JPH0937565A - 単相二重電圧インバータ - Google Patents
単相二重電圧インバータInfo
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- JPH0937565A JPH0937565A JP7186773A JP18677395A JPH0937565A JP H0937565 A JPH0937565 A JP H0937565A JP 7186773 A JP7186773 A JP 7186773A JP 18677395 A JP18677395 A JP 18677395A JP H0937565 A JPH0937565 A JP H0937565A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】二重電圧を出力する単相インバータを構成して
いる半導体素子の定格電流を増大させずに、出力電圧を
半分に低下させた場合でも同じ出力容量を維持できるよ
うにすることにある。 【構成】２組の直流電源を直列接続（その接続点が中間
端子３０）した直列直流電源回路２と、２組のスイッチ
ング回路を直列接続（その接続点が第１端子３１）して
第１交流電圧を発生する第１直列回路１１と、２組のス
イッチング回路を直列接続（その接続点が第２端子３
２）して第２交流電圧を発生する第２直列回路１２とを
並列接続する。高電圧出力時は短絡スイッチ３４はオフ
とし、第２端子３２を切替えスイッチ３５を介して第３
端子３３に接続し、位相切替え指令回路４１は第１交流
電圧と第２交流電圧とを逆位相にさせる。低電圧（半分
の電圧）出力時は短絡スイッチ３４をオンにして第１端
子３１と第２端子３２とを短絡し、中間端子３０を切替
えスイッチ３５を介して第３端子３３に接続し、位相切
替え指令回路４１は第１交流電圧と第２交流電圧とを同
位相にする。
いる半導体素子の定格電流を増大させずに、出力電圧を
半分に低下させた場合でも同じ出力容量を維持できるよ
うにすることにある。 【構成】２組の直流電源を直列接続（その接続点が中間
端子３０）した直列直流電源回路２と、２組のスイッチ
ング回路を直列接続（その接続点が第１端子３１）して
第１交流電圧を発生する第１直列回路１１と、２組のス
イッチング回路を直列接続（その接続点が第２端子３
２）して第２交流電圧を発生する第２直列回路１２とを
並列接続する。高電圧出力時は短絡スイッチ３４はオフ
とし、第２端子３２を切替えスイッチ３５を介して第３
端子３３に接続し、位相切替え指令回路４１は第１交流
電圧と第２交流電圧とを逆位相にさせる。低電圧（半分
の電圧）出力時は短絡スイッチ３４をオンにして第１端
子３１と第２端子３２とを短絡し、中間端子３０を切替
えスイッチ３５を介して第３端子３３に接続し、位相切
替え指令回路４１は第１交流電圧と第２交流電圧とを同
位相にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、出力電圧を半分にし
た場合でも同じ出力容量を維持することができる単相二
重電圧インバータに関する。
た場合でも同じ出力容量を維持することができる単相二
重電圧インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は二重電圧を出力できる単相インバ
ータの従来例を示す主回路接続図である。この従来例回
路において、半導体スイッチ素子としてのＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）にダイオードを逆並列接続してなる
第１から第４までの４組のスイッチング回路１３〜１６
をブリッジ接続して単相インバータを構成し、これら４
組のスイッチング回路を順次オン・オフ動作させること
により、直流電源５から当該単相インバータへ入力する
直流電圧を交流電圧に変換し、第１端子３１と第２端子
３２との間に接続する負荷（図示せず）へ出力する。こ
こで、各スイッチング回路のオン・オフ動作周期を、こ
の単相インバータが出力する交流の周期よりも大幅に短
くする。即ち出力交流の周波数よりも遙かに高いスイッ
チング周波数にすることで、単相インバータの出力交流
電圧が正弦波形となるように制御する。このような制御
は、一般にパルス幅変調制御と称している周知の制御方
法である。
ータの従来例を示す主回路接続図である。この従来例回
路において、半導体スイッチ素子としてのＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）にダイオードを逆並列接続してなる
