JPH09325822A - 多段階電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 元の電圧の数や素子数を増やすことなく、よ
り多くの電圧を選択できるようにする。 【解決手段】 異なる電位を有するｎ個（ｎ＞１）のノ
ードのそれぞれにｎ個のスイッチ要素の各一端を接続し
ｎ個のスイッチ要素の各他端を一つの電圧出力ノードに
接続して構成する多段階電圧発生回路において、ｎ個の
スイッチ要素のオンオフを制御する制御手段（任意の一
つのスイッチ要素のオン期間と一つのスイッチ要素以外
の他の一つのスイッチ要素若しくは他の複数のスイッチ
要素のオン期間とをオーバラップさせる制御モードを有
する）を備える。制御モードでは、二つのスイッチ要素
が共にオンする期間が生じこれらのスイッチ要素を介し
て伝えられる少なくとも二つの電圧からｎ個のノードの
いずれの電位にも一致しない新たな電圧が作られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、二つの電位間の電
位差を分圧して多段階の電圧を生成し、そのうちの一つ
の電位を選択して出力する多段階電圧発生回路に関し、
詳しくは、元の多段階電圧の数よりも多い電圧のなかか
ら出力電圧を選択できるように改良した多段階電圧発生
回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ある種の電子回路では、内部的に電位の
異なる複数の電圧を発生し、そのうちの一つの電圧を所
定のタイミングで選択して使用することが行われる。デ
ィジタル液晶表示装置の表示電圧発生回路やディジタル
アナログ変換器、または疑似正弦波発生回路などはその
一例である。

【０００３】たとえば、液晶表示装置の表示電圧発生回
路では、表示階調数に応じた種類の電圧を発生するため
に、抵抗分圧を利用した多段階電圧発生回路を使用する
が、その基本的な構成は、二つの電位の間に複数の抵抗
を直列に接続し、それぞれの接続ノードに現れる電位の
異なる複数の電圧の一つをスイッチ要素を介して取り出
すようにしたもので、ディジタル入力信号のビットの組
み合わせに従って一つのスイッチ要素をオン（他はオ
フ）することにより、複数の電圧のなかから表示階調に
応じた電圧を選択して、表示パネルの液晶画素に書き込
むというものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、かかる
従来の多段階電圧発生回路にあっては、多段階電圧の数
とノードの数が一対一に対応していたため、たとえば、
液晶表示装置の場合には、多階調化の要求に伴ってディ
ジタル入力信号のビット数が高々１ビット増えるだけで
も、抵抗の数が２倍に増えるから、多段階電圧発生回路
の規模増大を免れないという問題点があった。

【０００５】そこで、本発明は、元の電圧の数や素子数
を増やすことなく、より多くの電圧を選択できるように
し、以て、回路規模の増大を回避することを目的とす
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的は、異なる電位
を有するｎ個（ｎ＞１）のノードのそれぞれにｎ個のス
イッチ要素の各一端を接続し、該ｎ個のスイッチ要素の
各他端を一つの電圧出力ノードに接続して構成する多段
階電圧発生回路において、前記ｎ個のスイッチ要素のオ
ンオフを制御する制御手段を備え、該制御手段は、任意
の一つのスイッチ要素のオン期間と、該一つのスイッチ
要素以外の他の一つのスイッチ要素若しくは他の複数の
スイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせる制御モ
ードを有する、という特徴的な事項を備えることによっ
て達成できる。

