JPH0947451A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明の目的は、レンジゲートマーカ外成分を
軽減し、且つレンジゲートマーカ内に不感領域が存在し
ない最適な感度分布でもってドプラスペクトラムを得る
ことのできる超音波診断装置を提供することである。 【構成】本発明による超音波診断装置は、超音波をバー
スト長τのバースト波として被検体内に送信し、反射波
を受信することにより受信信号を得る手段１，２と、受
信信号を時間的に積分することにより積分信号を得る積
分器１２と、レンジゲートマーカ内のドプラスペクトラ
ムを得るために積分信号を周波数解析する高速フーリエ
変換処理回路１０と、積分器１２がレンジゲートマーカ
の深さに相当するタイミングからτ／２だけ遅延したタ
イミングで積分を開始し、レンジゲートマーカの長さに
相当する時間継続するように積分器１２を制御する手段
７，１４，１５とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、受信信号を周波数解析
することによりドプラスペクトラムを得る超音波診断装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波は医学的な見地から様々に応用さ
れているが、その主流は超音波パルス反射法を用いて生
体の軟部組織の断層像を得る超音波診断装置である。こ
の超音波診断装置は無侵襲検査法で、組織の断層像を表
示するものであり、Ｘ線診断装置、Ｘ線ＣＴ装置、ＭＲ
Ｉおよび核医学診断装置などの他の診断装置に比べて、
リアルタイム表示が可能、装置が小型で安価、Ｘ線など
の被曝がなく安全性が高い、ドプラ効果を利用してドプ
ラスペクトラムや血流イメージングが可能である等の独
占的な特徴を有している。ここでは、ドプラスペクトラ
ムに着目する。ドプラスペクトラムの表示としては、縦
軸にドプラ周波数（速度）、横軸に時間、輝度を各ドプ
ラ周波数成分の強さ（パワー）でＭモードのようにスク
ロール表示が使用される。

【０００３】このような超音波診断装置のドプラスペク
トラム機能において、感度向上を目的として、バースト
波が実用化されている。バースト波とは複数の超音波パ
ルスの系列をいう。バースト波の時間幅をバースト長と
いう。バースト波の場合、パルス波と違って、レンジゲ
ートマーカ内のドプラ信号の積分処理に工夫が必要であ
る。図７（ａ）に示す従前のケースでは、レンジゲート
マーカの深さ及び長さに相当する期間ｔ1 〜ｔ2 に受信
されるドプラ信号だけを積分処理に取り込む。なお、ｔ
1 は、バースト波の送信時刻ｔ0 から、レンジゲートマ
ーカの深さに相当する時間（往復を考慮してレンジゲー
トマーカの深さの２倍の距離を超音波が伝搬するのに要
する時間）を経過した時刻であり、ｔ2 はｔ1 から、レ
ンジゲートマーカの長さに相当する時間（レンジゲート
マーカの長さの２倍の距離を超音波が伝搬するのに要す
る時間）を経過した時刻である。この従前のケースで
は、バースト波のバースト長τを考慮していない、つま
り同一反射源からの反射波がバースト長τの期間、継続
的に受信されることを考慮していないので、積分信号の
感度分布を見て理解されるように、レンジゲートマーカ
よりτに相当する浅い領域からのドプラ信号が積分処理
に取り込まれてしまう。

【０００４】この問題点を解決するように工夫したケー
スを図７（ｂ）に示す。このケースでは、バースト波の
バースト長τは、レンジゲートマーカの長さに相当する
時間の半分に意図的に調整される。そして、レンジゲー
トマーカの深さ及び長さに相当する期間ｔ1 〜ｔ2 の後
半の期間ｔ3 〜ｔ2 に受信されるドプラ信号だけを積分
処理に取り込む。結果的に、積分期間とバースト長τと
は一致する。このケースでは、積分信号の感度分布を見
て理解されるように、レンジゲートマーカ外のドプラ信
号は積分処理に取り込まれない。

【０００５】しかし、図７（ｂ）のケースには次のよう
な問題点がある。距離分解能の著しい低下を回避するた
めに、バースト波のバースト長τは制限される。したが
って、レンジゲートマーカが非常に長く設定されたと
き、図７（ｃ）に示すように、積分期間が最長のバース
ト長τmax より長くなってしまうケースが起こり得る。
この場合、レンジゲートマーカ内にも関わらず、そこか
らのドプラ信号が積分処理に全く取り込まれない、いわ
ゆる不感領域が存在してしまう。

【０００６】また、ドプラスペクトラム機能には、次の
ような問題もある。パルス波ドプラ（PWドプラ）では、
レンジゲートマーカの長さを変化させると、積分期間が
変化するが、この積分期間の変化は、実質的にゲインが
変化することを意味する。また、連続波ドプラ（CWドプ
ラ）では、ドプラ信号を高域通過型フィルタ（HPF ）に
かけるが、レート周波数PRF を変化させると、この高域
通過型フィルタの入力帯域に対する出力帯域の比が変化
するが、この入出力帯域比の変化は、実質的にゲインが
変化することを意味する。さらに、PWドプラ、CWドプラ
の両者に言えることとして、周波数解析としての高速フ
ーリエ変換（FFT ）のデータ数の変化は、実質的にゲイ
ンが変化することを意味する。したがって、ゲインの変
化に伴って、ノイズレベルも変化してしまうという問題
があった。

