JPH0946234A - 音響信号符号化方法、音響信号復号化方法、音響信号符号化装置、音響信号復号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 音響信号を高効率で圧縮符号化し、完全に復
号する可逆符号化方式を提供する。 【解決手段】 周波数領域情報生成部Ａにおいてデジタ
ル音響信号を帯域分割した後、個々の帯域について求め
たエネルギー値を基に、情報量に応じたビット配分によ
り量子化されたサンプル値を周波数領域の情報として符
号化し、時間領域情報生成部Ｂにおいて、周波数領域情
報生成部Ａから供給される量子化後のサンプル値を逆量
子化し、これを時間領域信号へ再変換するために帯域合
成を行われた後の信号と元信号との残差信号を時間領域
の情報として符号化し、この両者を多重化部９において
多重化することにより、可逆圧縮の符号化を行ってい
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル音響信号
等をデータ圧縮する符号化方法とその復号化方法に係
り、特に、符号化前のデジタル音響信号（元信号）に対
して、これを圧縮した符号化信号から伸張して得られる
復号化信号を、情報欠落のない（Loss Less）状態で再
生することができる、音響信号符号化方法及びその復号
化方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、単純にデジタル変換された音響
信号は、ホワイトノイズのようなランダムデータでない
限り何らかの連続性または冗長性を持っており、この性
質を用いたいくつかの可逆圧縮方式（Loss Less 圧縮方
式）が知られている。そして、この時間軸上の隣り合う
サンプルが相関性（連続性）を持つことは音響信号を観
察すれば容易に把握できる。また、音響信号の振幅分布
には一般に偏りがあり、これをデジタル化した信号は、
各ビットが「０」または「１」となる生起確率に規則性
が見られる。この偏りが大きくなると音響信号の持つ冗
長度も拡大する。

【０００３】この可逆圧縮方式の例としては、音楽の持
つ連続性と、隣接するサンプル間の差分値がサンプル値
そのものよりも一般に小さいことを利用した圧縮方式と
して差分ＰＣＭ方式が良く知られている。また、その線
形性を利用して、前後のサンプル値から対象とするサン
プル値を予測する予測差分ＰＣＭ方式や、差分幅を適応
的に定めた適応予測差分ＰＣＭ方式等も知られている。

【０００４】さらに、数学的な圧縮手法を用いて冗長度
削減を図った方法としては、デジタル信号の出現分布の
偏りを利用するエントロピー符号化方式や、目的の信号
のパターンと過去の信号または用意したテーブルの信号
とのマッチングを取って符号化するベクトル符号化方式
がある。また、時間領域の音響信号を周波数変換し、そ
のスペクトル分布の偏りから帯域毎の情報量を適応的に
情報配分することにより、符号量を削減して符号化する
方式等がある。

【０００５】ただし、可逆圧縮方式としての主流は差分
ＰＣＭ方式であり、これとエントロピー符号化方式、例
えばハフマン符号化などを組み合わせた圧縮方式が用い
られている。そして、周波数変換を用いた符号化方法
は、主として聴覚心理特性等を利用した非可逆の高能率
符号化方式に用いられている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の音響
符号化方式は、時間領域のみで符号化した場合は、音響
信号の持つ周波数分布の偏差がもたらす特徴を利用した
符号化が行えず、効率的な圧縮を達成しえなかった。特
に、差分ＰＣＭ方式は高域にかなり振幅の大きい信号が
存在する場合、前サンプルとの差分値を表現するため
に、１６ビットリニアＰＣＭ方式に相当するダイナミッ
クレンジを持つには１７ビットの差分ビット幅が必要で
ある。したがって、高域の振幅が大きく変化の激しい音
響信号を符号化すると、符号化効率が悪化するという課
題があった。

【０００７】また、適応予測を導入した符号化の場合で
も、予測精度が芳しくない（予測困難な）音楽ソースを
符号化すると差分ビット幅が拡大し、必ずしも符号化効
率が上がるとは限らなかった。また、数学的な圧縮手法
は音声の持つ連続性、相関性から生じる冗長性を十分生
かし切れておらず、音響信号の特徴を利用した符号化方
式と比較した場合、数学圧縮の符号化品質は劣って（符
号量が多くなって）いた。

