JPH0936721A - 容量性負荷駆動装置 - Google Patents
容量性負荷駆動装置Info
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- JPH0936721A JPH0936721A JP18156495A JP18156495A JPH0936721A JP H0936721 A JPH0936721 A JP H0936721A JP 18156495 A JP18156495 A JP 18156495A JP 18156495 A JP18156495 A JP 18156495A JP H0936721 A JPH0936721 A JP H0936721A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 容量性負荷駆動装置において、電力損失を低
減する。 【解決手段】 容量性負荷１１の容量Ｃｘと直流共振回
路を構成するコイル９を設け、容量Ｃｘの充電放電電流
を、容量Ｃｘとコイル９のインダクタンスＬｘとの電流
のやりとりでまかなう。
減する。 【解決手段】 容量性負荷１１の容量Ｃｘと直流共振回
路を構成するコイル９を設け、容量Ｃｘの充電放電電流
を、容量Ｃｘとコイル９のインダクタンスＬｘとの電流
のやりとりでまかなう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、容量性の負荷を駆
動する駆動装置に関するものである。
動する駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３はこの種の駆動回路の従来例を示す
図で、プッシュプルの出力段をもつドライバで容量性負
荷（例えばＦＥＴのゲートなど）を駆動するものであ
る。容量性負荷の容量Ｃｘは、図４に示すようにクロッ
ク信号ＣＫの立上がりタイミングで、充電電流Ｉ１で急
速充電され、クロックＣＫ信号の立ち下がりタイミング
で、放電電流Ｉ２により急速放電される。このときのプ
ッシュプルドライバの電力損失を、簡略化して図５に示
す。図５では、簡略化のためプッシュプルドライバのド
ライブ電流はドライブ期間中定電流とし、容量性負荷の
駆動電圧の電圧変化は直線的なものと模して考える。こ
の簡易モデルでは、ドライブ電流Ｉｄと駆動電圧Ｖｄの
間には、 Ｃｘ・Ｖ＝Ｉｄ・Ｔ Ｔ：立上がり（立ち下
がり）時間 の関係がある。駆動周期当たりの電力損失Ｐｔは［Ｉｄ
・Ｖ（ｔ）］を立上がり（立ち下がり）時間で積分した
ものである。立上がり，立ち下がりにおける電力損失を
計算すると、 Ｐｔ＝Ｃ・（Ｖ＾２） なお“＾”はべき数を
示す となり、この簡易モデルでは、立上がり（立ち下がり）
時間によらずプッシュプルドライバの電力損失は変わら
ない。
図で、プッシュプルの出力段をもつドライバで容量性負
荷（例えばＦＥＴのゲートなど）を駆動するものであ
る。容量性負荷の容量Ｃｘは、図４に示すようにクロッ
ク信号ＣＫの立上がりタイミングで、充電電流Ｉ１で急
速充電され、クロックＣＫ信号の立ち下がりタイミング
で、放電電流Ｉ２により急速放電される。このときのプ
ッシュプルドライバの電力損失を、簡略化して図５に示
す。図５では、簡略化のためプッシュプルドライバのド
ライブ電流はドライブ期間中定電流とし、容量性負荷の
駆動電圧の電圧変化は直線的なものと模して考える。こ
の簡易モデルでは、ドライブ電流Ｉｄと駆動電圧Ｖｄの
間には、 Ｃｘ・Ｖ＝Ｉｄ・Ｔ Ｔ：立上がり（立ち下
がり）時間 の関係がある。駆動周期当たりの電力損失Ｐｔは［Ｉｄ