【０００７】また、PWドプラでは、実質的にレート周波
数を低くして、低速検出能を向上させるために、交互ス
キャンと呼ばれる機能が実用化されている。通常、ある
１本のラスタに対して超音波送受信動作をレート周波数
で所定回数繰り返しながら、順次次のラスタに移ってい
くというスキャンが行われる。これに対し、交互スキャ
ンでは、ある１本のラスタに対して超音波送受信動作を
１回行い、同じラスタに対する次回の超音波送受信動作
までに間に、他の何本かのラスタに対して１回ずつ超音
波送受信動作を行うものであり、１本のラスタに関して
見ると、超音波送受信動作の間隔が長くなり、実質的に
レート周波数が低くなるというものである。なお、同じ
ラスタに対する前後２回の超音波送受信動作の間隙に行
う超音波送受信動作の回数を交互段数として定義する。
交互段数の増加は、周波数解析のデータ数が一定であれ
ば、データ取り込み時間の延長を意味する。データ取り
込み時間の延長は、ドプラスペクトラムの表示上で周波
数分解能と時間分解能との比が変化することにつなが
る。これは好ましくないので、現在の多くの装置には、
交互段数が増加すると、それに応じて周波数解析のデー
タ数を減少させて、周波数分解能と時間分解能との比を
一定に保つ機能が装備されている。しかし、周波数解析
のデータ数の減少は、Ｓ／Ｎを劣化（低下）させてしま
う。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明の第１の目的
は、レンジゲートマーカ外成分を軽減し、且つレンジゲ
ートマーカ内に不感領域が存在しない最適な感度分布で
もってドプラスペクトラムを得ることのできる超音波診
断装置を提供することである。本発明の第２の目的は、
パルス波ドプラでは積分期間の変化、連続波ドプラでは
高域通過型フィルタの入力帯域に対する出力帯域の比の
変化、周波数解析としての高速フーリエ変換（FFT ）の
データ数の変化等により実質的にゲインが変化しても、
ノイズレベルは変化しない超音波診断装置を提供するこ
とである。本発明の第３の目的は、交互段数の変化等に
より周波数解析のデータ数が変化しても、Ｓ／Ｎが劣化
（低下）しない超音波診断装置を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明による超音波診断
装置は、超音波をバースト長τのバースト波として被検
体内に送信し、反射波を受信することにより受信信号を
得る送受信手段と、前記受信信号を時間的に積分するこ
とにより積分信号を得る積分手段と、レンジゲートマー
カ内のドプラスペクトラムを得るために前記積分信号を
周波数解析する手段と、前記積分手段が前記レンジゲー
トマーカの深さに相当する時刻からτ／２だけ遅延した
時刻で積分を開始し、前記レンジゲートマーカの長さに
相当する時間継続するように前記積分手段を制御する制
御手段とを具備する。

【００１０】本発明によれば、同一反射源からの反射波
はバースト長τの時間だけ継続するので、レンジゲート
マーカの深さに相当する時刻からτ／２だけ遅延した時
刻で積分を開始し、レンジゲートマーカの長さに相当す
る時間、当該積分を継続することにより、レンジゲート
マーカより浅い側及び深い側それぞれにτ／２に相当す
る範囲からの反射成分（受信信号）が積分処理に取り込
まれてしまうが、図７（ａ）のケースと比較すると、そ
のレンジゲートマーカ外成分の取り込み量（面積）は絶
対的に減少する。また、図７（ｃ）と比較して理解され
るように、積分期間がバースト長より長くなるケースに
直面しても、レンジゲートマーカ内の不感領域を完全に
排除できる。

【００１１】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波パルスを被検体内に送信し、反射波を受信すること
により受信信号を得る送受信手段と、レンジゲートマー
カの深さ及び長さに応じた特定の期間に前記送受信手段
から出力される前記受信信号を積分することにより積分
信号を得る手段と、前記レンジゲートマーカ内のドプラ
スペクトラムを得るために前記積分信号を周波数解析す
る手段と、前記送受信手段と前記積分手段との間に設け
られ、前記積分手段による積分期間に応じた重み係数を
前記受信信号に乗算する手段とを具備する。

【００１２】本発明によれば、積分期間が変化すると、
それに伴って実質的にゲインが変化してノイズレベルも
変化してしまうが、積分期間に応じた重み係数を受信信
号に乗算するので、積分期間の変化に伴う実質的なゲイ
ンの変化を打ち消して、ノイズレベルを一定に保つこと
ができる。

【００１３】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波を連続波として被検体内に送信し、反射波を受信す
ることにより受信信号を得る手段と、前記受信信号の特
定の周波数帯域を減衰するフィルタ手段と、前記フィル
タ手段の出力帯域に対する前記フィルタ手段の入力帯域
の比に応じた重み係数を前記フィルタ手段の出力信号に
乗算する手段と、ドプラスペクトラムを得るために前記
フィルタ手段の出力信号を周波数解析する手段とを具備
する。

【００１４】本発明によれば、例えばレート周波数が変
化すると、それに伴ってフィルタ手段の出力帯域に対す
る入力帯域の比が変化して実質的にゲインが変化してノ
イズレベルも変化してしまうが、この比に応じた重み係
数をフィルタ手段の出力信号に乗算することにより、こ
の実質的なゲインの変化を打ち消して、ノイズレベルを
一定に保つことができる。

【００１５】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波を被検体内に送信し、反射波を受信することにより
受信信号を得る手段と、ドプラスペクトラムを得るため
に前記受信信号をデータ数で周波数解析する手段と、前
記データ数に応じた重み係数を前記受信信号に乗算する
手段とを具備する。

【００１６】本発明によれば、周波数解析のデータ数が
変化すると実質的にゲインが変化してノイズレベルも変
化してしまうが、このデータ数に応じた重み係数を受信
信号に乗算することにより、この実質的なゲインの変化
を打ち消して、ノイズレベルを一定に保つことができ
る。