【０００８】さらに、周波数変換（特に直交変換）を利
用した符号化方式は、理論的には可逆であるが、可逆性
を維持するためには、高い量子化精度（演算精度）が要
求されるので、周波数領域情報のサンプルの量子化幅が
拡大し、結果として可逆性を維持しようとすると、構成
が大規模になってしまう上に、圧縮率が向上しないとい
う課題があった。

【０００９】そこで、本発明は、従来、可逆符号化方式
としては不適当とされた周波数変換符号化方式に対して
時間領域の補正を用いることにより、効率的かつ完全な
可逆性を保持した音響信号の符号化方式及びその復号化
方式を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段として、本発明の音響信号符号化装置では、音響
信号の持つ周波数分布の偏差を利用するために、周波数
領域情報生成部においてデジタル音響信号を帯域分割し
た後、個々の帯域について求めたエネルギー値を基に、
情報量に応じたビット配分により量子化されたサンプル
値を周波数領域の情報として符号化し、時間領域情報生
成部において、周波数領域情報生成部から供給される量
子化後のサンプル値を逆量子化し、これを時間領域信号
へ再変換するために帯域合成を行われた後の信号と元信
号との残差信号を時間領域の情報として符号化し、この
両者を多重化部において多重化することにより、可逆圧
縮の符号化を行っている。

【００１１】また、本発明の音響信号復号化装置では、
供給された多重化信号を周波数領域の情報と残差信号と
に分離し、周波数領域の情報を帯域合成した後に残差信
号によって補正することにより、元信号と同一のデジタ
ル音響信号を得るようにしたものである。

【００１２】ここで、復号後信号が完全に元信号と一致
するために、符号化装置における帯域合成部と復号化装
置における帯域合成部とは共通な構成を持ち、演算精度
及び丸め処理は同一手法を取っている。この結果、符号
化装置において帯域合成された信号と元信号との差分値
を求め、これを時間領域の情報として符号化し伝送する
ことで、復号化装置において帯域合成後の信号に時間領
域の補正値を加算し復号された信号は元信号と完全に同
じになる。

【００１３】音響信号を周波数領域と時間領域の両者の
情報を多重化し符号化する可逆圧縮符号化方式及びその
復号化方式は、音響信号を周波数領域で扱うことによっ
て、信号の持つスペクトル分布の偏差から生じる冗長性
を信号の種類（様々なジャンルのオーディオソース）に
よらず効果的に削減することができ、さらに時間領域信
号である残差信号を補正のために用いることで確実に元
信号への復元を可能としている。この方式は周波数領域
単体で符号化する場合に比べ、可逆性を維持するために
必要な周波数領域信号の量子化精度を厳密に算出する手
順を必要としなくとも、完全可逆圧縮の方式を提供する
ことができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明の音響信号符号化方法、音
響信号復号化方法、音響信号符号化装置、音響信号復号
化装置の一実施例を図面と共に説明する。図１は本発明
の音響信号符号化装置の一実施例を示す構成図であり、
図６はその動作を示すフローチャート図である。そし
て、各図を参考にして、音響信号符号化方法の一実施例
についても同時に説明する。

【００１５】図１に示す音響信号符号化装置は、周波数
領域情報生成部Ａと時間領域情報生成部Ｂと多重化部
（多重化器）９とにより構成されている。そして、周波
数領域情報生成部Ａは、帯域分割フィルタ１、最大値選
択部２、ビット配分部３、量子化器４とにより構成さ
れ、時間領域情報生成部Ｂは、逆量子化器５、帯域合成
フィルタ６、遅延器７、残差計算部８とにより構成され
ている。また、入力されるデジタル音響信号は、フレー
ムを処理単位とするブロックで形成されている。本実施
例では、１フレームを形成する音響信号を１チャンネル
あたり５１２サンプル、帯域分割幅を３２バンドとして
いる。