・Ｖ（ｔ）］を立上がり（立ち下がり）時間で積分した
ものである。立上がり，立ち下がりにおける電力損失を
計算すると、 Ｐｔ＝Ｃ・（Ｖ＾２） なお“＾”はべき数を
示す となり、この簡易モデルでは、立上がり（立ち下がり）
時間によらずプッシュプルドライバの電力損失は変わら
ない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
例では、ドライバの電力損失が負荷の容量値、及び駆動
振幅によるもので、（簡易モデルでは）立上がり，立ち
下がり時間にはよらないことから、大容量負荷を大振幅
でドライブするには、プッシュプルドライバを複数並列
に使用することなどで対応しなければならないことがあ
る。
例では、ドライバの電力損失が負荷の容量値、及び駆動
振幅によるもので、（簡易モデルでは）立上がり，立ち
下がり時間にはよらないことから、大容量負荷を大振幅
でドライブするには、プッシュプルドライバを複数並列
に使用することなどで対応しなければならないことがあ
る。
【０００４】例えば、容量性負荷としてラインセンサを
考えてみる。ラインセンサは、エリアセンサに比べ比較
的ディメンジョンが大きくその負荷容量は数百〜数千ｐ
Ｆになる。ここで、負荷容量１０００ｐＦ、駆動振幅
７．５Ｖ、駆動周波数３０ＭＨｚとすると前記簡易モデ
ルによるプッシュプルドライバの電力損失Ｐは約１．７
Ｗになる。さらに、立上がり（立ち下がり時間）を１０
ｎｓｅｃとすると、ドライブ電流のピーク値は０．７５
Ａになる。この電力損失とピーク電流による、ドライバ
の発熱や最大電流の限界などの関係から、ドライバを数
個並列使用しなければならなくなり、広い実装面積や、
コストアップといった問題が生じる。
考えてみる。ラインセンサは、エリアセンサに比べ比較
的ディメンジョンが大きくその負荷容量は数百〜数千ｐ
Ｆになる。ここで、負荷容量１０００ｐＦ、駆動振幅
７．５Ｖ、駆動周波数３０ＭＨｚとすると前記簡易モデ
ルによるプッシュプルドライバの電力損失Ｐは約１．７
Ｗになる。さらに、立上がり（立ち下がり時間）を１０
ｎｓｅｃとすると、ドライブ電流のピーク値は０．７５
Ａになる。この電力損失とピーク電流による、ドライバ
の発熱や最大電流の限界などの関係から、ドライバを数
個並列使用しなければならなくなり、広い実装面積や、
コストアップといった問題が生じる。
【０００５】本発明は、このような問題を解消するもの
である。
である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明では、負荷容量の
充電放電電流を、その容量性負荷との間でやりとりする
誘導性素子を設け、充放電電流のほとんどをその容量性
負荷と誘導性素子との電流やりとりでまかない、さら
に、入力信号に同期して任意期間強制的に駆動電圧
“Ｈ”レベルを確保する強制充電手段を設けることによ
り、電力損失を軽減する。
充電放電電流を、その容量性負荷との間でやりとりする
誘導性素子を設け、充放電電流のほとんどをその容量性
負荷と誘導性素子との電流やりとりでまかない、さら
に、入力信号に同期して任意期間強制的に駆動電圧
“Ｈ”レベルを確保する強制充電手段を設けることによ
り、電力損失を軽減する。
【０００７】すなわち、本発明では、容量性負荷駆動装
置を次の（１）のとおりに構成する。
置を次の（１）のとおりに構成する。
【０００８】（１）容量性負荷の容量共に直列共振回路
を構成する誘導性素子と、直流電源と、入力信号に同期
して前記直流電源を間欠的に前記容量負荷に接続するス
イッチ手段とを備えた容量性負荷駆動装置。