第１から第４までの４組のスイッチング回路１３〜１６
をブリッジ接続して単相インバータを構成し、これら４
組のスイッチング回路を順次オン・オフ動作させること
により、直流電源５から当該単相インバータへ入力する
直流電圧を交流電圧に変換し、第１端子３１と第２端子
３２との間に接続する負荷（図示せず）へ出力する。こ
こで、各スイッチング回路のオン・オフ動作周期を、こ
の単相インバータが出力する交流の周期よりも大幅に短
くする。即ち出力交流の周波数よりも遙かに高いスイッ
チング周波数にすることで、単相インバータの出力交流
電圧が正弦波形となるように制御する。このような制御
は、一般にパルス幅変調制御と称している周知の制御方
法である。
【０００３】負荷を接続する第１端子３１，第２端子３
２と前記単相インバータとの間には、前述したスイッチ
ング周波数成分を除去するために、フィルタリアクトル
２３とフィルタコンデンサ２６とでなるフィルタ回路を
挿入している。この単相インバータは二重の交流電圧，
例えば AC100ボルトと AC200ボルトのうちのいずれかを
切り替えて出力させることができる。この電圧の切替え
は、前述したパルス幅変調制御によりその出力電圧を制
御することで達成できる。このときの直流電源５は、高
いほうの交流出力電圧のピーク値を上回る電圧が必要で
あるから、この場合の直流電源５の出力電圧として、 2
00×√2 ＝ 282ボルト以上を選定する。
２と前記単相インバータとの間には、前述したスイッチ
ング周波数成分を除去するために、フィルタリアクトル
２３とフィルタコンデンサ２６とでなるフィルタ回路を
挿入している。この単相インバータは二重の交流電圧，
例えば AC100ボルトと AC200ボルトのうちのいずれかを
切り替えて出力させることができる。この電圧の切替え
は、前述したパルス幅変調制御によりその出力電圧を制
御することで達成できる。このときの直流電源５は、高
いほうの交流出力電圧のピーク値を上回る電圧が必要で
あるから、この場合の直流電源５の出力電圧として、 2
00×√2 ＝ 282ボルト以上を選定する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図４の従来例回路に図
示している二重電圧インバータの出力電圧が、例えば通
常は AC200ボルトであるが、その半分の AC100ボルトに
切り替えることができるものとすると、出力電圧が AC1
00ボルトのときの当該インバータの出力容量は、AC200
ボルトのときの半分になってしまう。なぜならば、スイ
ッチング回路１３〜１６を構成する素子の定格電流が例
えば10アンペアであるとするならば、出力電圧が AC200
ボルトのときの出力容量は2kVAであるが、出力電圧を A
C100ボルトに低下させても素子の定格電流は変化しない
から、出力容量は1kVAに減少することになる。即ち図４
の従来例回路では、インバータの出力電圧を低下させる
と、この電圧に比例して出力容量が減少してしまう不具
合を生じる。そこで出力電圧が AC100ボルトのときでも
2kVAの出力容量を維持させるには、素子の定格電流を二
倍の20アンペアに増大させなければならないから、当該
インバータが大形化・高価格化してしまう不都合を生じ
る。更に、素子の定格電流を20アンペアに増大させて
も、電圧 200ボルトのときの出力容量が2kVAで充分なら
ば、その出力電流は10アンペアであって、定格電流20ア
ンペアの素子の能力を半分しか利用していないことにな
り、装置の性能を充分に活用できない不都合もある。
示している二重電圧インバータの出力電圧が、例えば通
常は AC200ボルトであるが、その半分の AC100ボルトに
切り替えることができるものとすると、出力電圧が AC1
00ボルトのときの当該インバータの出力容量は、AC200
ボルトのときの半分になってしまう。なぜならば、スイ
ッチング回路１３〜１６を構成する素子の定格電流が例
えば10アンペアであるとするならば、出力電圧が AC200
ボルトのときの出力容量は2kVAであるが、出力電圧を A
C100ボルトに低下させても素子の定格電流は変化しない
から、出力容量は1kVAに減少することになる。即ち図４
の従来例回路では、インバータの出力電圧を低下させる
と、この電圧に比例して出力容量が減少してしまう不具
合を生じる。そこで出力電圧が AC100ボルトのときでも
2kVAの出力容量を維持させるには、素子の定格電流を二
倍の20アンペアに増大させなければならないから、当該
インバータが大形化・高価格化してしまう不都合を生じ
る。更に、素子の定格電流を20アンペアに増大させて