【００１６】そして、最下位ビット精度は任意のビット
幅で固定するが、ここでは１６ビットの固定量子化精度
とし、これ以下の情報は四捨五入によって上位ビット
（最下位ビットである１６ビット目）に反映する。周波
数領域のビット配分情報は４ビットでコード０〜１６ビ
ットを表現し、時間領域のビット配分は３ビットでコー
ド０〜８ビットを表現するものとする。

【００１７】ここで、時間領域のビット配分幅はフィル
タの特性によるものであり、帯域合成にかかる積和演算
中の乗算回数に委ねられる。この演算での誤差の蓄積の
最悪値が時間配分ビット幅以内であれば、周波数領域の
ビット配分幅が最終的な量子化精度を保証することにな
る。本実施例では３ビットでコード化を行っているの
で、１６ビット量子化精度を保証している。また、ビッ
ト配分幅を４ビットで表現すれば、２４ビットの量子化
精度を持つ入力音響信号の可逆圧縮が可能となる。但し
この場合、時間領域情報が増大して符号化品質が悪くな
るため、周波数領域情報との効率的な情報量配分が必要
となる。

【００１８】そして、４ビットの周波数領域ビット配分
表を表１に示し、３ビットの時間領域ビット配分表を表
２に示す。なお、配分無しがコード０で、配分がある場
合は符号ビットを含めた形でコード２〜コード最大値の
間で設定している。

【００１９】

【表１】

【００２０】

【表２】

【００２１】次に、図１に示す音響信号符号化装置の動
作について説明する。入力されるデジタル音響信号（元
信号）は、最初に帯域分割フィルタ１と遅延器７（後述
する）とに供給される。この帯域分割フィルタ１では、
時間領域情報である入力信号を周波数領域情報へと展開
している（ステップ１０１）。ここでは、サブバンドフ
ィルタを３２バンド等分割とし、そのバンド幅Ｗを次式
のように設定している。なお、出力されるサブバンドデ
ータの精度は前述したように最下位ビット精度である１
６ビットとする。

【００２２】 Ｗ＝（サンプリング周波数×０．５）／３２ （Ｈｚ）

【００２３】また、この帯域分割フィルタ１及び後述す
る帯域合成フィルタ６としては、例えばＤＣＴのような
直交変換を行うフィルタ、フィルタの原理を利用したサ
ブバンドフィルタ、基底とする波形に信号を分解し表現
するウェーブレット変換、さらには、周波数変換の代表
的な方法であるフーリエ変換等が挙げられる。そして、
本発明では、時間領域の情報成分も利用していることか
ら、帯域分割合成後の信号が完全な元信号に戻る必要は
ないので、何れの周波数変換方法を用いても良い。本実
施例では説明を具体的にするために、５１２タップのサ
ブバンドフィルタ（ポリフェイズフィルタ）を用いるこ
とにする。なお、遅延は帯域分割合成を通して４８０サ
ンプル分生じる。

【００２４】帯域分割フィルタ１にて３２バンド等分割
された周波数領域情報の音響信号は、最大値選択部２及
び量子化器４に供給される。最大値選択部２では、１フ
レーム内に存在する３２バンド各々につき、１６個（５
１２／３２個）あるサブバンドデータ（振幅値）または
エネルギー値の絶対値比較を行い、その最大値Ｓを選択
して出力する（ステップ１０２）。

【００２５】そして、最大値選択部２より出力されるサ
ブバンドデータの最大値Ｓは、ビット配分部３に供給さ
れる。ビット配分部３では、各帯域（バンド）の最大値
Ｓを表１に示す周波数領域ビット配分表に参照して、３
２バンドそれぞれに対して割り当てられるビット数を決
定する（ステップ１０３）。ここでのビット配分は、表
１に示すように、最大値サンプルを２の補数表示で表現
するために、最小限必要なビット数に対応して行われ
る。