【００１７】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波プローブと、超音波を被検体内に送信するために前
記超音波プローブに送信電圧を印加すると共に、前記超
音波プローブを介して反射波を受信することにより受信
信号を得る送受信手段と、ノイズレベルを一定に保つた
めに前記周波数解析のデータ数の変化に追従して前記周
波数解析手段のゲインを変化させるように前記周波数解
析手段を制御し、且つ前記ゲインの変化に伴う信号レベ
ルの変化を補償するために前記送信電圧を変化させるよ
うに前記送受信手段を制御する手段とを具備する。

【００１８】本発明によれば、交互段数の変化等により
周波数解析のデータ数が変化しても、周波数解析手段の
ゲインを変化させることによりノイズレベルを一定に保
つことができ、しかも周波数解析手段のゲインの変化に
伴う信号レベルの変化を、送信電圧の変化により補償す
ることができる。

【００１９】

【実施の形態】以下に、本発明の実施の形態を図面を参
照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は第１の実施の形態による超
音波診断装置のブロック図である。本実施の形態による
超音波診断装置は、超音波プローブ１、送受信系（Ｔ／
Ｒ）２、スペクトラムドプラユニット３、ディジタルス
キャンコンバータ（ＤＳＣ）４、モニタ５、コンソール
６とから構成される。

【００２０】超音波プローブ１は、圧電セラミック等の
機械運動／電気信号の可逆的変換素子としての複数の圧
電素子が一次元に配列された圧電素子アレイをその先端
に装備してなる。

【００２１】送受信系２は、送信系と受信系とを有す
る。送信系は、パルス発生器、送信遅延回路、パルサと
からなる。パルス発生器は例えば５ＫＨｚのレート周波
数ｆr（周期；１／ｆr 秒）でレートパルスを繰り返し
発生する。このレートパルスはチャンネル数に分配さ
れ、送信遅延回路に送られる。送信遅延回路は、超音波
をビーム状に集束し且つ送信指向性を決定するのに必要
な遅延時間を各レートパルスに与える。パルサは、送信
遅延回路からレートパルスを受けた時刻で超音波プロー
ブ１の圧電素子にチャンネル毎に送信電圧を印加する。
これにより超音波ビームが被検体に送信される。

【００２２】被検体内の音響インピーダンスの不連続面
（反射源）で反射した反射波は超音波プローブ１で受信
され、電気信号に変換される。超音波プローブ１から素
子毎に出力される電気信号は、チャンネル毎に纏められ
て受信系に取り込まれる。受信系は、プリアンプ、受信
遅延回路、加算器、位相検波回路から構成される。電気
信号は、プリアンプで増幅され、受信遅延回路により受
信指向性を決定するのに必要な遅延時間を与えられ、そ
して加算器で加算される。この加算により受信指向性に
応じた方向からの反射成分が強調された受信信号が得ら
れる。この受信信号は位相検波回路で位相検波される。
これによりドプラ効果による偏移周波数のドプラ信号が
得られる。ドプラ信号はスペクトラムドプラユニット３
に供給される。

【００２３】スペクトラムドプラユニット３は、特定の
期間に供給されるドプラ信号のみをレンジゲートマーカ
ユニット８で取り出し、そして比較的動きの速い高周波
の血流成分と比較的動きの遅い血管壁や弁等の低周波の
クラッタ成分とを高域通過型フィルタ９で分離し、続い
て高域通過型フィルタ９を通過したドプラ信号を高速フ
ーリエ変換処理回路（FFT ）１０でリアルタイムで周波
数解析することにより、各周波数成分の強さ（パワー）
を表すドプラスペクトラムデータを生成する。レンジゲ
ートマーカユニット８でドプラ信号を取り出す特定の期
間は、コンソール６を介してＢモード画像上に設定され
るレンジゲートマーカマーカの深さ及び長さに基づいて
コントローラ７で制御される。

【００２４】高速フーリエ変換処理回路１０で得られた
ドプラスペクトラムデータは、ディジタルスキャンコン
バータ４、図示しないディジタルアナログコンバータを
介してモニタ５にドプラスペクトラムとして表示され
る。ドプラスペクトラムの表示としては、縦軸にドプラ
周波数（速度）、横軸に時間、輝度を各ドプラ周波数成
分の強さ（パワー）として、Ｍモードのようにスクロー
ル表示が使用される。

【００２５】レンジゲートマーカユニット８は、ドプラ
信号を乗算器（増幅器）１１で振幅変調し、振幅変調さ
れたドプラ信号を特定の期間だけ積分器１２で積分す
る。乗算器１１による振幅変調データは、関数発生ＲＯ
Ｍ１３から供給される。積分器１２が積分を実行する特
定の期間は、ＲＧ幅カウンタ１４及びＲＧスタート位置
カウンタ１５により調整される。

【００２６】ＲＧスタート位置カウンタ１５は、コント
ローラ７からレンジゲートマーカの深さに対応するRG位
置データの供給を受ける。ＲＧスタート位置カウンタ１
５は、スキャンの開始からクロックパルスの計数（アッ
プカウント）を開始し、計数値がRG位置データが表す値
に達した時、スタートパルスを出力する。

【００２７】ＲＧ幅カウンタ１４は、コントローラ７か
らレンジゲートマーカの長さに対応するRG幅データの供
給を受ける。ＲＧ幅カウンタ１４は、ＲＧスタート位置
カウンタ１５からスタートパルスを受けた時刻でクロッ
クパルスの計数（アップカウント）を開始し、計数値が
RG幅データが表す値に達する時まで計数動作を継続す
る。したがって、ＲＧ幅カウンタ１４からは、レンジゲ
ートマーカの深さ及び長さに対応する特定の期間だけ、
計数信号が出力される。