【０００７】これは、上記制御モードを選択すると、少
なくとも二つのスイッチ要素が共にオンする期間が生
じ、これらのスイッチ要素を介して伝えられる少なくと
も二つの電圧からｎ個のノードのいずれの電位にも一致
しない新たな電圧が作られるためで、この新たな電圧の
分だけ、実質的な選択電圧の数が増えるからである。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。図１〜図２は本発明に係る多段階電圧
発生回路の一実施例を示す図であり、抵抗分圧回路への
応用である。図１において、ＶＣＣ、ＶＳＳは一方が高
電位、他方が低電位の直流電圧である。典型的には、Ｖ
ＣＣ＝正電位電圧、ＶＳＳ＝接地電位電圧であるが、こ
れらの電位や極性に限定されない。また、一般に、抵抗
分圧回路は二つの“直流電圧”の間の任意電圧を取り出
すために用いられるが、たとえば、一方の電圧が線形的
に変化したり、非線形（階段状や指数関数的）に変化し
たりするものであってもよい。あるいは、二つの電圧の
一方若しくは双方が交流であってもよい。このように、
ＶＣＣやＶＳＳの電位、極性及び波形は用途によって様
々であるが、本明細書では説明の便宜上、ＶＣＣ＝直流
の正電位電圧、ＶＳＳ＝接地電位電圧に統一する。

【０００９】１〜６はＶＣＣとＶＳＳ間に直列接続され
た抵抗要素である。これらの抵抗要素１〜６は、一般的
には固有抵抗値を有する通常の抵抗素子であるが、トラ
ンジスタ等の能動素子であっても構わないし（たとえ
ば、ＭＯＳトランジスタの場合にはチャネルオン抵抗を
利用）、リアクタンスやインダクタンスを含むインピー
ダンスであっても構わない。要は、その抵抗値（直流的
な抵抗値又は交流的な抵抗値）の比を特定できるもので
あればよく、抵抗要素の物理的形状や性質は問わない。

【００１０】抵抗要素１〜６の数は、抵抗分圧回路から
の電圧取り出し数（ｎ）に依存する。図１の例では、Ｖ
１からＶ５までの五つの電圧（ｎ＝５）を取り出すため
に、６個の抵抗要素１〜６を直列に接続している。電圧
取り出し数（ｎ）は、それぞれの抵抗素子１〜６の間の
ノード（Ｎ１〜Ｎ５）の数と同じである。なお、Ｖ１＝
ＶＣＣとする場合にはＮ１はＶＣＣとなり、抵抗要素１
を必要としない。又は、Ｖ５＝ＶＳＳとする場合にはＮ
５はＶＳＳとなり、抵抗要素６を必要としない。すなわ
ち、ＶＣＣ〜ＶＳＳの間の電位差を分圧してｎ個の電圧
Ｖ１〜Ｖｎを取り出すためには、最小でｎ−１個、最大
でｎ＋１個の抵抗要素を備えればよい。言うまでもない
が、ノードとノードの間（又はノードと電源の間）の抵
抗要素が複数の抵抗要素からなる直列回路、並列回路若
しくは直並列回路であっても、常に１個とカウントす
る。

【００１１】各ノードＮ１〜Ｎ５には、スイッチ要素７
〜１１の一端がそれぞれ接続されており、スイッチ要素
７〜１１の他端は、電圧出力ノードを兼ねる一つのノー
ド（便宜的にＮ６とする）に共通に接続されている。こ
こで、スイッチ要素７〜１１に必要な要件は、第１に、
両端間の電気的導通をオンオフできることであり、第２
に、そのオンオフ動作を所定の制御信号でコントロール
できることである。たとえば、ＭＯＳトランジスタはこ
れらの要件を満たしている。ＭＯＳトランジスタは、ゲ
ート電極の電位に応じて電流チャネルが形成されたり
（オンに相当）されなかったり（オフに相当）するから
である。なお、ＭＯＳトランジスタは集積化に適してい
るから、特に、ＬＳＩに組み込む場合に好ましいが、プ
リント基板や機器に実装する場合のように充分なスペー
スを確保できる場合には、たとえば、リレースイッチや
リードスイッチなどを用いても構わない。