【００２６】量子化器４では、ビット配分部３より供給
されるビット配分情報に基づいて、帯域分割フィルタ１
より供給される周波数領域情報の音響信号の各サブバン
ドデータのビット数を削減する（ステップ１０４）。こ
こでの削減は、符号ビットと同一である上位ビットを符
号ビットを除いて（１６−割当ビット数）個の削減とな
る。このサブバンドデータのビット数削減の例を表３に
示す。

【００２７】

【表３】

【００２８】表３に示すように、１０進数で表したサブ
バンドデータが、６，３１，８４，…，１２，５４であ
るとき、これらの絶対値の最大値は−９４となり、ビッ
ト配分情報（割当ビット数）は、表１より８ビットとな
る。したがって、１６ビットのサブバンドデータのう
ち、下位７ビットと符号ビットとしての最上位ビット
（signビット）とを合わせたデータ（８ビット）を量子
化データとし、上位第２〜第９の８ビットを削減ビット
としている。これは、符号ビット部分を１ビットのsign
ビットを残して、削減したことと等価である。

【００２９】したがって、逆量子化ではビット配分情報
より、この削減された上位ビットを指定数だけ符号ビッ
ト（signビット）で埋めればよい。この様にして量子化
されたサブバンドデータとビット配分情報は、多重化器
（多重化部）９に出力されると共に、サブバンドデータ
を時間領域へ再変換処理をするために、逆量子化器５に
出力される。

【００３０】逆量子化器５における逆量子化は、符号ビ
ットと同一コードを上位ビットに（１６−割当ビット
数）個付け加えることにより行われる（ステップ１０
５）。したがって、このような量子化及び逆量子化にお
いては、その演算中に何ら演算に関わる制約、例えば四
捨五入等を行わないため、量子化誤差が生じることはな
い。

【００３１】逆量子化器５での逆量子化によって、最下
位ビット精度（本実施例では１６ビット）に揃えられた
サブバンドデータは、帯域合成フィルタ６に供給されて
時間領域情報の信号に変換される（ステップ１０６）。
この帯域合成フィルタ６における帯域合成処理では、演
算精度、フィルタ係数精度、演算過程及び出力段のデー
タに対する丸め処理を、後述する復号化装置の帯域合成
フィルタ６と完全に一致させる必要がある。

【００３２】また、一般にデジタル音響信号処理にはＤ
ＳＰ（Digital Signal Processer）がよく用いられる。
そこで、この帯域合成フィルタ６における帯域合成処理
をＤＳＰを例にとって説明する。帯域合成フィルタ６に
用いるＤＳＰの内部演算ブロック構成を図３に示す。こ
こで使用するＤＳＰは、例えば１６ビット×１６ビット
の固定小数点とし、内部演算精度、及びメモリ内部のデ
ータ幅を１６ビットとする。

【００３３】サブバンドフィルタなどでの帯域分割合成
は、主として積和演算によって変換が行われる。したが
って、帯域合成フィルタ６は、乗算器、加算器及び入出
力段のレジスタで構成されており、演算過程で必要な各
種係数用メモリ及び中間データ用のメモリ（演算用メモ
リ）と入出力バスにて接続されている。

【００３４】同図において、入力データ（サブバンドデ
ータ）とこの入力データに対応するフィルタ係数データ
とが、それぞれ１６ビットの入力用データバスを介して
乗算器２１に順次入力される。この入力データは、逆量
子化器５から出力されるデータが図示しないメモリ内に
１６ビット精度で格納され、必要なデータが乗算器２１
に随時供給されている。また、フィルタ係数データは、
同じく図示しない各種係数用メモリに１６ビット精度で
予め格納されている。そして、この乗算器２１は、入力
データにフィルタ係数データを乗算して３２ビットのデ
ータとして出力している。

【００３５】この乗算器２１の出力は、３２ビット＋α
の加算器２３に供給されている。このαは上位拡張ビッ
トを指す。なお、積和演算は３２ビット幅のバスを用
い、それ以外は１６ビットのバスを用いている。そし
て、加算器２３からの出力は、一旦レジスタ２２に蓄積
され、このレジスタ２２の出力と次の乗算器２１からの
出力とが加算器２３にて加算され、次の演算のためにレ
ジスタ２２に蓄積されるという状態を入力データがなく
なるまで、繰り返される。