【００２８】積分器１２は、ＲＧ幅カウンタ１４から計
数信号が出力されている期間に限り積分を実行する。こ
れにより、特定の期間内の振幅変調されたドプラ信号だ
けが積分信号として取り出される。

【００２９】このようにコントローラ７からのRG位置デ
ータ及びRG幅データに、レンジゲートユニット８で取り
出されるドプラ信号の期間（積分期間）が依存される。
換言するとコントローラ７はRG位置データ及びRG幅デー
タを調整することにより積分期間の開始時刻及びその時
間幅を自由に変えることができることが理解されよう。

【００３０】関数発生ＲＯＭ１３は、ＲＧ幅カウンタ１
４から計数信号が出力されている特定の期間だけ係数を
乗算器１１に出力する。ドプラ信号は乗算器１１で関数
発生ＲＯＭ１３からの係数に応じて振幅変調される。

【００３１】関数発生ＲＯＭ１３には、予め複数種類の
重み係数が記憶されている。関数発生ＲＯＭ１３には、
ＲＧ幅カウンタ１４からの計数値信号と、コントローラ
７からの関数選択信号とがアドレス信号として供給され
る。アドレス信号に応じたアドレス部の係数が関数発生
ＲＯＭ１３から読み出される。コントローラ７は複数種
類の関数選択信号の中から、コンソール６を介して選択
された感度特性に対応する１つの関数選択信号を選択的
に関数発生ＲＯＭ１３に供給する。ここでいう関数とは
関数発生ＲＯＭ１３から読み出される係数の時間変化を
意味する。第１の関数選択信号のもとでは、関数発生Ｒ
ＯＭ１３からは一定の係数（＝1.0 ）が読み出され、つ
まり振幅変調処理の無いが如く振る舞われる。第２の関
数選択信号のもとでは、関数発生ＲＯＭ１３からは、例
えばハミング窓関数を満足するように経時的に変化する
係数が読み出される。

【００３２】次に本実施の形態の動作を説明する。ここ
で、以下で使用される用語を定義する。レンジゲートマ
ーカの深さに相当する時間とは、超音波送受信の往復を
考慮して、レンジゲートマーカの深さの２倍の距離を超
音波が伝搬するのに要する時間として定義する。また、
レンジゲートマーカの長さに相当する時間とは、レンジ
ゲートマーカの長さの２倍の距離を超音波が伝搬するの
に要する時間として定義する。

【００３３】コントローラ７は、第１のモードと第２の
モードとを有する。第１のモードはレンジゲートマーカ
の長さに相当する時間の半分と、バースト波のバースト
長τとが一致する場合に適用され、第２のモードはレン
ジゲートマーカの長さに相当する時間の半分より、バー
スト波のバースト長τ（最長のバースト長τmax ）が短
い場合に適用される。なお、図７（ｂ）を参照して説明
した通り、バースト波のバースト長τは、レンジゲート
マーカの長さに相当する時間の半分に積極的に調整され
るのではあるが、距離分解能の著しい低下を抑える目的
であえてバースト長τに制限を与えている由により、設
定されるレンジゲートマーカによっては、レンジゲート
マーカの長さに相当する時間の半分より、バースト波の
バースト長τ（最長のバースト長τmax ）が短い場合が
発生する。

【００３４】第１のモードでは、図７（ｂ）を参照して
説明した通り、バースト波のバースト長τはレンジゲー
トマーカの長さに相当する時間の半分に意図的に調整さ
れる。時刻ｔ3 〜ｔ2 の期間に供給されるドプラ信号だ
けがレンジゲートユニット８で積分処理に取り込まれ
る。時刻ｔ3 は、時刻ｔ1 からバースト長τだけ経過し
た時刻であり、時刻ｔ1 はバースト波の送信時刻ｔ0 か
らレンジゲートマーカの深さに相当する時間△Ｔd を経
過した時刻である。時刻ｔ2 は時刻ｔ1 からレンジゲー
トマーカの長さに相当する時間△ＴRGを経過した時刻、
つまりレンジゲートマーカの最深部に相当する時刻であ
る。積分期間は、レンジゲートマーカの長さに相当する
時間△ＴRGの半分（△ＴRG／２）に設定される。第１の
モードでは、積分信号の感度分布を見て理解されるよう
に、レンジゲートマーカ外のドプラ信号は好ましく全く
積分処理に取り込まれない。

【００３５】図２（ａ），（ｂ）は第２のモードでの積
分開始時刻及び積分期間の時間幅を示すタイムチャート
であり、同図（ａ）は第１の関数選択信号に対応し、ま
た同図（ｂ）は第２の関数選択信号に対応する。

【００３６】第２のモードでは、図２（ａ），（ｂ）に
示すように、時刻ｔ1 ´〜ｔ2 ´の積分期間に供給され
るドプラ信号だけがレンジゲートユニット８で積分処理
に取り込まれる。時刻ｔ1 ´は、時刻ｔ1 からバースト
長τの半分（τ／２）だけ経過した時刻であり、時刻ｔ
1 はバースト波の送信時刻ｔ0 からレンジゲートマーカ
の深さに相当する時間△Ｔd を経過した時刻である。時
刻ｔ2 ´は時刻ｔ1 ´からレンジゲートマーカの長さに
相当する時間△ＴRGを経過した時刻である。積分期間
は、レンジゲートマーカの長さに相当する時間△ＴRGに
設定される。第２のモードでは、積分信号の感度分布を
見て理解されるように、レンジゲートマーカ内に不感領
域は存在しない。

