JPH0221259B2 - - Google Patents
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- JPH0221259B2 JPH0221259B2 JP58143918A JP14391883A JPH0221259B2 JP H0221259 B2 JPH0221259 B2 JP H0221259B2 JP 58143918 A JP58143918 A JP 58143918A JP 14391883 A JP14391883 A JP 14391883A JP H0221259 B2 JPH0221259 B2 JP H0221259B2
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- circuit
- signal
- subject
- attenuation
- attenuation coefficient
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は超音波診断装置、特に断層画像を表示
する超音波診断装置に関する。
する超音波診断装置に関する。
背景技術
超音波診断装置においては、通常の場合、パル
スエコー法が採用され、この種の超音波診断装置
は被検体中に超音波パルスビームを送受波する探
触子を含み、被検体からのエコー信号に基づいて
断層画像を表示する。すなわち、パルスエコー法
においては、探触子から超音波パルスビームを被
検体内に発射し、種々の深さからの反射波を検出
して、その強度を深さの関数としてCRT上に表
示しており、超音波の反射は被検体中で音響イン
ピーダンスの変化する部分で生じるため、パルス
エコー法によれば、被検体内における臓器等の境
界面を画像表示することができる。従つて、パル
スエコー法によれば、被検体の形態情報を得るこ
とができるが、生体組織の質的診断を行うことが
困難であるという問題があつた。
スエコー法が採用され、この種の超音波診断装置
は被検体中に超音波パルスビームを送受波する探
触子を含み、被検体からのエコー信号に基づいて
断層画像を表示する。すなわち、パルスエコー法
においては、探触子から超音波パルスビームを被
検体内に発射し、種々の深さからの反射波を検出
して、その強度を深さの関数としてCRT上に表
示しており、超音波の反射は被検体中で音響イン
ピーダンスの変化する部分で生じるため、パルス
エコー法によれば、被検体内における臓器等の境
界面を画像表示することができる。従つて、パル
スエコー法によれば、被検体の形態情報を得るこ
とができるが、生体組織の質的診断を行うことが
困難であるという問題があつた。
そこで、生体組織の減衰係数を計測し、これを
生体組織の質的診断に利用しようという研究が行
われており、この代表的なものとして超音波CT
（Computed Tomography）が提案されている。
この超音波CTの原理は、多数の異なる方向から
被検体内に超音波を透過させ、これらの透過超音
波強度から再構成演算を行い、生体組織の減衰係
数を求めようとするものである。しかしながら、
この超音波CTにおいては、超音波の透過波を検
出するという原理を用いているため、被検体内に
超音波を透過させにくい物質、例えば骨、空気等
が存在する場合には、生体組織の減衰係数を計測
することができないという欠点があつた。
生体組織の質的診断に利用しようという研究が行
われており、この代表的なものとして超音波CT
（Computed Tomography）が提案されている。
この超音波CTの原理は、多数の異なる方向から
被検体内に超音波を透過させ、これらの透過超音
波強度から再構成演算を行い、生体組織の減衰係
数を求めようとするものである。しかしながら、
この超音波CTにおいては、超音波の透過波を検
出するという原理を用いているため、被検体内に
超音波を透過させにくい物質、例えば骨、空気等
が存在する場合には、生体組織の減衰係数を計測