も、電圧 200ボルトのときの出力容量が2kVAで充分なら
ば、その出力電流は10アンペアであって、定格電流20ア
ンペアの素子の能力を半分しか利用していないことにな
り、装置の性能を充分に活用できない不都合もある。
【０００５】そこでこの発明の目的は、二重電圧を出力
する単相インバータを構成している半導体素子の定格電
流を増大させずに、出力電圧を半分に低下させた場合で
も同じ出力容量を維持できるようにすることにある。
する単相インバータを構成している半導体素子の定格電
流を増大させずに、出力電圧を半分に低下させた場合で
も同じ出力容量を維持できるようにすることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めにこの発明の単相二重電圧インバータは、出力電圧が
等しい２つの直流電源の直列接続でなる直列直流電源回
路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続
したスイッチング回路の２組の直列接続でなる第１直列
回路と、別の２組のスイッチング回路の直列接続でなる
第２直列回路とを相互に並列に接続し、前記直列直流電
源回路を構成する直流電源同士の結合点を中間端子と
し、前記第１直列回路を構成するスイッチング回路同士
の結合点を第１端子とし、前記第２直列回路を構成する
スイッチング回路同士の結合点を第２端子とし、前記第
１直列回路を構成する２組のスイッチング回路を動作さ
せて第１交流電圧を発生させる第１制御回路と、前記第
２直列回路を構成する２組のスイッチング回路を動作さ
せて第２交流電圧を発生させる第２制御回路と、前記第
１端子と第２端子とを短絡・開放する短絡スイッチと、
前記中間端子または第２端子のいずれかを第３端子へ接
続する切替えスイッチと、前記第１交流電圧と第２交流
電圧とを同位相にするか逆位相にするかを切り替える位
相切替え回路とを備えるものとする。
めにこの発明の単相二重電圧インバータは、出力電圧が
等しい２つの直流電源の直列接続でなる直列直流電源回
路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆並列接続
したスイッチング回路の２組の直列接続でなる第１直列
回路と、別の２組のスイッチング回路の直列接続でなる
第２直列回路とを相互に並列に接続し、前記直列直流電
源回路を構成する直流電源同士の結合点を中間端子と
し、前記第１直列回路を構成するスイッチング回路同士
の結合点を第１端子とし、前記第２直列回路を構成する
スイッチング回路同士の結合点を第２端子とし、前記第
１直列回路を構成する２組のスイッチング回路を動作さ
せて第１交流電圧を発生させる第１制御回路と、前記第
２直列回路を構成する２組のスイッチング回路を動作さ
せて第２交流電圧を発生させる第２制御回路と、前記第
１端子と第２端子とを短絡・開放する短絡スイッチと、
前記中間端子または第２端子のいずれかを第３端子へ接
続する切替えスイッチと、前記第１交流電圧と第２交流
電圧とを同位相にするか逆位相にするかを切り替える位
相切替え回路とを備えるものとする。
【０００７】
【作用】この発明は、２組のスイッチング回路の直列接
続でなる第１直列回路を直列直流電源回路に接続し、両
スイッチング回路のオン・オフ動作で第１交流電圧を発
生させると共に、別の２組のスイッチング回路の直列接
続でなる第２直列回路を前記の直列直流電源回路に接続
し、これらのスイッチング回路のオン・オフ動作で第２
交流電圧を発生させる。単相インバータから低い交流電
圧を出力させる場合は、位相切替え指令回路の指令に従
って前記第１交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とを
揃え、且つ短絡スイッチと切替えスイッチとを操作して
第１直列回路の交流と第２直列回路の交流とを並列にし
て出力させる。または、位相切替え指令回路の指令に従
って前記第１交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とを
逆にすると共に短絡スイッチと切替えスイッチとを操作
して、第１直列回路の出力端子と第２直列回路の出力端
子との間から前記低い電圧の二倍の電圧（即ち高い電
圧）を出力させる。
続でなる第１直列回路を直列直流電源回路に接続し、両
スイッチング回路のオン・オフ動作で第１交流電圧を発
生させると共に、別の２組のスイッチング回路の直列接
続でなる第２直列回路を前記の直列直流電源回路に接続
し、これらのスイッチング回路のオン・オフ動作で第２