を構成する誘導性素子と、直流電源と、入力信号に同期
して前記直流電源を間欠的に前記容量負荷に接続するス
イッチ手段とを備えた容量性負荷駆動装置。
【０００９】
【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。
【００１０】図１は実施例１である“容量性負荷駆動装
置”の回路図である。
置”の回路図である。
【００１１】本実施例は、駆動期間外に駆動端電圧を
“Ｈ”に固定しているものである。図２は図１を説明す
るタイミングチャートである。クロック入力端子１に
は、容量性負荷１１を駆動するクロック信号ＣＫが入力
されている。ＣＫはディレー回路２の入力端子とＡＮＤ
ゲート３の入力端子に接続されている。ＡＮＤゲート３
のもう一方の入力端子は負入力端子となっており、ディ
レー回路２出力が接続されている。ＡＮＤゲート３出力
Ｐ２は、ＣＫ立上がりエッジからディレー回路２のディ
レー量Ｔｄ分のパルス幅のパルス信号となり、ＯＲゲー
ト４の入力端子に接続されている。ＤＦＦ（Ｄフリップ
フロップ）６は、データ入力端子には駆動信号Ｐ１が、
クロック信号入力端子にはディレー回路２出力が入力さ
れている。ＤＦＦ６はディレー回路２出力の立上がりタ
イミングに同期した新たな駆動信号Ｐ４を出力する。駆
動信号Ｐ４はＯＲゲート４の入力端子、及び第２の電流
スイッチＳＷ２の制御端子に接続されており、Ｐ４の
“Ｌ”の期間ＳＷ２を“閉”にする。ＯＲゲート４出力
Ｐ３は、第１の電流スイッチＳＷ１の制御端子に接続さ
れており、Ｐ３“Ｈ”で電流スイッチでＳＷ１を“閉”
にする。電流スイッチＳＷ１の一方は直流電源Ｅに接続
されており、もう一方は誘導性素子であるコイル９と駆
動する容量性負荷１１に接続されている。コイル９のも
う一方は電流スイッチＳＷ２を介して接地されている。
容量性負荷１１の容量（キャパシタンス）をＣｘ、コイ
ル９のインダクタンスをＬｘで表わす。
“Ｈ”に固定しているものである。図２は図１を説明す
るタイミングチャートである。クロック入力端子１に
は、容量性負荷１１を駆動するクロック信号ＣＫが入力
されている。ＣＫはディレー回路２の入力端子とＡＮＤ
ゲート３の入力端子に接続されている。ＡＮＤゲート３
のもう一方の入力端子は負入力端子となっており、ディ
レー回路２出力が接続されている。ＡＮＤゲート３出力
Ｐ２は、ＣＫ立上がりエッジからディレー回路２のディ
レー量Ｔｄ分のパルス幅のパルス信号となり、ＯＲゲー
ト４の入力端子に接続されている。ＤＦＦ（Ｄフリップ
フロップ）６は、データ入力端子には駆動信号Ｐ１が、
クロック信号入力端子にはディレー回路２出力が入力さ
れている。ＤＦＦ６はディレー回路２出力の立上がりタ
イミングに同期した新たな駆動信号Ｐ４を出力する。駆
動信号Ｐ４はＯＲゲート４の入力端子、及び第２の電流
スイッチＳＷ２の制御端子に接続されており、Ｐ４の
“Ｌ”の期間ＳＷ２を“閉”にする。ＯＲゲート４出力
Ｐ３は、第１の電流スイッチＳＷ１の制御端子に接続さ
れており、Ｐ３“Ｈ”で電流スイッチでＳＷ１を“閉”
にする。電流スイッチＳＷ１の一方は直流電源Ｅに接続
されており、もう一方は誘導性素子であるコイル９と駆
動する容量性負荷１１に接続されている。コイル９のも
う一方は電流スイッチＳＷ２を介して接地されている。
容量性負荷１１の容量（キャパシタンス）をＣｘ、コイ
ル９のインダクタンスをＬｘで表わす。
【００１２】図２において、駆動信号Ｐ１が“Ｈ”のと
き電流スイッチＳＷ１は“閉”、電流スイッチＳＷ２は
“開”であり、容量性負荷１１の容量（以下負荷容量と