【００３６】そして、一次積和演算が終了すると、加算
器２３からの出力は３２ビット精度のデータのままレジ
スタ２４に供給され、１６ビット精度のデータに丸め処
理され、図示しない演算用メモリに出力する。この演算
用メモリは、３２ビットから丸め処理を受けた１６ビッ
ト精度のデータを格納して、二次積和演算を行うため
に、乗算器２１に出力している。そして、同様にして、
二次積和演算が行われると、レジスタ２４からデータ出
力として、１６ビット精度のデータ（時間領域情報の音
響信号）が残差計算部８に出力される。

【００３７】ここで、乗算器２１は各１６ビット精度の
データ入力に対して３２ビット精度のデータ出力である
ため、演算誤差が生じることはない。そして、各メモリ
に格納する場合に１６ビット精度の丸め処理を行ってい
るが、加算器２３では、積和演算中のオーバーフローや
アンダーフローに備えて十分なビット数の整数域（上位
拡張ビット）を確保している。したがって、丸め処理が
行われるのは、メモリに格納する場合、または最終出力
値を得るときに限られるので、余分な演算誤差が積み重
なることはない。

【００３８】上記のような帯域分割合成の演算がなされ
て、図１の帯域合成フィルタ６から出力される１６ビッ
ト精度の時間領域情報の音響信号（復号後信号）と、遅
延器７に入力されているデジタル音響信号（元信号）と
が、残差計算部８に供給され、帯域分割フィルタ１及び
帯域合成フィルタ６での帯域分割合成にて発生した演算
誤差を算出して、残差信号として出力する（ステップ１
０７）。なお、ここでは残差信号を２４サンプルのブロ
ックとして取り扱う。そして、このブロック内の最大値
を表現するために最低必要なビット数をブロックビット
幅とし、これを３ビットでコード化する。表２に残差信
号とブロックビット幅の関係を示す。表２において、ビ
ット配分として示されている数字が、ブロックビット幅
であり、ブロック内の残差信号の絶対値の最大値Ｍによ
って、その数値が定まっている。

【００３９】なお、帯域分割フィルタ１及び帯域合成フ
ィルタ６を通過した復号後信号は、フィルタ固有の遅延
によって時間軸が遅れているので、元信号を遅延器７を
介して残差計算部８に供給することにより（ステップ１
０８）、復号後信号との時間軸を揃えている。

【００４０】このフィルタ固有の遅延について、図４と
共に簡単に説明する。同図（Ａ）に示すような時間領域
情報のデジタル音響信号（元信号）を帯域分割フィルタ
１に供給すると、元信号はフィルタバンクに３２サンプ
ルづつシフトしながら蓄積され、随時３２個のサブバン
ドサンプルを生成する（同図（Ｂ））。そして、帯域合
成フィルタ６においては、サブバンドサンプルはフィル
タバンクに３２サンプルづつシフトしながら蓄積され、
随時３２個の出力信号（時間軸に変換された復号後信
号）を生成する（同図（Ｃ））。このとき、一連の帯域
分割合成にて生じる遅延は４８０サンプル分であり、復
号後信号は、元信号に対して、４８０サンプル遅れて同
じデータが出力される。したがって、遅延器７では４８
０サンプル分遅延させてフィルタ固有の遅延を吸収し
（同図（Ｄ））、残差計算部８における残差信号の算出
を可能にしている。

【００４１】そして、多重化器９では、量子化器４より
供給されるビット数の削減されたサブバンドデータ（周
波数領域情報のデジタル音響信号）と残差計算部８より
供給される残差信号とに対して、フレーム同期ワード、
各種モードや補助情報、周波数領域の信号の補助情報
（周波数領域サイド情報）、さらに時間領域の信号の補
助情報（時間領域サイド情報）等を付加し、例えば図５
に示すように配列してビットストリームを生成する（ス
テップ１０９）。このように多重化して同一フレーム内
に残差信号を含めているので、復号化の時には、帯域合
成処理され時間領域に変換された信号を補正して復号化
する際に要する遅延量を減少させることができる。