することができないという欠点があつた。
発明の目的
本発明は前記従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、反射エコー信号から被検体の
減衰係数を容易に計測することができる超音波診
断装置を提供することにある。
あり、その目的は、反射エコー信号から被検体の
減衰係数を容易に計測することができる超音波診
断装置を提供することにある。
発明の構成
前記目的を達成するために、本発明は、被検体
に超音波パルスビームを送受波し被検体からの反
射エコー信号に基づいて断層画像を表示する超音
波診断装置において、反射エコー信号から特定の
周波数成分を取り出す帯域通過フイルタ及び検体
回路と、前記帯域通過フイルタを介して該検波回
路からの信号を対数変換する対数変換器と、該対
数変換器から出力される信号を入力し所定の時間
間隔だけ遅延させた遅延信号を出力する第１遅延
回路と、前記対数変換器から出力される信号と前
記第１遅延回路から出力される遅延信号とを入力
しその差分の信号を求める減算回路と、前記差分
の信号を第２遅延回路と減衰器とから成るフイー
ドバツク回路が入出力間に設けられた加算回路に
入力し、該差分の信号の平均値を求めて被検体内
の反射係数の統計的変動を低減させた減衰信号を
出力する平均化回路と、を有し、前記平均化回路
の出力する減衰信号により、特定の周波数成分に
対する超音波の減衰係数を計測することを特徴と
する。
に超音波パルスビームを送受波し被検体からの反
射エコー信号に基づいて断層画像を表示する超音
波診断装置において、反射エコー信号から特定の
周波数成分を取り出す帯域通過フイルタ及び検体
回路と、前記帯域通過フイルタを介して該検波回
路からの信号を対数変換する対数変換器と、該対
数変換器から出力される信号を入力し所定の時間
間隔だけ遅延させた遅延信号を出力する第１遅延
回路と、前記対数変換器から出力される信号と前
記第１遅延回路から出力される遅延信号とを入力
しその差分の信号を求める減算回路と、前記差分
の信号を第２遅延回路と減衰器とから成るフイー
ドバツク回路が入出力間に設けられた加算回路に
入力し、該差分の信号の平均値を求めて被検体内
の反射係数の統計的変動を低減させた減衰信号を
出力する平均化回路と、を有し、前記平均化回路
の出力する減衰信号により、特定の周波数成分に
対する超音波の減衰係数を計測することを特徴と
する。
実施例
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を
説明する。
説明する。
まず本発明の原理について説明する。超音波の
減衰係数αは周波数ｆの関数であり、これをα(f)
と表わす。そして、被検体からの反射エコー信号
のうち、探触子から遠い部分で反射されたもの
は、被検体内での伝搬路が長くなるため、探触子
付近からのエコー信号と比較して超音波の減衰が
大きくなる。また減衰係数は、周波数の関数であ
るため、超音波の強度が減少するだけでなく、反
射エコー信号のスペクトルも変化することとな
る。本発明は、この性質を利用したものであり、
スペクトルのうち特定の周波数に着目し、その変
化から特定周波数に対する減衰係数を計測するも
のである。
減衰係数αは周波数ｆの関数であり、これをα(f)
と表わす。そして、被検体からの反射エコー信号
のうち、探触子から遠い部分で反射されたもの
は、被検体内での伝搬路が長くなるため、探触子
付近からのエコー信号と比較して超音波の減衰が
大きくなる。また減衰係数は、周波数の関数であ
るため、超音波の強度が減少するだけでなく、反
射エコー信号のスペクトルも変化することとな
る。本発明は、この性質を利用したものであり、
スペクトルのうち特定の周波数に着目し、その変
化から特定周波数に対する減衰係数を計測するも
のである。
第１図には、本発明の原理によるブロツク回路
が示されている。
が示されている。
探触子１０は、発振器１２により励振されて超