交流電圧を発生させる。単相インバータから低い交流電
圧を出力させる場合は、位相切替え指令回路の指令に従
って前記第１交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とを
揃え、且つ短絡スイッチと切替えスイッチとを操作して
第１直列回路の交流と第２直列回路の交流とを並列にし
て出力させる。または、位相切替え指令回路の指令に従
って前記第１交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とを
逆にすると共に短絡スイッチと切替えスイッチとを操作
して、第１直列回路の出力端子と第２直列回路の出力端
子との間から前記低い電圧の二倍の電圧（即ち高い電
圧）を出力させる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の実施例を表した主回路接続図
である。この実施例回路では、第１直流電源３と第２直
流電源４とを直列接続して直列直流電源回路２を構成
し、前記第１直流電源３と第２直流電源４との結合点か
ら中間端子３０を引き出している。半導体スイッチ素子
としてのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）とダイオード
との逆並列接続でなる第１スイッチング回路１３と第２
スイッチング回路１４とを直列接続して第１直列回路１
１を構成し、両スイッチング回路１３と１４との結合点
から第１端子３１を引き出している。前記と同様の構成
の第３スイッチング回路１５と第４スイッチング回路１
６との直列接続で第２直列回路１２を構成し、両スイッ
チング回路１５と１６との結合点から第２端子３２を引
き出している。これら直列直流電源回路２と第１直列回
路１１と第２直列回路１２とは相互に並列に接続する。
第１直列回路１１は第１制御回路４２からの制御指令に
従ってパルス幅変調制御により直列直流電源回路２から
の直流を第１交流電圧に変換する。第２直列回路１２も
同様に、第２制御回路４３からの制御指令に従ってパル
ス幅変調制御により直流を第２交流電圧に変換する。
である。この実施例回路では、第１直流電源３と第２直
流電源４とを直列接続して直列直流電源回路２を構成
し、前記第１直流電源３と第２直流電源４との結合点か
ら中間端子３０を引き出している。半導体スイッチ素子
としてのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）とダイオード
との逆並列接続でなる第１スイッチング回路１３と第２
スイッチング回路１４とを直列接続して第１直列回路１
１を構成し、両スイッチング回路１３と１４との結合点
から第１端子３１を引き出している。前記と同様の構成
の第３スイッチング回路１５と第４スイッチング回路１
６との直列接続で第２直列回路１２を構成し、両スイッ
チング回路１５と１６との結合点から第２端子３２を引
き出している。これら直列直流電源回路２と第１直列回
路１１と第２直列回路１２とは相互に並列に接続する。
第１直列回路１１は第１制御回路４２からの制御指令に
従ってパルス幅変調制御により直列直流電源回路２から
の直流を第１交流電圧に変換する。第２直列回路１２も
同様に、第２制御回路４３からの制御指令に従ってパル
ス幅変調制御により直流を第２交流電圧に変換する。
【０００９】更に本発明では、前記の第１端子３１と第
２端子３２とを短絡・開放するための短絡スイッチ３４
と、前記の中間端子３０と第２端子３２のいずれかを選
択して第３端子３３に接続する切替えスイッチ３５とを
備える。なお、これら各端子と単相インバータとの間に
挿入しているフィルタリアクトル２１，２２とフィルタ
コンデンサ２４，２５とは、前述したパルス幅変調制御
動作に伴うスイッチング周波数成分を除去するためのフ
ィルタ回路である。
２端子３２とを短絡・開放するための短絡スイッチ３４
と、前記の中間端子３０と第２端子３２のいずれかを選
択して第３端子３３に接続する切替えスイッチ３５とを
備える。なお、これら各端子と単相インバータとの間に
挿入しているフィルタリアクトル２１，２２とフィルタ
コンデンサ２４，２５とは、前述したパルス幅変調制御
動作に伴うスイッチング周波数成分を除去するためのフ
ィルタ回路である。
【００１０】図１の実施例回路に図示の単相インバータ
から高い電圧として例えば AC200ボルトを出力させる場
合は、電圧切替え指令回路４０の指令に従って短絡スイ
ッチ３４はオフ、切替えスイッチ３５は第２端子３２を
選択すると同時に、位相切替え指令回路４１からの指令