【００３７】このように第２のモードでは、レンジゲー
トマーカの深さに相当する時刻ｔ1からτ／２だけ遅延
した時刻ｔ1 ´で積分を開始し、レンジゲートマーカの
長さに相当する時間△ＴRG、当該積分を継続することに
より、レンジゲートマーカより浅い側及び深い側それぞ
れにτ／２に相当する範囲からのドプラ信号が積分処理
に取り込まれてしまうが、図７（ａ）のケースと比較す
ると、そのレンジゲートマーカ外のドプラ信号の取り込
み量（面積）は絶対的に減少する。また、図７（ｃ）と
比較して理解されるように、積分期間がバースト長τよ
り長くなるケースに直面しても、レンジゲートマーカ内
の不感領域を完全に排除できる。

【００３８】さらに図２（ｂ）の積分信号の感度分布か
ら理解されるように、関数発生ＲＯＭ１３から例えばハ
ミング窓関数を満足するように経時的に変化する係数が
読み出され、ドプラ信号に乗算される場合、感度分布が
中央付近で高くなり、レンジゲートマーカより浅い側及
び深い側それぞれにτ／２に相当する範囲の感度分布が
抑制される。 （第２の実施の形態）図３は第２の実施の形態による超
音波診断装置のブロック図である。本実施の形態による
超音波診断装置は、超音波プローブ２１、送受信系（Ｔ
／Ｒ）２２、スペクトラムドプラユニット２３、ディジ
タルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）２４、モニタ２５、
コンソール２６とから構成される。

【００３９】超音波プローブ２１は、第１の実施の形態
の超音波プローブ１に同じである。送受信系２２は、第
１の実施の形態の送受信系２が、超音波をパルス波（P
W）又は連続波（CW）として選択的に発生させることが
可能に改良され、アナログのドプラ信号をドプラデータ
にディジタル化して出力するように最後段にＡＤＣを追
加される。広域通過型フィルタ３０は、第１の実施の形
態の広域通過型フィルタ９に同じである。高速フーリエ
変換処理回路３１は、第１の実施の形態の高速フーリエ
変換処理回路１０に同じである。ディジタルスキャンコ
ンバータ２４は、第１の実施の形態のディジタルスキャ
ンコンバータ４に同じである。モニタ２５は、第１の実
施の形態のモニタ５に同じである。

【００４０】PW時には、送受信系２２からのドプラ信号
はＲＧ積分回路２８に供給される。CW時には、送受信系
２２からのドプラ信号はCW帯域フィルタ２９に供給され
る。図４（ａ）に示すように、ＲＧ積分回路２８は、デ
ータ数Ｎのドプラデータを、加算器３３1 と、加算器３
３1 への帰還経路に挿入された遅延回路３３2 とで積分
する。勿論、遅延回路３３2 の遅延時間は、ＡＤＣのサ
ンプリング周期△ＴS に設定される。データ数Ｎは、レ
ンジゲートマーカの長さに応じた積分期間△ＴRGに依存
し、△ＴRG／△ＴS によりコントローラ２７で決定され
る。加算器３３1 の前段には、ドプラデータに、積分期
間△ＴRGに応じた係数を乗算するための乗算器３２が設
けられる。係数は、データ数Ｎに基づいて、１／Ｎ^1/2
でコントローラ２７により与えられる。

【００４１】ドプラデータをデータ数Ｎで加算すること
により、信号レベルはＮ倍になり、一方、ノイズレベル
はＮ^1/2 倍になる。したがって、レンジゲートマーカの
長さ、つまり積分期間、すなわち加算データ数の変動に
依存して、ノイズレベルが変動してしまう。本実施の形
態では、ドプラデータに係数１／Ｎ^1/2 を乗算すること
により、レンジゲートマーカの長さの変動、つまり積分
期間の変動、すなわち加算データ数の変動によらず、ノ
イズレベルを一定に保つことができる。

【００４２】図４（ｂ）に示すように、CW帯域フィルタ
２９は、ドプラデータの周波数帯域を入力帯域ｆinから
出力帯域ｆout に制限するために、 FIR型の低域通過フ
ィルタ（FIR LPF ）３４と、 IIR型の低域通過フィルタ
（IIR LPF ）３５とが縦列に接続される。 IIR型の低域
通過フィルタ３５の出力側には、濾過されたドプラデー
タに係数を乗算するための乗算器３６が設けられる。こ
の係数は、入力帯域ｆinと出力帯域ｆout との比に基づ
いて、（ｆin／ｆout ）^1/2 でコントローラ２７により
与えられる。

【００４３】入力帯域ｆinが出力帯域ｆout に制限され
ることは、１／（ｆin／ｆout ）^1/2 ＜１のゲインがか
かることに等価的であり、これは入力帯域ｆinと出力帯
域ｆout との比に応じてノイズレベルが変動してしまう
ことを意味する。本実施の形態では、 FIR型の低域通過
フィルタ３４及び IIR型の低域通過フィルタ３５の出力
データに係数（ｆin／ｆout ）^1/2 を乗算することによ
り、入力帯域ｆinと出力帯域ｆout との比の変動に関わ
らず、ノイズレベルを一定に保つことができる。