音波パルスビームを被検体（図示せず）に発射
し、被検体からの反射エコーは、探触子１０によ
り受信される。探触子１０には、帯域通過フイル
タ１４が接続され、該帯域通過フイルタ１４によ
り、反射エコー信号から特定の周波数成分を取り
出すことができる。なおここで、反射エコー信号
は時刻ｔの関数として求められ、超音波診断装置
に使用される超音波の周波数帯域においては、音
速は周波数にかかわらず一定であると考えられ、
この音速をＣで表わすと、反射エコーの発生した
位置ｘと探触子が反射エコーを検出した時刻ｔと
は次の関係を有する。
音波パルスビームを被検体（図示せず）に発射
し、被検体からの反射エコーは、探触子１０によ
り受信される。探触子１０には、帯域通過フイル
タ１４が接続され、該帯域通過フイルタ１４によ
り、反射エコー信号から特定の周波数成分を取り
出すことができる。なおここで、反射エコー信号
は時刻ｔの関数として求められ、超音波診断装置
に使用される超音波の周波数帯域においては、音
速は周波数にかかわらず一定であると考えられ、
この音速をＣで表わすと、反射エコーの発生した
位置ｘと探触子が反射エコーを検出した時刻ｔと
は次の関係を有する。
ｘ＝Ct／２ ……(1)
従つて、以下の説明においては、被検体内の位
置ｘと時刻ｔとを同等に取り扱う場合がある。
置ｘと時刻ｔとを同等に取り扱う場合がある。
前記帯域通過フイルタ１４のインパルス応答ｈ
（ｔ）は、次式で与えられるものとする。
（ｔ）は、次式で与えられるものとする。
ｈ（ｔ）＝ａ（ｔ）cos（2πf1t） ……(2)
(2)式において、f1は帯域通過フイルタ１４の中
心周波数であり、またａ（ｔ）はインパルス応答
の包絡線を意味する。そして、帯域通過フイルタ
１４は因果性システムであり、 ａ（ｔ）＝ ０（ｔ＜０） ０（ｔ＞t0） ……(3) とみなし得るものとする。
心周波数であり、またａ（ｔ）はインパルス応答
の包絡線を意味する。そして、帯域通過フイルタ
１４は因果性システムであり、 ａ（ｔ）＝ ０（ｔ＜０） ０（ｔ＞t0） ……(3) とみなし得るものとする。
帯域通過フイルタ１４の入力となるべき反射エ
コー信号をＰ（τ）で表わすと、この帯域通過フ
イルタ１４の出力信号ｂ（ｔ）は(2)式を用いて次
のように表わすことができる。
コー信号をＰ（τ）で表わすと、この帯域通過フ
イルタ１４の出力信号ｂ（ｔ）は(2)式を用いて次
のように表わすことができる。
ｂ（ｔ）＝∫t t-t0ｐ（τ）ａ（ｔ−τ）
cos｛2πf1（ｔ−τ）｝dτ ……(4)
ここで、ｐ（τ）×ａ（ｔ−τ）をτについてフ
ーリエ変換した結果をＡ（ｆ、ｔ）ej〓(f,t)と表わす
と、Ａ（ｆ、ｔ）ej〓(f,t)は次のようになる。
ーリエ変換した結果をＡ（ｆ、ｔ）ej〓(f,t)と表わす
と、Ａ（ｆ、ｔ）ej〓(f,t)は次のようになる。
Ａ（ｆ、ｔ）ej〓(f,t)＝∫t t-t0ｐ（τ）
ａ（ｔ−τ）e-2〓jf〓dτ ……(5)
従つて、(5)式を用いると、(4)式は次のように変
形される。
形される。
ｂ（ｔ）＝Ａ（f1、ｔ）cos｛2πf1t＋ξ（f1、ｔ）｝
……(6) ここで、ξ（f1、ｔ）は位相項である。この(6)
式の意味するところは次のようになる。すなわ
ち、帯域通過フイルタ１４の出力信号の包絡線Ａ
（ｆ、ｔ）は関数ｐ（τ）×ａ（ｔ−τ）のフーリエ
スペクトルの周波数f1における絶対値となり、換
言すれば、帯域通過フイルタ１４に接続された検
波回路１６の出力信号Ａ（f1、ｔ）は反射エコー
信号Ｐ（τ）に窓関数ａ（ｔ−τ）を掛けて取り出
された信号に含まれる周波数f1の成分の絶対値を
与えることとなる。
……(6) ここで、ξ（f1、ｔ）は位相項である。この(6)
式の意味するところは次のようになる。すなわ
ち、帯域通過フイルタ１４の出力信号の包絡線Ａ
（ｆ、ｔ）は関数ｐ（τ）×ａ（ｔ−τ）のフーリエ
スペクトルの周波数f1における絶対値となり、換
言すれば、帯域通過フイルタ１４に接続された検
波回路１６の出力信号Ａ（f1、ｔ）は反射エコー