で、第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の位相と
第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の位相とを逆
にする。このときの電流は、例えば直列直流電源回路２
→第１スイッチング回路１３→フィルタリアクトル２１
→第１端子３１→図示していない負荷→第３端子３３→
切替えスイッチ３５→第２端子３２→フィルタリアクト
ル２２→第４スイッチング回路１６→直列直流電源回路
２の経路で流れるので、負荷へ供給できる最大電流は各
スイッチング回路の定格電流に制限される。
から高い電圧として例えば AC200ボルトを出力させる場
合は、電圧切替え指令回路４０の指令に従って短絡スイ
ッチ３４はオフ、切替えスイッチ３５は第２端子３２を
選択すると同時に、位相切替え指令回路４１からの指令
で、第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の位相と
第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の位相とを逆
にする。このときの電流は、例えば直列直流電源回路２
→第１スイッチング回路１３→フィルタリアクトル２１
→第１端子３１→図示していない負荷→第３端子３３→
切替えスイッチ３５→第２端子３２→フィルタリアクト
ル２２→第４スイッチング回路１６→直列直流電源回路
２の経路で流れるので、負荷へ供給できる最大電流は各
スイッチング回路の定格電流に制限される。
【００１１】この単相インバータから低い電圧として例
えば前述の50％の AC100ボルトを出力させる場合は、電
圧切替え指令回路４０の指令に従って、位相切替え指令
回路４１は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の
位相と第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の位相
を揃える指令を第１制御回路４２と第２制御回路４３と
に与える。これと同時に電圧切替え指令回路４０の指令
に従って、短絡スイッチ３４がオンして第１端子３１と
第２端子３２とを短絡し、且つ切替えスイッチ３５は中
間端子３０を第３端子３３に接続するように切り替わ
る。
えば前述の50％の AC100ボルトを出力させる場合は、電
圧切替え指令回路４０の指令に従って、位相切替え指令
回路４１は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の
位相と第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の位相
を揃える指令を第１制御回路４２と第２制御回路４３と
に与える。これと同時に電圧切替え指令回路４０の指令
に従って、短絡スイッチ３４がオンして第１端子３１と
第２端子３２とを短絡し、且つ切替えスイッチ３５は中
間端子３０を第３端子３３に接続するように切り替わ
る。
【００１２】このときは例えば、第１直流電源３→第１
スイッチング回路１３→フィルタリアクトル２１→第１
端子３１→図示していない負荷→第３端子３３→切替え
スイッチ３５→中間端子３０→第１直流電源３の経路で
流れる電流と、第１直流電源３→第３スイッチング回路
１５→フィルタリアクトル２２→第２端子３２→短絡ス
イッチ３４→図示していない負荷→第３端子３３→短絡
スイッチ３４→中間端子３０→第１直流電源３の経路で
流れる電流とになる。即ち負荷へは２つの経路で電流が
同時に流れるから、負荷へ供給できる最大電流は各スイ
ッチング回路の定格電流の二倍にすることができる。
スイッチング回路１３→フィルタリアクトル２１→第１
端子３１→図示していない負荷→第３端子３３→切替え
スイッチ３５→中間端子３０→第１直流電源３の経路で
流れる電流と、第１直流電源３→第３スイッチング回路
１５→フィルタリアクトル２２→第２端子３２→短絡ス
イッチ３４→図示していない負荷→第３端子３３→短絡
スイッチ３４→中間端子３０→第１直流電源３の経路で
流れる電流とになる。即ち負荷へは２つの経路で電流が
同時に流れるから、負荷へ供給できる最大電流は各スイ
ッチング回路の定格電流の二倍にすることができる。
【００１３】図２は図１に図示の実施例回路が低い電圧
を出力する場合を表した出力電圧波形図であって、図２
は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の波形、
図２は第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の波