【００１２】各スイッチ要素７〜１１の制御端子（ＭＯ
Ｓトランジスタであればゲート電極）には、制御回路１
２から個別の制御信号Ｓ１〜Ｓ５が入力している。制御
信号Ｓ１〜Ｓ５とスイッチ要素７〜１１のオンオフの関
係は、説明の便宜上、次のとおりとする。すなわち、制
御信号ＳｉがＨレベルになるとその制御信号に対応した
スイッチ要素６＋ｉが「オン」し、同制御信号ＳｉがＬ
レベルになるとその制御信号に対応したスイッチ要素６
＋ｉが「オフ」するものとする。なお、ｉは制御信号の
符号に付された数字（１〜５）を表わす置換文字であ
る。たとえば、図１の一番上のノードＮ１につながるス
イッチ要素７に注目すると、ｉ＝１であり、スイッチ要
素の符号は６＋１＝７となる。

【００１３】このような構成において、ＳｉをＨレベル
にすると、スイッチ要素６＋ｉがオンし、そのスイッチ
要素を介してノードＮｉの電圧ＶｉがノードＮ６から取
り出される。ＯＵＴはＮ６から取り出される出力電圧で
あり、この場合、ＯＵＴ＝Ｖｉである。今、制御信号Ｓ
１〜Ｓ５を一つずつ順次にＨレベルにすること、すなわ
ち、一つの制御信号がＨレベルのときに、残りの制御信
号がすべてＬレベルになるように制御することを考え
る。図２（ａ）は、この場合のＯＵＴの電位変化を示す
グラフである。グラフでは、時間の経過に伴ってＯＵＴ
の電位が段階的に上昇している。これは、「Ｓ５」→
「Ｓ４」→「Ｓ３」→「Ｓ２」→「Ｓ１」の順番でＨレ
ベルにしたからである。このように、常に一つの制御信
号だけをＨレベルにした場合、言い換えれば、常に一つ
のスイッチ要素だけをオンにした場合には、ノードと同
じ数の電位（Ｖ１〜Ｖ５）しか得られないが、以下のよ
うな特徴的な制御モードを備えることにより、ノード数
以上の電位が得られる。

【００１４】かかる制御モードの基本形は、上記の順番
を「Ｓ５」→「Ｓ５＿４」→「Ｓ４」→「Ｓ４＿３」→
「Ｓ３」→「Ｓ３＿２」→「Ｓ２」→「Ｓ２＿１」→
「Ｓ１」と変形させるというものである。アンダースコ
ア（＿）付の符号は、その両側の制御信号のＨレベル期
間の重なりを表現したもので、実際の制御信号はあくま
でもその両側の信号（たとえば、Ｓ５＿４の場合にはＳ
５とＳ４）である。

【００１５】Ｓ５＿４の期間では、二つの制御信号Ｓ
５、Ｓ４が共にＨレベルになる。このため、隣り合う二
つのスイッチ要素１０、１１がオンし、ＯＵＴ側のノー
ドＮ６はこれらのスイッチ要素１０、１１を通して二つ
のノードＮ４、Ｎ５に接続される。このときのノードＮ
６の電位（ＯＵＴの電位）は、ノードＮ４の電位（Ｖ
４）とノードＮ５の電位（Ｖ５）の間の電位、すなわち
Ｖ５＜ＯＵＴ＜Ｖ４になる。

【００１６】このことを検証する。Ｓ５＿４の期間で
は、ノードＮ４とノードＮ５につながる二つのスイッチ
要素１０、１１が共にオンするから、ノードＮ４とノー
ドＮ５の間（抵抗要素５の両端）がショート状態にな
る。今、ＶＣＣ−ＶＳＳ間の６個の抵抗要素１〜６の値
をＲ〔Ω〕とすると、この場合のＶＣＣ−ＶＳＳ間の合
成抵抗値は、抵抗要素５を除いた５個分の加算値（５
Ｒ）であり、ＶＣＣ＝正極性電位、ＶＳＳ＝接地電位
（０Ｖ）であるから、この場合のＯＵＴの電位は、次式
で与えられる。なお、ＯＵＴの添え字は期間を表わして
いる。