信号Ｐ（τ）に窓関数ａ（ｔ−τ）を掛けて取り出
された信号に含まれる周波数f1の成分の絶対値を
与えることとなる。
次にＡ（f1、ｔ）すなわち検波回路１６の出力
信号に減衰係数α(f)がどのように関係するかを述
べ、Ａ（f1、ｔ）から減衰係数α(f)を求めるため
の手段について説明する。
信号に減衰係数α(f)がどのように関係するかを述
べ、Ａ（f1、ｔ）から減衰係数α(f)を求めるため
の手段について説明する。
前述したように、減衰係数α(f)は周波数ｆの関
数であるため、反射エコー信号の波形は反射体の
深さに依存する。そして、被検体内において位置
ｘの反射係数をｒ（ｘ）とすると、この位置ｘか
ら反射される反射エコー信号Px（τ）は次のよう
になる。
数であるため、反射エコー信号の波形は反射体の
深さに依存する。そして、被検体内において位置
ｘの反射係数をｒ（ｘ）とすると、この位置ｘか
ら反射される反射エコー信号Px（τ）は次のよう
になる。
Px（τ）＝ｒ（ｘ）∫∞ -∞Ｓ(f)e-2〓(f)x
e-2〓jf(2x/C)e2〓jf〓df ……(7)
ここで、Ｓ(f)は被検体に入射する超音波パルス
波形のフーリエ変換である。この(7)式を用いる
と、被検体からの反射エコー信号Ｐ（τ）は次の
ようになる。
波形のフーリエ変換である。この(7)式を用いる
と、被検体からの反射エコー信号Ｐ（τ）は次の
ようになる。
Ｐ（τ）＝∫∞ 0Px（τ）dx……(8)
次に窓関数ａ（ｔ−τ）を(8)式にかけて得られ
る信号について考える。
る信号について考える。
第２図には、本発明の原理による各種の波形が
示されており、第２図において、横軸は反射エコ
ーを検出した時刻τ（または被検体内の位置ｘ）
を示し、時刻τと位置ｘとは前述したように(1)式
の関係がある。
示されており、第２図において、横軸は反射エコ
ーを検出した時刻τ（または被検体内の位置ｘ）
を示し、時刻τと位置ｘとは前述したように(1)式
の関係がある。
第２図ａにおいては、被検体内の反射係数ｒ
（ｘ）が示され、反射係数ｒ（ｘ）は、被検体内で
音響インピーダンスの変化する境界面でのみ存在
するため、インパルス列で示されている。また第
２図ｂにおいては、(8)式で表わされる反射エコー
信号Ｐ（τ）が示され、第２図ｃにおいては、帯
域通過フイルタ１４のインパルス応答の包絡線ａ
（ｔ−τ）が示されており、更に第２図ｄにおい
ては、上記ｂとｃとの積すなわち反射エコー信号
Ｐ（τ）に窓関数ａ（ｔ−τ）を掛けた信号が示さ
れている。
（ｘ）が示され、反射係数ｒ（ｘ）は、被検体内で
音響インピーダンスの変化する境界面でのみ存在
するため、インパルス列で示されている。また第
２図ｂにおいては、(8)式で表わされる反射エコー
信号Ｐ（τ）が示され、第２図ｃにおいては、帯
域通過フイルタ１４のインパルス応答の包絡線ａ
（ｔ−τ）が示されており、更に第２図ｄにおい
ては、上記ｂとｃとの積すなわち反射エコー信号
Ｐ（τ）に窓関数ａ（ｔ−τ）を掛けた信号が示さ
れている。
第２図から明らかなように、窓関数ａ（ｔ−τ）
が矩形に近くなるように帯域通過フイルタ１４を
選択すると、Ｐ（τ）・ａ（ｔ−τ）は、位置ｘが
Ｃ（ｔ−t0）／２＜ｘ＜Ct／２の範囲にある反射体から
の 反射エコーと近似することができる。すなわち、 となる。この(9)式をτについてフーリエ変換する
と、 が得られる。
が矩形に近くなるように帯域通過フイルタ１４を
選択すると、Ｐ（τ）・ａ（ｔ−τ）は、位置ｘが
Ｃ（ｔ−t0）／２＜ｘ＜Ct／２の範囲にある反射体から
の 反射エコーと近似することができる。すなわち、 となる。この(9)式をτについてフーリエ変換する
と、 が得られる。
そして、検波回路１６の出力信号は、(10)式にお
いてｆ＝f1としたときの値の絶対値となる。従つ
て、 と表わされる。
いてｆ＝f1としたときの値の絶対値となる。従つ
て、 と表わされる。
検波回路１６には、対数増幅器１８が接続され
ており、対数増幅器１８により、検波回路１６か
