JPH0936665A - Ｆｍ変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電位−周波数偏移特性の直線性が良く、歪率
の低いＦＭ変調器を提案する。 【解決手段】 演算増幅器１２と、その演算増幅器１２
の反転入力端子及び接地間に接続されたコンデンサ１７
並びにその演算増幅器１２の出力端子及び反転入力端子
間に接続された第１の抵抗器１６からなる時定数回路
と、演算増幅器１２の出力端子及び非反転入力端子間に
接続された帰還用の第２の抵抗器１５とを備える非安定
マルチバイブレータ２と、演算増幅器１２の非反転入力
端子に一定バイアス電圧を印加するバイアス電圧発生手
段４、５とを有し、そのバイアス電圧発生手段よりの一
定バイアス電圧に変調信号を重畳する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＦＭ変調器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】以下に、図４を参照して、従来のＦＭ変
調器（周波数変調器）について説明する。このＦＭ変調
器は全体としてＰＬＬ回路を構成している。基準発振器
３１よりの発振信号を、電位制御型発振器としての非安
定マルチバイブレータ３６よりの発振信号とを、位相比
較器３２で位相比較し、その比較出力をローパスフィル
タ３３に供給する。そして、直流増幅器から構成される
加算器３５で、ローパスフィルタ３３の出力と、変調信
号源３４よりの変調信号を加算し、その加算出力（重畳
出力）を、発振器３６に供給して、その発振周波数を制
御する。発振器３６の出力側、即ち、出力端子３７に、
被変調信号が出力される。

【０００３】ここで使用される非安定マルチバイブレー
タ３６は、それぞれエミッタが接地された一対のトラン
ジスタを有し、各一方のトランジスタのコレクタがそれ
ぞれコンデンサを通じて、他方のトランジスタのベース
に接続され、各トランジスタのベースがそれぞれ抵抗器
を通じて共通の入力端子に接続され、各トランジスタの
コレクタがそれぞれ負荷抵抗器を通じて電源に接続され
て構成される。

【０００４】かかるＦＭ変調器は、米国のセカンド・オ
ーディオ・プログラム放送を受信する受信回路の試験用
の発信装置として用いられる。この場合には、右音声信
号及び被ＦＭ変調左音声信号の加算信号を、変調信号と
して上述の直流増幅器に供給する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図４の従来のＦＭ変調
器は、その非安定マルチバイブレータ自体の電位−周波
数偏移特性の直線性があまり良くないために、変調歪は
約１％となり、忠実度はあまり高くない。

【０００６】かかる点に鑑み、本発明は、電位−周波数
偏移特性の直線性が良く、歪率の低いＦＭ変調器を提案
しようとするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、演算増幅器
と、その演算増幅器の反転入力端子及び接地間に接続さ
れたコンデンサ並びにその演算増幅器の出力端子及び反
転入力端子間に接続された第１の抵抗器からなる時定数
回路と、演算増幅器の出力端子及び非反転入力端子間に
接続された帰還用の第２の抵抗器とを備える非安定マル
チバイブレータと、演算増幅器の非反転入力端子に一定
バイアス電圧を印加するバイアス電圧発生手段とを有
し、そのバイアス電圧発生手段よりの一定バイアス電圧
に変調信号を重畳したことを特徴とするＦＭ変調器であ
る。

【０００８】かかる本発明によれば、非安定マルチバイ
ブレータを構成する演算増幅器の非反転入力端子に、バ
イアス電圧発生手段よりの一定バイアス電圧に変調信号
が重畳されたものが印加される。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下に、図１を参照して、本発明
の実施の形態を説明する。先ず、非安定マルチバイブレ
ータ２の構成を説明する。演算増幅器１２の出力端子及
び非反転入力端子間に、帰還抵抗器１５が接続される。
演算増幅器１２の反転入力端子がコンデンサ１７を通じ
て接地されると共に、その出力端子及び反転入力端子間
に抵抗器１６が接続される。このコンデンサ１７及び抵
抗器１６にて、時定数回路が構成される。演算増幅器１
２の非反転入力端子が抵抗器を通じて接地される。電源
＋Ｂよりの直流電圧が演算増幅器１２に印加される。演
算増幅器１２の出力端子

【００１０】ここで、演算増幅器１２に接続された各素
子の値の一例を示す。抵抗器１４：６．８ｋΩ、抵抗器
１５：８．２ｋΩ、抵抗器１６：２ｋΩ、コンデンサ１
７：２２０ｐＦ。