【００４４】図４（ｃ）に示すように、高速フーリエ変
換処理回路３１は、高速フーリエ変換処理部３８でレン
ジゲートマーカの長さ、つまり積分期間に応じて、ドプ
ラデータをデータ数Ｎで高速フーリエ変換処理に供す
る。高速フーリエ変換処理部３８の前段には、ドプラデ
ータに、係数を乗算するための乗算器３７が設けられ
る。係数は、データ数Ｎに基づいて、１／Ｎ^1/2 でコン
トローラ２７により与えられる。

【００４５】ドプラデータをデータ数Ｎで高速フーリエ
変換処理に供することにより、ノイズレベルに実質的に
Ｎ^1/2 のゲインがかかる。したがって、データ数の変動
に依存して、ノイズレベルが変動してしまう。本実施の
形態では、ドプラデータに係数１／Ｎ^1/2 を乗算するこ
とにより、データ数の変動によらず、ノイズレベルを一
定に保つことができる。 （第３の実施の形態）図５は第３の実施の形態による超
音波診断装置のブロック図である。なお、超音波プロー
ブ４１は、第１の実施の形態の超音波プローブ１に同じ
である。高速フーリエ変換処理回路５０は、第１の実施
の形態の高速フーリエ変換処理回路１０に同じである。
ディジタルスキャンコンバータ４４は、第１の実施の形
態のディジタルスキャンコンバータ４に同じである。モ
ニタ４５は、第１の実施の形態のモニタ５に同じであ
る。

【００４６】本実施の形態による超音波診断装置は、超
音波プローブ４１、送受信系４２、スペクトラムドプラ
ユニット４３、ディジタルスキャンコンバータ（ＤＳ
Ｃ）４４、モニタ４５、システムコントローラ４６、ド
プラ用コントローラ４７、コンソール４８とから構成さ
れる。送受信系４２は、超音波プローブ４１を駆動して
交互スキャンを実行することが可能に構成されている。
交互スキャンとは、通常スキャンが、ある１本のラスタ
に対して超音波送受信動作をレート周波数で所定回数繰
り返しながら、順次次のラスタに移っていくのに対し
て、ある１本のラスタに対して超音波送受信動作を１回
行い、同じラスタに対する次回の超音波送受信動作まで
に間に、他の何本かのラスタに対して１回ずつ超音波送
受信動作を行うものであり、１本のラスタに関して見る
と、超音波送受信動作の間隔が長くなり、実質的にレー
ト周波数が低くなって低速検出能が向上するというもの
である。なお、同じラスタに対する前後２回の超音波送
受信動作の間に行う他のラスタの超音波送受信動作の回
数を交互段数として定義する。また、送受信系４２は、
システムコントローラ４６の制御にしたがって交互段数
を変化させることが可能に構成されている。さらに、送
受信系４２は、ドプラ用コントローラ４７の制御にした
がって送信電圧を変化させることが可能に構成されてい
る。

【００４７】スペクトラムドプラユニット４３は、ドプ
ラゲイン補正用の乗算器４９と、高速フーリエ変換処理
回路５０とから構成される。なお、送受信系４２の出力
がディジタルでなくアナログであれば、乗算器４９は増
幅器に置換される。

【００４８】システムコントローラ４６には、コンソー
ル４８が接続される。コンソール４８を介して、交互段
数を変化させることが可能である。図６に示すように、
ドプラ用コントローラ４７は、データ数調整用コントロ
ーラ５１と、ドプラ感度補正用コントローラ５２とから
構成されている。データ数調整用コントローラ５１は、
交互段数が変化してレート周波数ｆPRF が実質的に変化
しても、ドプラスペクトラムの表示上で周波数分解能と
時間分解能との比を一定にするように、高速フーリエ変
換処理回路５０の周波数解析のデータ数を調整するため
のものである。この調整方法は周知であるので、簡単に
説明する。交互段数をＫ、レート周波数をｆPRF 、スク
ロールスピードをＳ、１ピクセルに相当する周波数幅に
対する時間幅の比を表すピクセル比をＰn 、係数をαと
する。まず、パラメータＡA を（１）式にしたがって求
める。

【００４９】ＡA ＝α・（（ｆPRF ・Ｓ）／（Ｐn ・
Ｋ））…（１） ここで、データ数をＮ´とする。Ｎ´＝Ｗw ・Ｎで与え
られる。Ｎは、基準データ数（通常、最小データ数とさ
れる）であり、Ｗw は基準データ数に対するデータ数の
比（Ｎ´／Ｎ）である。選択可能なデータ数が、１６、
３２、６４、１２８、２５６であるとすると、例えば、
Ｎ＝１６であり、この場合、Ｗw ＝１、２、４、８又は
１６である。

【００５０】そして、（２）式にしたがってＷw が求め
られる。 Ｗw ＝ＡA ／Ｎ² …（２） 求められたＷw が、１、２、４、８、１６のいずれにも
一致しない場合、求められたＷw に最も近いものが選択
される。求められた、又は選択されたＷw から、データ
数Ｎ´（＝Ｗw ・Ｎ）が決定される。

【００５１】なお、原理的には、交互段数がｎ倍になる
と、周波数解析のデータ数は、１／ｎ^1/2 倍に変更され
る。高速フーリエ変換処理回路５０ではデータ数調整用
コントローラ５１から、決定されたデータ数Ｗw ・Ｎの
情報を受け取り、ドプラ信号をデータ数Ｗw ・Ｎで周波
数解析に供する。データ数調整用コントローラ５１で決
定されたデータ数Ｗw ・Ｎの情報は、ドプラ感度補正用
コントローラ５２にも供給される。ドプラ感度補正用コ
ントローラ５２には、システムコントローラ４６から交
互段数Ｋの情報も供給される。