らの出力信号は対数変換される。従つて、対数増
幅器１８の出力信号Al（f1、ｔ）は上記(11)式を対
数変換したものとなり、 Al（f1、ｔ）＝lnA（f1、ｔ） ＝ln｜Ｓ（f1）｜−α（f1）tC＋ε（t0、ｔ、f1）
……(12) と表わすことができる。ただし、(12)式において、
(11)式の積分項の対数をε（t0、ｔ、f1）で表わし
た。
ており、対数増幅器１８により、検波回路１６か
らの出力信号は対数変換される。従つて、対数増
幅器１８の出力信号Al（f1、ｔ）は上記(11)式を対
数変換したものとなり、 Al（f1、ｔ）＝lnA（f1、ｔ） ＝ln｜Ｓ（f1）｜−α（f1）tC＋ε（t0、ｔ、f1）
……(12) と表わすことができる。ただし、(12)式において、
(11)式の積分項の対数をε（t0、ｔ、f1）で表わし
た。
次に対数増幅器１８からの出力信号とこの出力
信号を遅延時間ｄだけ遅延させた信号との差分を
求めるために、遅延回路２０及び減算回路２２が
設けられ、この減算回路２２の出力G0（f1、ｔ）
は、 G0（f1、ｔ）＝Al（f1、ｔ−ｄ）−Al（f1、ｔ） ＝α（f1）・ｄ・Ｃ−ε（t0、ｔ、f1） ＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1） ……（13） となる。この（13）式により、(12)式におけるＳ
（f1）を消去することができ、減算回路２２から
の出力信号G0（f1、ｔ）は、周波数f1における減
衰係数α（f1）に遅延回路２０の遅延時間ｄと音
速Ｃとを掛け、これに、誤差項として｛−ε（t0、
ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝が付加されてい
る。
信号を遅延時間ｄだけ遅延させた信号との差分を
求めるために、遅延回路２０及び減算回路２２が
設けられ、この減算回路２２の出力G0（f1、ｔ）
は、 G0（f1、ｔ）＝Al（f1、ｔ−ｄ）−Al（f1、ｔ） ＝α（f1）・ｄ・Ｃ−ε（t0、ｔ、f1） ＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1） ……（13） となる。この（13）式により、(12)式におけるＳ
（f1）を消去することができ、減算回路２２から
の出力信号G0（f1、ｔ）は、周波数f1における減
衰係数α（f1）に遅延回路２０の遅延時間ｄと音
速Ｃとを掛け、これに、誤差項として｛−ε（t0、
ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝が付加されてい
る。
そこで、この誤差項｛−ε（t0、ｔ、f1）＋ε
（t0、ｔ−ｄ、f1）｝すなわち、(11)式の積分項に着
目する。積分項における反射係数ｒ（ｘ＋Ct／２） は確率変数とみるべきである。すなわち、被検体
内の反射係数ｒ（ｘ）は、生体の呼吸性移動、脈
はくによる移動、血流による移動等により変動す
るため、確定値を持つとは考えることができな
い。従つて、被検体の統計的性質が遅延時間ｄで
示される範囲で均一とみなし得る場合を考える
と、ε（t0、ｔ、f1）及びε（t0、ｔ−ｄ、f1）は
同一の期待値μを持つこととなる。そこで、誤差
項｛−ε（t0、ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝の
期待値をとると、 Ｅ｛−ε（t0、ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝ ＝Ｅ｛−ε（t0、ｔ、f1）｝ ＋Ｅ｛ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝ ＝−μ＋μ ＝０ となる。すなわち、誤差項｛−ε（t0、ｔ、f1）＋
ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝の平均値は０となる。
（t0、ｔ−ｄ、f1）｝すなわち、(11)式の積分項に着