形を表している。前述したように、低い電圧を出力する
場合は、位相切替え指令回路４１の指令に基づいて第１
交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とは揃っている。
を出力する場合を表した出力電圧波形図であって、図２
は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧の波形、
図２は第２直列回路１２が出力する第２交流電圧の波
形を表している。前述したように、低い電圧を出力する
場合は、位相切替え指令回路４１の指令に基づいて第１
交流電圧の位相と第２交流電圧の位相とは揃っている。
【００１４】図３は図１に図示の実施例回路が高い電圧
を出力する場合を表した出力電圧波形図であって、図３
は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧波形と第
２直列回路１２が出力する第２交流電圧波形、図３は
第１端子３１と第３端子３３の間に現れる当該単相イン
バータの出力電圧波形を表している。第１交流電圧の位
相と第２交流電圧の位相とは逆になっている。それ故第
１端子３１と第３端子３３の間に出力する交流電圧の大
きさは第１交流電圧と第２交流電圧とを加算した大きさ
となる。
を出力する場合を表した出力電圧波形図であって、図３
は第１直列回路１１が出力する第１交流電圧波形と第
２直列回路１２が出力する第２交流電圧波形、図３は
第１端子３１と第３端子３３の間に現れる当該単相イン
バータの出力電圧波形を表している。第１交流電圧の位
相と第２交流電圧の位相とは逆になっている。それ故第
１端子３１と第３端子３３の間に出力する交流電圧の大
きさは第１交流電圧と第２交流電圧とを加算した大きさ
となる。
【００１５】
【発明の効果】この発明によれば、単相インバータを構
成する第１直列回路と第２直列回路とが出力するそれぞ
れの交流電圧の位相を逆にするかそれとも同じにするか
と、両直列回路の出力電流を並列にして負荷へ供給する
か否かを切り替えるスイッチを備えることで、当該単相
インバータの出力交流電圧が高い場合とその半分の低い
電圧の場合のいずれであっても、出力容量を同じにでき
る。従来は低電圧出力時に出力容量を同じにするべく、
スイッチング回路の定格電流を大きくして装置を大形化
させ、しかも高電圧出力時は電流容量に余裕を生じてし
まう無駄があったが、本発明では、スイッチング回路の
定格電流を変更せずに、高電圧出力時と低電圧出力時の
いずれであってもその出力容量を同じにできるので、装
置の大形化を回避できる効果が得られるし、装置の性能
を 100％発揮できる効果も合わせて得られる。
成する第１直列回路と第２直列回路とが出力するそれぞ
れの交流電圧の位相を逆にするかそれとも同じにするか
と、両直列回路の出力電流を並列にして負荷へ供給する
か否かを切り替えるスイッチを備えることで、当該単相
インバータの出力交流電圧が高い場合とその半分の低い
電圧の場合のいずれであっても、出力容量を同じにでき
る。従来は低電圧出力時に出力容量を同じにするべく、
スイッチング回路の定格電流を大きくして装置を大形化
させ、しかも高電圧出力時は電流容量に余裕を生じてし
まう無駄があったが、本発明では、スイッチング回路の
定格電流を変更せずに、高電圧出力時と低電圧出力時の
いずれであってもその出力容量を同じにできるので、装
置の大形化を回避できる効果が得られるし、装置の性能
を 100％発揮できる効果も合わせて得られる。
【図１】本発明の実施例を表した主回路接続図
【図２】図１に図示の実施例回路が低い電圧を出力する
場合を表した出力電圧波形図
場合を表した出力電圧波形図
【図３】図１に図示の実施例回路が高い電圧を出力する
場合を表した出力電圧波形図
場合を表した出力電圧波形図
【図４】二重電圧を出力できる単相インバータの従来例
を示す主回路接続図
を示す主回路接続図
２ 直列直流電源回路 ３ 第１直流電源 ４ 第２直流電源 ５ 直流電源 １１ 第１直列回路 １２ 第２直列回路 １３ 第１スイッチング回路 １４ 第２スイッチング回路 １５ 第３スイッチング回路 １６ 第４スイッチング回路 ２１〜２３ フィルタリアクトル ２４〜２６ フィルタコンデンサ ３０ 中間端子 ３１ 第１端子 ３２ 第２端子 ３３ 第３端子 ３４ 短絡スイッチ ３５ 切替えスイッチ ４０ 電圧切替え指令回路 ４１ 位相切替え指令回路 ４２ 第１制御回路 ４３ 第２制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】出力電圧が等しい２つの直流電源の直列接
