｉｎの振幅の略半分の振幅を持つも
のとなる。この為、交流電源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流
れる負荷電流波形は、図１３（ａ）に示す様に、正負の
両方に略等しく振幅し、且つ略正弦波状の包絡線を有す
るものとなる。また、インピーダンス要素Ｚ２の両端電
圧Ｖｚ２は、図１２に示す様に、略一定の平滑コンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｄｃと略正弦波状に変化する脈流直
流電圧Ｖｉｎとの差に略等しい電圧波形を有するものと
なる。このときのインピーダンス要素Ｚ２の充放電電流
波形は、図１３（ｂ）に示す包絡線を有するものとな
り、放電灯Ｌａには、図１３（ａ）に示す電流と図１３
（ｂ）に示す電流との和、つまり図１３（ｃ）に示す様
な低周波リップルを含む電流が流れる。なお、この低周
波リップルは、放電灯Ｌａ及びインピーダンス要素Ｚ２
のインピーダンスなどの条件により変化する。

【００５６】図９に示す本実施の形態では、交流電源Ｖ
ｓからの入力電流Ｉｉｎは、インダクタンス素子Ｌ２と
コンデンサＣ６とからなる平滑コンデンサＣ１の充電回
路を介して流れ、コンデンサＣ５１〜Ｃ５３及びダイオ
ードＤ３を介して放電灯Ｌａに流れることはないので、
交流電源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎの低周波リップルが
放電灯Ｌａを流れる負荷電流波形に影響を及ぼすことは
ない。一方、平滑コンデンサＣ１を電源として、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２、放電灯Ｌａ、コンデンサＣ２、
チョークＬ１，カップリングコンデンサＣ３により所謂
ハーフブリッジインバータ回路を構成し、カップリング
コンデンサＣ３は前記ハーフブリッジインバータ回路の
カップリングコンデンサの働きをするので、放電灯Ｌａ
を流れる負荷電流の低周波リップルは大きく低減され
る。以上より、放電灯Ｌａには、図１０に示す様な低周
波リップルの低減された負荷電流を流すことができ、輻
射ノイズや、特に負荷が放電灯Ｌａである場合の放電灯
Ｌａのちらつきなどを低減することができる。

【００５７】なお、インダクタンス素子Ｌ２とコンデン
サＣ６とからなる平滑コンデンサＣ１の充電回路の一端
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接点に接続されてい
るが、チョークＬ１及びカップリングコンデンサＣ３の
接点に接続してもよく、また、前記充電回路は、インダ
クタのみ、あるいはコンデンサのみにて構成されてもよ
い。

【００５８】

【発明の効果】請求項１から請求項４及び請求項６から
請求項８に記載の発明によれば、簡単な回路構成にて入
力電流歪を改善可能であると共に、インバータ回路の発
振周波数をアップさせた場合、平滑コンデンサの両端電
圧が異常上昇することを防止可能な電源装置を提供でき
る。

【００５９】請求項５及び請求項１１から請求項１３に
記載の発明によれば、単な回路構成にて入力電流歪を改
善可能で、負荷電流の低周波リップルを低減可能である
と共に、インバータ回路の発振周波数をアップさせた場
合、平滑コンデンサの両端電圧が異常上昇することを防
止可能な電源装置を提供できる。

【００６０】請求項９及び請求項１０に記載の発明によ
れば、単な回路構成にて入力電流歪を改善可能で、負荷
電流の低周波リップルを低減可能であると共に、インバ
ータ回路の発振周波数をアップして調光点灯する場合に
おいて、平滑コンデンサの両端電圧が異常上昇すること
を防止可能な電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施の形態、及び第１従来例
を示す回路図である。

【図２】本発明に係る、（ａ）はジャンプのある入力電
流波形図、（ｂ）は略正弦波状の入力電流波形図、
（ｃ）は休止のある入力電流波形図を示す。

【図３】本発明に係る、インバータ回路の発振周波数ｆ
とコンデンサＣ４の容量値との関係を示す特性図であ
る。

【図４】本発明に係る、コンデンサＣ４の容量値と入力
電力Ｗｉｎ及び出力電力Ｗｏｕｔとの関係を示す特性図
である。

【図５】本発明に係る、インバータ回路の発振周波数ｆ
とコンデンサの容量値Ｃ４との関係を示す別の特性図で
ある。

【図６】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】上記実施の形態に係る、（ａ）は平滑コンデン
サＣ１の両端電圧波形、（ｂ）は入力電流波形の波形図
を示す。

【図８】本発明に係る第３実施の形態を示す回路図であ
る。

【図９】本発明に係る第４実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１０】上記実施の形態に係る負荷電流波形の波形図
を示す。