目する。積分項における反射係数ｒ（ｘ＋Ct／２） は確率変数とみるべきである。すなわち、被検体
内の反射係数ｒ（ｘ）は、生体の呼吸性移動、脈
はくによる移動、血流による移動等により変動す
るため、確定値を持つとは考えることができな
い。従つて、被検体の統計的性質が遅延時間ｄで
示される範囲で均一とみなし得る場合を考える
と、ε（t0、ｔ、f1）及びε（t0、ｔ−ｄ、f1）は
同一の期待値μを持つこととなる。そこで、誤差
項｛−ε（t0、ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝の
期待値をとると、 Ｅ｛−ε（t0、ｔ、f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝ ＝Ｅ｛−ε（t0、ｔ、f1）｝ ＋Ｅ｛ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝ ＝−μ＋μ ＝０ となる。すなわち、誤差項｛−ε（t0、ｔ、f1）＋
ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝の平均値は０となる。
従つて、上記（13）式において、両辺の期待値
をとると、すなわち、減算回路２２からの出力信
号の平均値を求めると、誤差項｛−ε（t0、ｔ、
f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝は０に近づくので、α
（f1）・ｄ・Ｃが求められることが理解される。
をとると、すなわち、減算回路２２からの出力信
号の平均値を求めると、誤差項｛−ε（t0、ｔ、
f1）＋ε（t0、ｔ−ｄ、f1）｝は０に近づくので、α
（f1）・ｄ・Ｃが求められることが理解される。
そこで、減算回路２２からの出力信号を平均化
し出力信号G0（f1、ｔ）の平均値を求めるために、
平均化回路が設けられており、平均化回路は、加
算回路２４、減衰器２６及び遅延回路２８から成
る。なお遅延回路２８の遅延時間は発振器１２の
繰り返し周波数と等しく設定され、また減衰器２
６で決める重みを変えることは、平均回数を変え
ることに相当する。
し出力信号G0（f1、ｔ）の平均値を求めるために、
平均化回路が設けられており、平均化回路は、加
算回路２４、減衰器２６及び遅延回路２８から成
る。なお遅延回路２８の遅延時間は発振器１２の
繰り返し周波数と等しく設定され、また減衰器２
６で決める重みを変えることは、平均回数を変え
ることに相当する。
以上のようにして、減算回路２２からの出力信
号G0（f1、ｔ）の平均値が求められ、また遅延時
間ｄ及び音速ｖは既知であるので、前記（13）式
に基づいて減衰係数α（f1）を求めることができ、
これを適宜補正することにより、表示装置３０に
被検体の周波数f1における減衰係数α（f1）が表
示されることとなる。
号G0（f1、ｔ）の平均値が求められ、また遅延時
間ｄ及び音速ｖは既知であるので、前記（13）式
に基づいて減衰係数α（f1）を求めることができ、
これを適宜補正することにより、表示装置３０に
被検体の周波数f1における減衰係数α（f1）が表
示されることとなる。
なお以上の説明では、簡単のために、減衰係数
α（f1）は被検体内で一定であるとしたが、上記
の説明から容易に理解されるように、減衰係数α
(f)は被検体内全体にわたつて均一である必要がな
く、遅延回路２０の遅延時間ｄの範囲内で減衰係
数α(f)が一定であると近似できればよい。
α（f1）は被検体内で一定であるとしたが、上記
の説明から容易に理解されるように、減衰係数α
(f)は被検体内全体にわたつて均一である必要がな
く、遅延回路２０の遅延時間ｄの範囲内で減衰係
数α(f)が一定であると近似できればよい。
以上のように、本発明の原理によれば、反射エ
コー信号に基づいて被検体の減衰係数を容易に計
測することができ、これにより、被検体内の特定
周波数に対する減衰係数を画像表示することがで