【００１７】ＯＵＴ_{(5_4)}＝（ＶＣＣ／５Ｒ）×Ｒ 同一の条件で、Ｓ５及びＳ４の（Ｈレベル期間の）ＯＵ
Ｔを求めると、 ＯＵＴ₍₅₎ ＝（ＶＣＣ／６Ｒ）×Ｒ ＯＵＴ₍₄₎ ＝（ＶＣＣ／６Ｒ）×２Ｒ ここで、簡単化のために、Ｒ＝１Ω、ＶＣＣ＝６Ｖと仮
定すると、 ＯＵＴ_{(5_4)}＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×１〔Ω〕＝
１．２〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₅₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×１〔Ω〕＝
１．０〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₄₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×２〔Ω〕＝
２．０〔Ｖ〕 となり、ＯＵＴ₍₅₎＜ＯＵＴ_{(5_4)}＜ＯＵＴ₍₄₎の関係に
なることが分かる。この関係は、Ｓ４とＳ３の間、Ｓ３
とＳ２の間、Ｓ２とＳ１の間でも変わらない。参考まで
に、上記と同一の条件で算出した実際の電圧値を列挙す
る。 Ｓ４とＳ３の間 ＯＵＴ_{(4_3)}＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×２〔Ω〕＝
２．４〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₄₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×２〔Ω〕＝
２．０〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₃₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×３〔Ω〕＝
３．０〔Ｖ〕 ∴ ＯＵＴ₍₄₎＜ＯＵＴ_{(4_3)}＜ＯＵＴ₍₃₎ Ｓ３とＳ２の間 ＯＵＴ_{(3_2)}＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×３〔Ω〕＝
３．６〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₃₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×３〔Ω〕＝
３．０〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₂₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×４〔Ω〕＝
４．０〔Ｖ〕 ∴ ＯＵＴ₍₃₎＜ＯＵＴ_{(3_2)}＜ＯＵＴ₍₂₎ Ｓ２とＳ１の間 ＯＵＴ_{(2_1)}＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×４〔Ω〕＝
４．８〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₂₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×４〔Ω〕＝
４．０〔Ｖ〕 ＯＵＴ₍₁₎ ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×５〔Ω〕＝
５．０〔Ｖ〕 ∴ ＯＵＴ₍₂₎＜ＯＵＴ_{(2_1)}＜ＯＵＴ₍₁₎ このように、本実施例によれば、ノードＮ１〜Ｎ５の五
つの電位Ｖ１〜Ｖ５に、さらにＯＵＴ_{(5_4)}、ＯＵＴ
_{(4_3)}、ＯＵＴ_{(3_2)}及びＯＵＴ_{(2_1)}の四つの電位を加
えた計九つの電位のなかから一つの電位を選択できる
（図２（ｂ）参照）。これに対して、抵抗分圧だけで九
つの電位を生成するには、上述したように、最大でｎ＋
１個の抵抗要素を備えなければならず、この場合、ｎ＝
９であるから、最大で１０個の抵抗要素を必要とする
が、本実施例では抵抗の数をまったく増やさずに、しか
も、各スイッチ要素７〜１１の制御を工夫するという簡
単な手続だけで、実質的な選択電圧の数を増加すること
ができるという従来技術にないきわめて有益な技術を提
供できる。

【００１８】なお、実施例では、隣接する二つのスイッ
チ要素のオン期間をオーバラップさせているが、これに
限らない。三つ以上のスイッチ要素のオン期間をオーバ
ラップさせてもよいし、あるいは、隣接しないスイッチ
要素のオン期間をオーバラップさせてもよい。要は、任
意の一つのスイッチ要素のオン期間と、その一つのスイ
ッチ要素以外の他の一つのスイッチ要素若しくは他の複
数のスイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせれば
よい。

【００１９】図３〜図５は本発明に係る多段階電圧発生
回路の他の実施例を示す図であり、疑似正弦波発生回路
への応用である。なお、疑似正弦波とは、理想的な正弦
波でなくても概ね正弦波に近い波形であれば充分な用途
（電話端末のトーン発生回路など）に用いられる波形
（サインカーブに沿って段階的に変化する波形）であ
る。