【図１１】第１及び第２従来例に係る、カップリングコ
ンデンサＣ３の両端電圧波形の波形図を示す。

【図１２】第１及び第２従来例に係る、インピーダンス
要素Ｚ２の両端電圧波形の波形図を示す。

【図１３】第１及び第２従来例に係る、（ａ）は交流電
源より負荷へと流れる負荷電流波形の波形図、（ｂ）は
インピーダンス要素Ｚ２の充放電電流波形の波形図、
（ｃ）負荷電流波形の波形図を示す。

【図１４】本発明に係る第２従来例を示す回路図であ
る。

【図１５】本発明に係る第２従来例の動作波形図を示
す。

【符号の説明】

Ｃ コンデンサ ＤＢ 整流器 ｆ 発振周波数 Ｉｉｎ 入力電流 Ｌ インダクタンス素子 Ｌａ 放電灯 Ｑ スイッチング素子 ＳＷ スイッチ Ｔ トランス Ｖａｃ 交流電源 Ｗｉｎ 入力電力 Ｗｏｕｔ 出力電力 ＷＬａ ランプ電力 Ｚ２ インピーダンス要素

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｇ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
   器の出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コ
   ンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧を高周波電
   圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、前記整
   流器の出力端子及び前記ダイオードの接点に前記インバ
   ータ回路から出力される高周波電圧の一部を帰還する高
   周波出力帰還手段と、前記ダイオードの両端に並列接続
   されたインピーダンス要素とを備える電源装置に於て、 前記インバータ回路の発振周波数の可変範囲の中心値近
   傍で、前記交流電源からの入力電流波形が略正弦波状に
   なる方向に、前記インピーダンス要素のインピーダンス
   値を設定することを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記インバータ回路の発振周波数の可変
   範囲の中心値近傍で、前記交流電源からの入力電力と前
   記負荷へ供給される出力電力とが略等しくなる方向に、
   前記インピーダンス要素のインピーダンス値を設定する
   ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 前記インピーダンス要素は、前記インバ
   ータ回路の発振周波数の可変範囲内で、インピーダンス
   値を変化するものであることを特徴とする請求項１また
   は請求項２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 前記インバータ回路の発振周波数の可変
   範囲内での前記インピーダンス要素の平均インピーダン
   ス値が、前記可変範囲の中心値近傍で、前記交流電源か
   らの入力電流波形が略正弦波状になる値であると共に、
   前記交流電源からの入力電力と前記負荷へ供給される出
   力電力とが略等しくなる方向に、前記インピーダンス要
   素のインピーダンス値を変化することを特徴とする請求
   項１から請求項３のいずれかに記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記平滑コンデンサを充電する充電回路
   と前記インピーダンス要素とからなる直列回路を、前記
   負荷の両端に並列接続することを特徴とする請求項１か
   ら請求項４のいずれかに記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記インピーダンス要素は、複数のコン
   デンサと複数のスイッチとから構成されると共に、前記
   スイッチを制御することにより複数の前記コンデンサの
   接続を切り替えて、インピーダンス値を可変するもので
   あることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか
   に記載の電源装置。
7. 【請求項７】 前記インピーダンス要素は、複数のイン
   ダクタンス素子と複数のスイッチとから構成されると共
   に、前記スイッチを制御することにより複数の前記イン
   ダクタンス素子の接続を切り替えて、インピーダンス値
   を可変するものであることを請求項１から請求項５のい
   ずれかに記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記インピーダンス要素は、複数のコン
   デンサと複数のインダクタンス素子と複数のスイッチと
   から構成されると共に、前記スイッチを制御することに
   より複数の前記コンデンサと複数の前記インダクタンス
   素子との接続を切り替えて、インピーダンス値を可変す
   るものであることを特徴とする請求項１から請求項５の
   いずれかに記載の電源装置。
9. 【請求項９】 前記負荷は、放電灯を含み構成されるも
   のであることを特徴とする請求項１から請求項５のいず
   れかに記載の電源装置。
10. 【請求項１０】 前記負荷は、２次巻線を有するトラン
    スと、前記トランスの２次巻線に並列接続された放電灯
    と含み構成されるものであることを特徴とする請求項１
    から請求項５のいずれかに記載の電源装置。
11. 【請求項１１】 前記充電回路は、コンデンサを含み構
    成されるものであることを特徴とする請求項５記載の電
    源装置。
12. 【請求項１２】 前記充電回路は、インダクタンス素子
    を含み構成されるものであることを特徴とする請求項５
    記載の電源装置。
13. 【請求項１３】 前記充電回路は、コンデンサとインダ
    クタンス素子とを含み構成されるものであることを特徴
    とする請求項５記載の電源装置。