【００１１】次に、増幅器１について説明する。電源＋
Ｂと接地との間に、抵抗器４及びツェナーダイオード５
の直列回路が接続されて、定電圧回路が構成される。
尚、ダイオード５のアノード側が接地されている。抵抗
器４及びツェナーダイオード５の接続中点が抵抗器６を
通じて、演算増幅器３の非反転入力端子に接続される。
この演算増幅器３の非反転入力端子３に、コンデンサ７
を通じて、変調信号の信号源８が接続される。尚、図示
せざるも、信号源８の他端は接地される。演算増幅器３
の反転入力端子が抵抗器９及びコンデンサ１０の直列回
路を通じて接地される。尚、コンデンサ１０の一端が接
地されている。演算増幅器３の出力端子及び反転入力端
子間に抵抗器１１が接続される。電源＋Ｂよりの直流電
圧が演算増幅器３に印加される。

【００１２】尚、抵抗器１３、１４、１５の抵抗値の比
を変えることによって、出力端子１９に得られる被ＦＭ
変調信号のデューティを変えることができる。

【００１３】そして、増幅器１の演算増幅器３の出力端
子を抵抗器１３を通じて、非安定マルチバイブレータ２
の演算増幅器１２の非反転入力端子に接続する。この抵
抗器１３の値の一例としては、６．８ｋΩである。

【００１４】かくすると、信号源８よりの変調信号のレ
ベルに応じて周波数の変化するパルス信号が出力端子１
９に得られる。更に、出力端子１９よりの被ＦＭ変調信
号は、ローパスフィルタ２０に供給して積分することに
よりＦＭ復調し、その復調電位を増幅器１の抵抗器１
１、９の接続中点に接続する。尚、このローパスフィル
タ２０を省略しても良い。但し、ローパスフィルタ２０
を設けた方が、歪率が一層低くなり、電圧−周波数偏移
特性の直線性が一層良好となる。

【００１５】信号源８からの変調信号は、音声信号、映
像信号等が可能である。尚、冒頭に述べたような、米国
のセカンド・オーディオ・プログラム放送を受信する受
信回路の試験用の発信装置に本発明を適用するときは、
右音声信号及び被ＦＭ変調左音声信号の重畳信号を変調
信号として、コンデンサ７を通じて増幅器１の演算増幅
器３の非反転入力端子に供給するようにすれば良い。

【００１６】図２に、非安定マルチバイブレータ２の演
算増幅器１２の非反転入力端子側の点ｂ、反転入力端子
側の点ｃ及び出力端子側の点ｄの波形を示ししている。
尚、図２の左側及び右側は、それぞれ演算増幅器１の出
力端子側の点ａの電位を高くした場合及び低くした場合
の点ｂ、点ｃ及び点ｄの波形をそれぞれ示す。この場
合、点ｂ、点ｃ及び点ｄの波形の交流振幅並びに点ｄの
オン持続時間は、点ａの電位の如何に拘らず、略一定と
なることが、点ｄのオン繰り返し周期は、点ａの電位が
低い程長くなる。このことから、非安定マルチバイブレ
ータ２の演算増幅器１２の出力端子には、増幅器１の演
算増幅器３の出力端子の電位に応じて周期（周波数）の
変化する被ＦＭ変調信号が得られることが分かる。

【００１７】さて、周知の如く、演算増幅器では、反転
及び非反転入力端子の電位が互いに反対側の入力端子の
オフセット電圧（演算増幅器に固有の電圧）を越える
と、出力端子の電位が飽和電位点まで変化する。そこ
で、非安定マルチバイブレータ２の演算増幅器１２の非
反転入力端子に正の電位を印加すると、抵抗器１５によ
る正帰還と相侯って、その出力端子の電位は瞬時に非反
転入力端子の飽和電位点に上昇する。かくすると、この
出力端子の電圧によって、コンデンサ１７が抵抗器１６
を通じて充電され、図２の点Ｃの波形に沿って上昇し、
その電位が点ｂの電位をオフセット分だけ上回ると、点
ｄの電位は瞬時に、反転入力端子の飽和電位点まで下降
する。かくすると、非反転入力端子の電位は、非反転入
力端子系の浮遊容量による時定数によって、比較的に速
やかに下降する。反転入力端子及び非反転入力端子の電
位は同時に下降を始め、抵抗器１６の抵抗値及びコンデ
ンサ１７の容量値で決まる時定数を以て、コンデンサ１
７の電荷が放電し、その電位がオフセット電位を下回っ
た時点で点ｄの電位は再び瞬時に非反転入力端子の飽和
電位点に達し、上述の動作を繰り返す。