【００２０】図３において、２０は差動増幅器である。
差動増幅器２０の非反転入力（＋入力）は接地電位に接
続され、反転入力（−入力）は７個のスイッチ要素２１
〜２７の一端に接続されている。それぞれのスイッチ要
素２１〜２７の各他端は、抵抗分圧回路２８の各ノード
Ｎ１１〜Ｎ１７に接続（但し、右端のスイッチ要素２７
の他端だけは抵抗要素２９を介して）されており、抵抗
分圧回路２８は、各ノードＮ１１〜Ｎ１７の間に接続さ
れた抵抗要素３０〜３５、及び、左端のノードＮ１１と
電位切替え用スイッチ要素３６との間に接続された抵抗
要素３７とから構成されている。

【００２１】３８は制御回路であり、この制御回路３８
は、７個のスイッチ要素２１〜２７のそれぞれに対応し
た制御信号Ｓ１１〜Ｓ１７と電位切り替え用スイッチ要
素３６に対応した制御信号Ｓｃとを発生するもので、７
個のスイッチ要素２１〜２７は、対応する制御信号がＨ
レベルのときにオンし、電位切替え用スイッチ要素３６
は、制御信号ＳｃがＨレベルのときに所定の高電位電圧
Ｖ_Hiを選択し、Ｌレベルのときに所定の低電位電圧Ｖ
_LOWを選択する。

【００２２】このような構成において、説明の簡単化の
ために、すべての抵抗要素の抵抗値を「Ｒ」とし、Ｓｃ
＝Ｓ１１＝Ｈレベル、Ｓ１２〜Ｓ１７＝Ｌレベルとする
と、図３の差動増幅器２０は、抵抗要素３７の抵抗値
（Ｒ）を入力抵抗、抵抗要素３０〜抵抗要素３５の直列
合成抵抗値（６Ｒ）をフィードバック抵抗とする反転増
幅回路を構成するから、その増幅率ＡＮＦは、次式で与
えられる。

【００２３】ＡＮＦ＝−６Ｒ／Ｒ＝−６ 同じ条件で、Ｓ１２〜Ｓ１７をそれぞれＨレベルにする
と、Ｓｃ＝Ｓ１２＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−５Ｒ／２Ｒ＝−２．５ Ｓｃ＝Ｓ１３＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−４Ｒ／３Ｒ≒１．３３３ Ｓｃ＝Ｓ１４＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−３Ｒ／４Ｒ＝−０．７５ Ｓｃ＝Ｓ１５＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−２Ｒ／５Ｒ＝−０．４ Ｓｃ＝Ｓ１６＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−Ｒ／６Ｒ≒−０．１６６ Ｓｃ＝Ｓ１７＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、 ＡＮＦ＝−Ｒ／７Ｒ≒−０．１４２ となる。

【００２４】すなわち、７個のスイッチ要素２１〜２７
を順次にＨレベルにすることにより、差動増幅器２０の
増幅率ＡＮＦを「−６倍」から「−０．１４２倍」へと
７段階に変化させることができる。ＡＮＦの変化段数と
スイッチ要素の数及びノードの数は同じであり、これら
の数は発明の要旨に記載のｎに相当する。図４（ａ）
は、７個のスイッチ要素２１〜２７を順次にオンさせる
（常に１個だけをオンさせる）場合の制御信号のタイミ
ングチャート、同図（ｂ）はその場合の疑似正弦波（Ｖ
_SIN ）の波形例である。Ｓｃ＝Ｈレベルの期間が正の半
サイクル、Ｓｃ＝Ｌレベルの期間が負の半サイクルであ
る。Ｓ１１〜Ｓ１７のタイミングに着目すると、一つの
制御信号（たとえばＳ１１の拡大波形参照）の立ち下が
りと同時に次順の制御信号（たとえばＳ１２の拡大波形
参照）が立ち上がっている。すなわち、隣接する制御信
号のＨレベル期間がオーバラップしていない。このよう
な制御信号では、ノード数（ｎ）と同数のＡＮＦ段数し
か得られないため、疑似正弦波（Ｖ_SIN ）の段差が大き
く、したがって、波形が粗く、たとえば、電話端末のト
ーン発生回路に適用した場合に疑似正弦波の繰返し周波
数以外の高調波ノイズが目立つという不都合がある。こ
れを解決するには単純に「ｎ」を増やせばよいが、回路
規模の増大を招くから好ましくない。