【００４２】次に、図２に本発明の音響信号復号化装置
の一実施例の構成図を示し、図７にその動作フローチャ
ートを示して、本発明の音響信号復号化方法の一実施例
についても合わせて説明する。なお、図１の音響信号符
号化装置に示した逆量子化器４及び帯域合成フィルタ６
と図２に示した逆量子化器４及び帯域合成フィルタ６と
は完全に同一構成のものを使用している。

【００４３】音響信号符号化装置にて符号化されたビッ
トストリームは分離化器１０に供給されて、同期ワー
ド、モード、補助情報等を解読し、さらに周波数領域の
信号と時間領域の信号とに分離される（ステップ２０
１）。分離後の周波数領域の信号は、帯域合成されるた
めにその前処理である逆量子化器５に供給される。ま
た、時間領域の信号は後に帯域合成フィルタ６を経た信
号に対し補正を行うために残差補正部１１に供給され
る。

【００４４】逆量子化器５は先に述べたように、帯域合
成フィルタ６と共に音響信号符号化装置で使用されてい
る逆量子化器５及び帯域合成フィルタ６と完全に同じも
のであり、その動作も同一である。そして、ここでも符
号ビットと同一コードを上位に（１６−割当ビット数）
個、追加して出力している（ステップ２０２）。逆量子
化器５より出力される信号は、帯域合成フィルタ６に供
給されて、周波数領域の信号は時間領域の信号に変換さ
れる（ステップ２０３）。そして、逆量子化器５から帯
域合成フィルタ６までの処理過程は音響信号符号化装置
と全く同じであるため、符号化処理中に生じた元信号と
の誤差は、時間領域の信号として音響信号符号化装置か
ら供給される残差成分によって補正すれば、帯域合成後
の信号は元信号と全く同じ信号に戻ることになる。

【００４５】したがって、残差補正部１１にて、帯域合
成フィルタ６より供給される時間領域の帯域合成後信号
に分離化器１０より供給される時間領域補正信号（残差
信号）を加算することにより、元信号に復元している
（ステップ２０４）。なお、帯域合成フィルタ６におけ
る帯域合成処理にかかる遅延は音響信号符号化装置側で
調整されているので、時間領域の残差信号は帯域合成後
信号と時間軸が一致した状態で残差補正部１２に供給さ
れている。即ち、残差信号は、音響信号符号化装置側に
おいて、帯域分割フィルタ１と帯域合成フィルタ６とを
通過した信号と、この信号に合わせて遅延させた元信号
とから生成されているので、元信号に対して４８０サン
プル分遅延しているが、周波数領域の信号は帯域合成フ
ィルタ６を介していないので、その分遅延量が少ない状
態で多重化されている。したがって、音響信号復号化装
置側で、周波数領域の信号が帯域合成フィルタ６を通過
した後の遅延量は、残差信号と同じになり、時間軸が一
致する。

【００４６】この結果、本発明の音響信号符号化装置に
入力されたデジタル音響信号（元信号）は、符号化信号
としてデータ圧縮された信号として伝送または蓄積さ
れ、本発明の音響信号復号化装置によって、元信号と完
全に一致した復号化信号として出力することができる。

【００４７】

【発明の効果】本発明の音響信号符号化方法及び音響信
号符号化装置は、周波数領域情報によって音響信号の持
つ特長を生かした効率的な圧縮符号化を行うことができ
る。また、本発明の音響信号復号化方法及び音響信号復
号化装置は、周波数領域情報を時間領域情報である残差
信号によって、適切かつ必要最小限の補正を行っている
ので、元信号を確実に復号することができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の音響信号符号化装置の一実施例を示す
構成図である。