続でなる直列直流電源回路と、半導体スイッチ素子とダ
イオードとを逆並列接続したスイッチング回路の２組の
直列接続でなる第１直列回路と、別の２組のスイッチン
グ回路の直列接続でなる第２直列回路とを相互に並列に
接続し、前記直列直流電源回路を構成する直流電源同士
の結合点を中間端子とし、前記第１直列回路を構成する
スイッチング回路同士の結合点を第１端子とし、前記第
２直列回路を構成するスイッチング回路同士の結合点を
第２端子とし、前記第１直列回路を構成する２組のスイ
ッチング回路を動作させて第１交流電圧を発生させる第
１制御回路と、前記第２直列回路を構成する２組のスイ
ッチング回路を動作させて第２交流電圧を発生させる第
２制御回路と、前記第１端子と第２端子とを短絡・開放
する短絡スイッチと、前記中間端子または第２端子のい
ずれかを第３端子へ接続する切替えスイッチと、前記第
１交流電圧と第２交流電圧とを同位相にするか逆位相に
するかを切り替える位相切替え回路とを備えていること
を特徴とする単相二重電圧インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7186773A JPH0937565A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 単相二重電圧インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7186773A JPH0937565A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 単相二重電圧インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0937565A true JPH0937565A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16194377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7186773A Pending JPH0937565A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 単相二重電圧インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0937565A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004350354A (ja) * | 2003-05-20 | 2004-12-09 | Kokusan Denki Co Ltd | インバータ電源装置 |
| CN100433526C (zh) * | 2006-10-20 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 三电平双降压式全桥逆变器 |
| CN100433527C (zh) * | 2006-10-23 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 双升降式逆变器 |
| JP2018170861A (ja) * | 2017-03-30 | 2018-11-01 | 本田技研工業株式会社 | 発電機システム |
-
1995
- 1995-07-24 JP JP7186773A patent/JPH0937565A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004350354A (ja) * | 2003-05-20 | 2004-12-09 | Kokusan Denki Co Ltd | インバータ電源装置 |
| CN100433526C (zh) * | 2006-10-20 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 三电平双降压式全桥逆变器 |
| CN100433527C (zh) * | 2006-10-23 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 双升降式逆变器 |
| JP2018170861A (ja) * | 2017-03-30 | 2018-11-01 | 本田技研工業株式会社 | 発電機システム |
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