いう）Ｃｘは電流スイッチＳＷ１を介して直流電源Ｅに
より充電されており、駆動電圧Ｅに固定されている。時
刻ｔ１において駆動信号Ｐ１が“Ｌ”になると、時刻ｔ
２のタイミングで電流スイッチＳＷ１が“開”、電流ス
イッチＳＷ２が“閉”の状態になる。ここで、負荷容量
Ｃｘとコイル９のインダクタンスＬｘの間で電流ＩＬ流
れ、それに応じ負荷容量Ｃｘの端子電圧すなわち駆動電
圧が図２のＶｏのように変化する。ＩＬ，ＶｏはＬｘ，
Ｃｘの値により、固有振動周波数ｆｏ ｆｏ＝１／（２π・√（Ｌｘ・Ｃｘ）） で振動する。ここで、Ｌｘ値をＣＫ周波数ｆｃｋとディ
レー回路２のディレー量Ｔｄから、 （１／ｆｃｋ）−Ｔｄ＝１／ｆｏ となるように選んでおく。時刻ｔ３において、クロック
の立上がりエッジのタイミングでＳＷ１は“閉”とな
り、負荷容量Ｃｘを強制的に電源Ｅに充電する。このと
き、駆動端電圧Ｖｏは時刻ｔ２より、Ｌｘ，Ｃｘによる
固有振動の一周期がちょうど終えたタイミングとなって
いる。Ｌｘ，Ｃｘ，接地端に損失原因がなければ時刻ｔ
３においてＶｏ＝Ｅとなるが、多少の損失のためＶｏ＜
Ｅとなる。そのわずかな電位差ｄＶ（＝Ｅ−Ｖｏ）分を
負荷容量Ｃｘに充電するべく電流スイッチＳＷ１を介し
て直流電源Ｅより、充電電流Ｉｓ１が供給される。この
ときのＩｓ１とｄＶが従来例で述べたドライバの電力損
失に相当する。従来例で計算した簡易モデルに準じて電
流スイッチＳＷ１における電力損失Ｐｓ１を計算する
と、 Ｐｓ１＝０．５・Ｃｘ・（ｄＶ＾２） となる。従来例のプッシュプルでの電力損失Ｐｐｐは、 Ｐｐｐ＝Ｃｘ・（Ｅ＾２） であるので、その比は １／（２・（Ｅ／ｄＶ）＾２） となり、格段に損失を押さえることができる。
き電流スイッチＳＷ１は“閉”、電流スイッチＳＷ２は
“開”であり、容量性負荷１１の容量（以下負荷容量と
いう）Ｃｘは電流スイッチＳＷ１を介して直流電源Ｅに
より充電されており、駆動電圧Ｅに固定されている。時
刻ｔ１において駆動信号Ｐ１が“Ｌ”になると、時刻ｔ
２のタイミングで電流スイッチＳＷ１が“開”、電流ス
イッチＳＷ２が“閉”の状態になる。ここで、負荷容量
Ｃｘとコイル９のインダクタンスＬｘの間で電流ＩＬ流
れ、それに応じ負荷容量Ｃｘの端子電圧すなわち駆動電
圧が図２のＶｏのように変化する。ＩＬ，ＶｏはＬｘ，
Ｃｘの値により、固有振動周波数ｆｏ ｆｏ＝１／（２π・√（Ｌｘ・Ｃｘ）） で振動する。ここで、Ｌｘ値をＣＫ周波数ｆｃｋとディ
レー回路２のディレー量Ｔｄから、 （１／ｆｃｋ）−Ｔｄ＝１／ｆｏ となるように選んでおく。時刻ｔ３において、クロック
の立上がりエッジのタイミングでＳＷ１は“閉”とな
り、負荷容量Ｃｘを強制的に電源Ｅに充電する。このと
き、駆動端電圧Ｖｏは時刻ｔ２より、Ｌｘ，Ｃｘによる
固有振動の一周期がちょうど終えたタイミングとなって
いる。Ｌｘ，Ｃｘ，接地端に損失原因がなければ時刻ｔ
３においてＶｏ＝Ｅとなるが、多少の損失のためＶｏ＜
Ｅとなる。そのわずかな電位差ｄＶ（＝Ｅ−Ｖｏ）分を
負荷容量Ｃｘに充電するべく電流スイッチＳＷ１を介し
て直流電源Ｅより、充電電流Ｉｓ１が供給される。この
ときのＩｓ１とｄＶが従来例で述べたドライバの電力損
失に相当する。従来例で計算した簡易モデルに準じて電
流スイッチＳＷ１における電力損失Ｐｓ１を計算する
と、 Ｐｓ１＝０．５・Ｃｘ・（ｄＶ＾２） となる。従来例のプッシュプルでの電力損失Ｐｐｐは、 Ｐｐｐ＝Ｃｘ・（Ｅ＾２） であるので、その比は １／（２・（Ｅ／ｄＶ）＾２） となり、格段に損失を押さえることができる。
【００１３】負荷容量Ｃｘ，コイル９のインダクタンス