【図２】本発明の音響信号復号化装置の一実施例を示す
構成図である。

【図３】帯域合成フィルタに用いられるＤＳＰの内部演
算ブロック構成を示す構成図である。

【図４】フィルタ固有の遅延量を説明するための図であ
る。

【図５】ビットストリームの生成例を示す構成図であ
る。

【図６】本発明の音響信号符号化装置の動作例を示すフ
ローチャート図である。

【図７】本発明の音響信号復号化装置の動作例を示すフ
ローチャート図である。

【符号の説明】

１ 帯域分割フィルタ ２ 最大値選択部 ３ ビット配分部 ４ 量子化器 ５ 逆量子化器 ６ 帯域合成フィルタ ７ 遅延器 ８ 残差計算部 ９ 多重化部（多重化器） １０ 分離化器 １１ 残差補正部 Ａ 周波数領域情報生成部 Ｂ 時間領域情報生成部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】元信号として供給される時間領域情報のデ
   ジタル音響信号を帯域分割して符号化し、周波数領域情
   報のデジタル音響信号とする第１の工程と、 この第１の工程にて符号化された周波数領域情報のデジ
   タル音響信号を帯域合成したデジタル音響信号と前記元
   信号として供給される時間領域情報のデジタル音響信号
   との残差信号を時間領域情報として生成する第２の工程
   と、 この第２の工程にて符号化された時間領域情報の残差信
   号と前記第１の工程にて符号化された周波数領域情報の
   デジタル音響信号とを多重化する第３の工程とよりなる
   ことを特徴とする音響信号符号化方法。
2. 【請求項２】請求項１記載の音響信号符号化方法にて符
   号化された音響信号を復号化する音響信号復号化方法で
   あって、 供給される符号化された音響信号を時間領域情報の残差
   信号と周波数領域情報の音響信号とに分離する第１の工
   程と、 この第１の工程にて分離された前記周波数領域情報の音
   響信号を帯域合成して時間領域情報の音響信号に変換す
   る第２の工程と、 この第２の工程にて時間領域情報に変換された音響信号
   を前記第１の工程にて分離された前記残差信号により補
   正する第３の工程とよりなることを特徴とする音響信号
   復号化方法。
3. 【請求項３】元信号として供給される時間領域情報のデ
   ジタル音響信号を帯域分割する帯域分割フィルタと、 この帯域分割フィルタにて分割された個々の帯域におい
   て、周波数領域情報のデジタル音響信号の振幅値または
   エネルギー値の最大値を検出する最大値選択部と、 この最大値選択部より供給される振幅値またはエネルギ
   ー値の最大値に基づいて量子化ビット配分を算出するビ
   ット配分部と、 このビット配分部より供給される量子化ビット配分で前
   記帯域分割フィルタより供給される前記周波数領域情報
   のデジタル音響信号を符号化する量子化器と、 この量子化器より供給される信号を逆量子化する逆量子
   化器と、 この逆量子化器より供給される信号を帯域合成して時間
   領域情報の信号へ再変換する帯域合成フィルタと、 この帯域合成フィルタより供給される時間領域情報の信
   号と前記元信号として供給される時間領域情報のデジタ
   ル音響信号との残差信号を生成する残差計算部と、 この残差計算部より供給される前記残差信号と前記量子
   化器より供給される信号とを多重化する多重化部とを有
   することを特徴とする音響信号符号化装置。
4. 【請求項４】供給される多重化信号を周波数領域の情報
   と残差信号とに分離する分離化器と、 この分離化器より供給される周波数領域の情報を帯域合
   成して時間領域の情報に変換する帯域合成フィルタと、 この帯域合成フィルタより供給される前記時間領域の情
   報を前記分離化器より供給される前記残差信号によって
   補正する残差補正部とを有することを特徴とする音響信
   号復号化装置。
5. 【請求項５】請求項３記載の音響信号符号化装置を構成
   する逆量子化器及び帯域合成フィルタと同一の逆量子化
   器及び帯域合成フィルタで構成されていることを特徴と
   する請求項４記載の音響信号復号化装置。