【００１８】次に、仮に点ａの電位を低下させると、点
ｂの電位も下がるから、点ｂの電位を下回る電位にまで
点ｃの電位が下がるまでには、かなり時間が掛かるか
ら、点ｄの電位の反転周期は長く成る。

【００１９】一方、点ｄのオン持続はコンデンサ１７の
充電完了までであり、コンデンサ１７への充電は点ｄが
演算増幅器１２の非反転入力端子の飽和点方向に転ずる
と同時に始まるが、飽和電位点には瞬時に達するから、
実質的な充電開始は点ｄの電圧が演算増幅器１２の非反
転入力端子の飽和電位点に達した時点と考えてよい。そ
して、演算増幅器１２の反転入力端子の飽和電位点は、
演算増幅器１２の非反転入力端子の飽和電位点の電位と
は無関係なので、充電完了時間は演算増幅器１２の非反
転入力端子の飽和電位点とは無関係に一定となる。

【００２０】従って、点ａに変調信号を重畳してやれ
ば、パルス幅が一定でパルスの繰り返し周期のみが変化
する被周波数変調信号が点ｄに得られる。

【００２１】コンパクトディスクプレーヤ、ミニディス
クプレーヤ、ヘリカルスキャン型デジタルオーディオプ
レーヤ等の音声信号をＦＭ変調した後、赤外線発光器に
よって空間に送信し、その送信された被ＦＭ変調音声信
号をワイヤレスヘッドフォンの赤外線受光器で受信した
後、それをＦＭ復調して音声信号を得るワイヤレスヘッ
ドフォンシステムにおけるＦＭ変調器に、上述したＦＭ
変調器を適用して好適である。この場合、搬送波周波数
は３０ｋＨｚ〜７０ｋＨｚが現実的である。

【００２２】勿論、冒頭に述べたような、米国のセカン
ド・オーディオ・プログラム放送を受信する受信回路の
試験用の発信装置に、上述のＦＭ変調器を適用して好適
である。

【００２３】

【発明の効果】上述せる第１の本発明によれば、演算増
幅器と、その演算増幅器の反転入力端子及び接地間に接
続されたコンデンサ並びにその演算増幅器の出力端子及
び反転入力端子間に接続された第１の抵抗器からなる時
定数回路と、演算増幅器の出力端子及び非反転入力端子
間に接続された帰還用の第２の抵抗器とを備える非安定
マルチバイブレータと、演算増幅器の非反転入力端子に
一定バイアス電圧を印加するバイアス電圧発生手段とを
有し、そのバイアス電圧発生手段よりの一定バイアス電
圧に変調信号を重畳したので、電位−周波数偏移特性の
直線性が良く、歪率の低いＦＭ変調器を得ることができ
る。

【００２４】上述せる第２の本発明によれば、第１の本
発明において、バイアス電圧発生手段に、変調信号を増
幅する増幅器を設けたので、第１の本発明の効果に加え
て、増幅された変調信号を非安定マルチバイブレータに
供給することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のＦＭ変調器を示すブロッ
ク線図である。

【図２】そのＦＭ変調器の一部の信号波形を示す波形図
である。

【図３】そのＦＭ変調器の変調入力対歪率／周波数偏移
特性曲線図である。

【図４】従来のＦＭ変調器を示すブロック線図である。

【符号の説明】 １ 増幅器 ２ 非安定マルチバイブレータ ３ 演算増幅器 ８ 変調信号の信号源 １２ 抵抗器 １３ 抵抗器 １４ 抵抗器 １５ 抵抗器 １６ 抵抗器 １７ コンデンサ ２０ ローパスフィルタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 演算増幅器と、該演算増幅器の反転入力
   端子及び接地間に接続されたコンデンサ並びに上記演算
   増幅器の出力端子及び反転入力端子間に接続された第１
   の抵抗器からなる時定数回路と、上記演算増幅器の出力
   端子及び非反転入力端子間に接続された帰還用の第２の
   抵抗器とを備える非安定マルチバイブレータと、 上記演算増幅器の非反転入力端子に一定バイアス電圧を
   印加するバイアス電圧発生手段とを有し、 該バイアス電圧発生手段よりの上記一定バイアス電圧に
   変調信号を重畳したことを特徴とするＦＭ変調器。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のＦＭ変調器において、 上記バイアス電圧発生手段に、上記変調信号を増幅する
   増幅器を設けたことを特徴とするＦＭ変調器。