Ｌｘのバラツキは“０”ではないので、固有周波数ｆｏ
もばらつく。（Ｌｘ・Ｃｘ）がもしも±２０％あったと
すると、設定値ｆｏ時の固有振動周期Ｔｏに対し、 √（０．８）・Ｔｏ＜Ｔｘ＜√（１．２）・Ｔｏ のばらつきが起こり得る。そのバラツキにより時刻ｔ３
における駆動端電圧Ｖｏはばらつく。ここで、時刻ｔ２
から時刻ｔ３の間に固有振動が一周期以上含まれ駆動端
電圧が再び降下すると駆動周波数が変動またはノイズと
みなされてしまう。このため、固有振動周波数を調整し
たくない場合は、バラツキを考慮した最高固有振動周波
数ｆｍａｘを （１／ｆｃｋ）−Ｔｄ＝１／ｆｍａｘ となるようにＬｘを設計するとよい。前述した（Ｌｘ・
Ｃｘ）の±２０％バラツキでは、バラツキによる固有振
動周波数・周期のバラツキは、 ｆｍａｘ／ｆｍｉｎ＝√（１．２）／√（０．８）＝
１．２２ Ｔｍａｘ／Ｔｍｉｎ＝０．８２ であり、最高固有振動周波数のときのＶｏを図２の時刻
ｔ２から時刻ｔ３間のに、最低固有振動周波数のとき
のＶｏをに示した。このときのＶｏの差はの時刻ｔ
３におけるＶｏをＥとすると、の時刻ｔ３における駆
動電圧Ｖｏｍｉｎは Ｖｏｍｉｎ＝Ｅ・ｃｏｓ（０．８２・２π）＝０．４３
Ｅ このワーストケースで電流スイッチＳＷ１の電力損失Ｐ
ｗｓｔを計算すると、 Pwst＝0.5・Cx・{(1-0.43)E}＾2 ＝Cx・E^2/6.2 となり、従来例のプッシュプルの電力損失の約１／６に
押さえることができる。時刻ｔ３以降、ｔ２〜ｔ３の動
作を駆動信号Ｐ１が“Ｈ”になるまでくり返し容量性負
荷１１を駆動する。ディレー回路２のディレー量は、駆
動電圧の“Ｈ”期間に必要な制限があればその値を満足
する時間に設定すればよい。
Ｌｘのバラツキは“０”ではないので、固有周波数ｆｏ
もばらつく。（Ｌｘ・Ｃｘ）がもしも±２０％あったと
すると、設定値ｆｏ時の固有振動周期Ｔｏに対し、 √（０．８）・Ｔｏ＜Ｔｘ＜√（１．２）・Ｔｏ のばらつきが起こり得る。そのバラツキにより時刻ｔ３
における駆動端電圧Ｖｏはばらつく。ここで、時刻ｔ２
から時刻ｔ３の間に固有振動が一周期以上含まれ駆動端
電圧が再び降下すると駆動周波数が変動またはノイズと
みなされてしまう。このため、固有振動周波数を調整し
たくない場合は、バラツキを考慮した最高固有振動周波
数ｆｍａｘを （１／ｆｃｋ）−Ｔｄ＝１／ｆｍａｘ となるようにＬｘを設計するとよい。前述した（Ｌｘ・
Ｃｘ）の±２０％バラツキでは、バラツキによる固有振
動周波数・周期のバラツキは、 ｆｍａｘ／ｆｍｉｎ＝√（１．２）／√（０．８）＝
１．２２ Ｔｍａｘ／Ｔｍｉｎ＝０．８２ であり、最高固有振動周波数のときのＶｏを図２の時刻
ｔ２から時刻ｔ３間のに、最低固有振動周波数のとき
のＶｏをに示した。このときのＶｏの差はの時刻ｔ
３におけるＶｏをＥとすると、の時刻ｔ３における駆
動電圧Ｖｏｍｉｎは Ｖｏｍｉｎ＝Ｅ・ｃｏｓ（０．８２・２π）＝０．４３
Ｅ このワーストケースで電流スイッチＳＷ１の電力損失Ｐ
ｗｓｔを計算すると、 Pwst＝0.5・Cx・{(1-0.43)E}＾2 ＝Cx・E^2/6.2 となり、従来例のプッシュプルの電力損失の約１／６に
押さえることができる。時刻ｔ３以降、ｔ２〜ｔ３の動
作を駆動信号Ｐ１が“Ｈ”になるまでくり返し容量性負
荷１１を駆動する。ディレー回路２のディレー量は、駆
動電圧の“Ｈ”期間に必要な制限があればその値を満足
する時間に設定すればよい。
【００１４】このようにして、本実施例によれば、電力
損失を激減することができる。