【００５２】ドプラ感度補正用コントローラ５２は、周
波数解析のデータ数の変動に伴うＳ／Ｎの変動を抑制す
るためのものである。例えば、低速検出能を半値まで下
げるように交互段数を変更すると、周波数解析のデータ
数は、１／２^1/2 倍に減少する。このデータ数の減少
は、Ｓ／Ｎを０．８ｄＢ程度低下させる。このＳ／Ｎの
低下を抑制するために、ドプラゲイン補正用の乗算器４
９のドプラゲインを、変更前の交互段数のときより、
０．８ｄＢ程度下げて、ノイズレベルを０．８ｄＢ程度
下げる。これにより、データ数によらずノイズレベルを
一定に保つことができるという効果が得られる。ただ
し、当然のこととして、ノイズレベルの低下と共に、信
号レベルも０．８ｄＢ程度低下してしまう。この信号レ
ベルの低下を補償するために、送信電圧を交互段数の変
更前より１．０９倍に増大する。このようなドプラゲイ
ン調整及び送信電圧調整により、交互段数が増加して、
データ数が減少しても、Ｓ／Ｎが劣化しないという効果
が得られる。本発明は上述した実施の形態に限定される
ことなく種々変形して実施可能である。

【００５３】

【発明の効果】本発明による超音波診断装置は、超音波
をバースト長τのバースト波として被検体内に送信し、
反射波を受信することにより受信信号を得る送受信手段
と、前記受信信号を時間的に積分することにより積分信
号を得る積分手段と、レンジゲートマーカ内のドプラス
ペクトラムを得るために前記積分信号を周波数解析する
手段と、前記積分手段が前記レンジゲートマーカの深さ
に相当するタイミングからτ／２だけ遅延したタイミン
グで積分を開始し、前記レンジゲートマーカの長さに相
当する時間継続するように前記積分手段を制御する制御
手段とを具備する。

【００５４】本発明によれば、同一反射源からの反射波
はバースト長τの時間だけ継続するので、レンジゲート
マーカの深さに相当するタイミングからτ／２だけ遅延
したタイミングで積分を開始し、レンジゲートマーカの
長さに相当する時間、当該積分を継続することにより、
レンジゲートマーカより浅い側及び深い側それぞれにτ
／２に相当する範囲からの反射成分（受信信号）が積分
処理に取り込まれてしまうが、図７（ａ）のケースと比
較すると、そのレンジゲートマーカ外成分の取り込み量
（面積）は絶対的に減少する。また、図７（ｃ）と比較
して理解されるように、積分期間がバースト長より長く
なるケースに直面しても、レンジゲートマーカ内の不感
領域を完全に排除できる。

【００５５】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波パルスを被検体内に送信し、反射波を受信すること
により受信信号を得る送受信手段と、レンジゲートマー
カの深さ及び長さに応じた特定の期間に前記送受信手段
から出力される前記受信信号を積分することにより積分
信号を得る手段と、前記レンジゲートマーカ内のドプラ
スペクトラムを得るために前記積分信号を周波数解析す
る手段と、前記送受信手段と前記積分手段との間に設け
られ、前記積分手段による積分期間に応じた重み係数を
前記受信信号に乗算する手段とを具備する。

【００５６】本発明によれば、積分期間が変化すると、
それに伴って実質的にゲインが変化してノイズレベルも
変化してしまうが、積分期間に応じた重み係数を受信信
号に乗算するので、積分期間の変化に伴う実質的なゲイ
ンの変化を打ち消して、ノイズレベルを一定に保つこと
ができる。

【００５７】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波を連続波として被検体内に送信し、反射波を受信す
ることにより受信信号を得る手段と、前記受信信号の特
定の周波数帯域を減衰するフィルタ手段と、前記フィル
タ手段の出力帯域に対する前記フィルタ手段の入力帯域
の比に応じた重み係数を前記フィルタ手段の出力信号に
乗算する手段と、ドプラスペクトラムを得るために前記
フィルタ手段の出力信号を周波数解析する手段とを具備
する。

【００５８】本発明によれば、例えばレート周波数が変
化すると、それに伴ってフィルタ手段の出力帯域に対す
る入力帯域の比が変化して実質的にゲインが変化してノ
イズレベルも変化してしまうが、この比に応じた重み係
数をフィルタ手段の出力信号に乗算することにより、こ
の実質的なゲインの変化を打ち消して、ノイズレベルを
一定に保つことができる。

【００５９】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波を被検体内に送信し、反射波を受信することにより
受信信号を得る手段と、ドプラスペクトラムを得るため
に前記受信信号をデータ数で周波数解析する手段と、前
記データ数に応じた重み係数を前記受信信号に乗算する
手段とを具備する。

【００６０】本発明によれば、周波数解析のデータ数が
変化すると実質的にゲインが変化してノイズレベルも変
化してしまうが、このデータ数に応じた重み係数を受信
信号に乗算することにより、この実質的なゲインの変化
を打ち消して、ノイズレベルを一定に保つことができ
る。

【００６１】また、本発明による超音波診断装置は、超
音波プローブと、超音波を被検体内に送信するために前
記超音波プローブに送信電圧を印加すると共に、前記超
音波プローブを介して反射波を受信することにより受信
信号を得る送受信手段と、ノイズレベルを一定に保つた
めに前記周波数解析のデータ数の変化に追従して前記周
波数解析手段のゲインを変化させるように前記周波数解
析手段を制御し、且つ前記ゲインの変化に伴う信号レベ
ルの変化を補償するために前記送信電圧を変化させるよ
うに前記送受信手段を制御する手段とを具備する。