【００２５】そこで、本実施例では、図５（ａ）に示す
ように、隣り合う二つのスイッチ要素に対応するそれぞ
れの制御信号のＨレベル期間をオーバラップさせること
により、回路規模の増大を招くことなく、ＡＮＦの変化
段数を「ｎ」以上にし、段差の少ない滑らかな疑似正弦
波（Ｖ_SIN ）を得ている。因みに、擬似正弦波発生回路
における各抵抗要素の値は、正弦波の空間角に対応させ
た適正な値でなければならない。以下にその適正値の一
例を示す。

【００２６】 抵抗要素２９ → ３０ＫΩ 抵抗要素３０ → ２．６ＫΩ 抵抗要素３１ → ８．１７ＫΩ 抵抗要素３２ → １４．９６６ＫΩ 抵抗要素３３ → ２４．２６４ＫΩ 抵抗要素３４ → ３８．３１９ＫΩ 抵抗要素３５ → ６１．６８１ＫΩ 抵抗要素３７ → １５０ＫΩ なお、以上の疑似正弦波発生回路は反転増幅型である
が、非反転増幅型でも同様である。図６は非反転型の例
であり、図３との相違は、電位切り替え用スイッチ要素
３６を差動増幅器２０の非反転入力（＋入力）に接続し
ている点、差動増幅器２０の反転入力（−入力）をｎ個
のスイッチ要素２１〜２７を介してｎ＋１個の抵抗素子
４１〜４８からなる抵抗分圧回路４９の７個のノードＮ
１１〜Ｎ１７に接続している点、及び、抵抗分圧回路４
９の両端を差動増幅器２０の出力と接地電位に接続して
いる点である。制御信号Ｓ１１〜Ｓ１７のＨレベル期間
をオーバラップさせることにより、増幅率ＡＮＦを
「ｎ」以上にすることができ、反転型と同様に滑らかな
疑似正弦波が得られる。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、元の電圧の数や素子数
を増やすことなく、より多くの電圧を選択できるように
なるから、たとえば、ディジタル液晶表示装置の表示電
圧発生回路やディジタルアナログ変換器、または疑似正
弦波発生回路などの性能向上を、コストをかけずに簡便
に達成できるきわめて有益な技術を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】一実施例の構成図である。

【図２】一実施例の波形図である。

【図３】他の実施例の構成図（その１）である。

【図４】他の実施例の波形図（オーバラップなし）であ
る。

【図５】他の実施例の波形図（オーバラップあり）であ
る。

【図６】他の実施例の構成図（その２）である。であ
る。

【符号の説明】

Ｎ１〜Ｎ５：ｎ個のノード Ｎ６：電圧出力ノード ７〜１１：スイッチ要素 １２：制御回路（制御手段） Ｎ１１〜Ｎ１７：ｎ個のノード ２１〜２７：スイッチ要素 ３８：制御回路（制御手段）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】異なる電位を有するｎ個（ｎ＞１）のノー
   ドのそれぞれにｎ個のスイッチ要素の各一端を接続し、
   該ｎ個のスイッチ要素の各他端を一つの電圧出力ノード
   に接続して構成する多段階電圧発生回路において、 前記ｎ個のスイッチ要素のオンオフを制御する制御手段
   を備え、 該制御手段は、 任意の一つのスイッチ要素のオン期間と、該一つのスイ
   ッチ要素以外の他の一つのスイッチ要素若しくは他の複
   数のスイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせる制
   御モードを有することを特徴とする多段階電圧発生回
   路。