損失を激減することができる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、負荷
容量との間で充放電電流をやりとりする誘電性素子を設
け、容量性負荷の駆動電流のほとんどを容量性負荷と誘
電性素子の共振を利用して行うようにしたため、電力損
失を激減することができる。
容量との間で充放電電流をやりとりする誘電性素子を設
け、容量性負荷の駆動電流のほとんどを容量性負荷と誘
電性素子の共振を利用して行うようにしたため、電力損
失を激減することができる。
【図１】 実施例の回路図
【図２】 実施例のタイミングチャート
【図３】 従来例の回路図
【図４】 従来例のタイミングチャート
【図５】 駆動回路の電力損失の説明図
８ 電流スイッチ ９ コイル １１ 容量性負荷 Ｅ 直流電源
Claims (1)
- 【請求項１】 容量性負荷の容量共に直列共振回路を構
成する誘導性素子と、直流電源と、入力信号に同期して
前記直流電源を間欠的に前記容量負荷に接続するスイッ
チ手段とを備えたことを特徴とする容量性負荷駆動装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18156495A JPH0936721A (ja) | 1995-07-18 | 1995-07-18 | 容量性負荷駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18156495A JPH0936721A (ja) | 1995-07-18 | 1995-07-18 | 容量性負荷駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936721A true JPH0936721A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16103008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18156495A Withdrawn JPH0936721A (ja) | 1995-07-18 | 1995-07-18 | 容量性負荷駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0936721A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160309A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Murata Mfg Co Ltd | 容量性負荷駆動回路 |
| JP2014053840A (ja) * | 2012-09-10 | 2014-03-20 | Renesas Electronics Corp | 信号伝送回路 |
-
1995
- 1995-07-18 JP JP18156495A patent/JPH0936721A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160309A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Murata Mfg Co Ltd | 容量性負荷駆動回路 |
| JP2014053840A (ja) * | 2012-09-10 | 2014-03-20 | Renesas Electronics Corp | 信号伝送回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021001 |