【００６２】本発明によれば、交互段数の変化等により
周波数解析のデータ数が変化しても、周波数解析手段の
ゲインを変化させることによりノイズレベルを一定に保
つことができ、しかも周波数解析手段のゲインの変化に
伴う信号レベルの変化を、送信電圧の変化により補償す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態に係る超音波診断装置のブロ
ック図。

【図２】第１の実施の形態による積分期間を示すタイム
チャート。

【図３】第２の実施の形態に係る超音波診断装置のブロ
ック図。

【図４】図３のＲＧ積分回路、ＣＷ帯域フィルタ、ＦＦ
Ｔのブロック図。

【図５】第３の実施の形態に係る超音波診断装置のブロ
ック図。

【図６】図５のドプラ用コントローラのブロック図。

【図７】第１の実施の形態に対応する従来の問題点の説
明図。

【符号の説明】

１…超音波プローブ、 ２…送受信系、 ３…スペクトラムドプラユニット、 ４…ディジタルスキャンコンバータ、 ５…モニタ、 ６…コンソール、 ７…コントローラ、 ８…レンジゲートユニット、 ９…高域通過型フィルタ、 １０…高速フーリエ変換処理回路、 １１…乗算器、 １２…積分器、 １３…関数発生ＲＯＭ、 １４…ＲＧ幅カウンタ、 １５…ＲＧスタート位置カウンタ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 超音波をバースト長τのバースト波とし
   て被検体内に送信し、反射波を受信することにより受信
   信号を得る送受信手段と、 前記受信信号を時間的に積分することにより積分信号を
   得る積分手段と、 レンジゲートマーカ内のドプラスペクトラムを得るため
   に前記積分信号を周波数解析する手段と、 前記積分手段が前記レンジゲートマーカの深さに相当す
   る時刻からτ／２だけ遅延した時刻で積分を開始し、前
   記レンジゲートマーカの長さに相当する時間継続するよ
   うに前記積分手段を制御する制御手段とを具備したこと
   を特徴とする超音波診断装置。
2. 【請求項２】 前記送受信手段と前記積分手段との間に
   設けられ、前記積分信号の空間的感度分布が前記レンジ
   ゲートマーカの外側で０に近似するように前記受信信号
   に重み係数を乗算する手段をさらに備えることを特徴と
   する請求項１記載の超音波診断装置。
3. 【請求項３】 超音波をバースト長τのバースト波とし
   て被検体内に送信し、反射波を受信することにより受信
   信号を得る送受信手段と、 前記受信信号を時間的に積分することにより積分信号を
   得る積分手段と、 レンジゲートマーカ内のドプラスペクトラムを得るため
   に前記積分信号を周波数解析する手段と、 前記バースト長τが前記レンジゲートマーカの長さに相
   当する時間より短い場合、前記積分手段が前記レンジゲ
   ートマーカの深さに相当する時刻からτ／２だけ遅延し
   た時刻で積分を開始し、前記レンジゲートマーカの長さ
   に相当する時間継続するように前記積分手段を制御し、
   前記バースト長τと前記レンジゲートマーカの長さに相
   当する時間の半分とが一致する場合、前記積分手段が前
   記レンジゲートマーカの深さに相当する時刻からτだけ
   遅延した時刻で積分を開始し、前記レンジゲートマーカ
   の長さの半分に相当する時間継続するように前記積分手
   段を制御する制御手段とを具備したことを特徴とする超
   音波診断装置。
4. 【請求項４】 超音波パルスを被検体内に送信し、反射
   波を受信することにより受信信号を得る送受信手段と、 レンジゲートマーカの深さ及び長さに応じた特定の期間
   に前記送受信手段から出力される前記受信信号を積分す
   ることにより積分信号を得る手段と、 前記レンジゲートマーカ内のドプラスペクトラムを得る
   ために前記積分信号を周波数解析する手段と、 前記送受信手段と前記積分手段との間に設けられ、前記
   積分手段による積分期間に応じた重み係数を前記受信信
   号に乗算する手段とを具備したことを特徴とする超音波
   診断装置。
5. 【請求項５】 超音波を連続波として被検体内に送信
   し、反射波を受信することにより受信信号を得る手段
   と、 前記受信信号の特定の周波数帯域を減衰するフィルタ手
   段と、 前記フィルタ手段の出力帯域に対する前記フィルタ手段
   の入力帯域の比に応じた重み係数を前記フィルタ手段の
   出力信号に乗算する手段と、 ドプラスペクトラムを得るために前記フィルタ手段の出
   力信号を周波数解析する手段とを具備したことを特徴と
   する超音波診断装置。
6. 【請求項６】 超音波を被検体内に送信し、反射波を受
   信することにより受信信号を得る手段と、 ドプラスペクトラムを得るために前記受信信号をデータ
   数で周波数解析する手段と、 前記データ数に応じた重み係数を前記受信信号に乗算す
   る手段とを具備したことを特徴とする超音波診断装置。
7. 【請求項７】 超音波プローブと、 超音波を被検体内に送信するために前記超音波プローブ
   に送信電圧を印加すると共に、前記超音波プローブを介
   して反射波を受信することにより受信信号を得る送受信
   手段と、 ノイズレベルを一定に保つために前記周波数解析のデー
   タ数の変化に追従して前記周波数解析手段のゲインを変
   化させるように前記周波数解析手段を制御し、且つ前記
   ゲインの変化に伴う信号レベルの変化を補償するために
   前記送信電圧を変化させるように前記送受信手段を制御
   する手段とを具備したことを特徴とする超音波診断装
   置。