きる。
コー信号に基づいて被検体の減衰係数を容易に計
測することができ、これにより、被検体内の特定
周波数に対する減衰係数を画像表示することがで
きる。
次に第３図には、本発明の実施例による超音波
診断装置のブロツク回路が示され、第３図のブロ
ツク回路においては、２種の特定周波数f1、f2に
対する減衰係数α（f1）、α（f2）を計測すること
ができる。
診断装置のブロツク回路が示され、第３図のブロ
ツク回路においては、２種の特定周波数f1、f2に
対する減衰係数α（f1）、α（f2）を計測すること
ができる。
すなわち、第３図ブロツク回路においては、帯
域通過フイルタ１４−１，１４−２、検波回路１
６−１，１６−２、対数増幅器１８−１，１８−
２、遅延回路２０−１，２０−２、減算回路２２
−１，２２−２、加算回路２４−１，２４−２、
減衰器２６−１，２６−２、及び遅延回路２８−
１，２８−２は、特定周波数f1、f2について、そ
れぞれ、２系統設けられており、これにより、２
種の特定周波数f1、f2に対する減衰係数α（f1）、
α（f2）を計測することが可能となる。
域通過フイルタ１４−１，１４−２、検波回路１
６−１，１６−２、対数増幅器１８−１，１８−
２、遅延回路２０−１，２０−２、減算回路２２
−１，２２−２、加算回路２４−１，２４−２、
減衰器２６−１，２６−２、及び遅延回路２８−
１，２８−２は、特定周波数f1、f2について、そ
れぞれ、２系統設けられており、これにより、２
種の特定周波数f1、f2に対する減衰係数α（f1）、
α（f2）を計測することが可能となる。
また一般に、生体内組織においては、減衰係数
α(f)は周波数に比例し、この周波数に対する減衰
係数の比例定数は組織診断に有力なパラメータと
なる。そこで、この比例定数をβとすると、比例
定数βは、 β＝｛α（f1）−α（f2）｝／（f1−f2）
……（14） となり、比例定数βを周波数f1、f2及び減衰係数
α（f1）、α（f2）から求めることができる。
α(f)は周波数に比例し、この周波数に対する減衰
係数の比例定数は組織診断に有力なパラメータと
なる。そこで、この比例定数をβとすると、比例
定数βは、 β＝｛α（f1）−α（f2）｝／（f1−f2）
……（14） となり、比例定数βを周波数f1、f2及び減衰係数
α（f1）、α（f2）から求めることができる。
従つて、第３図のブロツク回路によれば、減衰
係数α（f1）、α（f2）、比例定数β及び通常のパル
スエコー画像を表示可能である。以下、第３図ブ
ロツク回路について詳細に説明する。
係数α（f1）、α（f2）、比例定数β及び通常のパル
スエコー画像を表示可能である。以下、第３図ブ
ロツク回路について詳細に説明する。
第３図において、発振器１２からの送信信号
は、駆動回路３２を介して探触子１０に供給さ
れ、探触子１０は超音波パルスビームを被検体３
４に送波し、被検体３４からの反射エコーは、探
触子１０によつて受波され電気信号に変換され
る。探触子１０からの反射エコー信号は、高周波
増幅器３６、検波回路３８及びビデオ増幅器４０
で所定の増幅作用がなされた後、マルチプレクサ
４２を介して表示装置（CRT）３０に供給され、
該表示装置３０により、通常のＢモードあるいは
Ｍモードの断層画像表示が行われる。
は、駆動回路３２を介して探触子１０に供給さ
れ、探触子１０は超音波パルスビームを被検体３
４に送波し、被検体３４からの反射エコーは、探
触子１０によつて受波され電気信号に変換され
る。探触子１０からの反射エコー信号は、高周波
増幅器３６、検波回路３８及びビデオ増幅器４０
で所定の増幅作用がなされた後、マルチプレクサ
４２を介して表示装置（CRT）３０に供給され、
該表示装置３０により、通常のＢモードあるいは
Ｍモードの断層画像表示が行われる。
なお探触子１０から発射される超音波パルスビ
ームを機械的にあるいは電気的に走査するため
に、走査制御回路４４が設けられ、また表示装置
３０の掃引制御を行うために、掃引回路４６が設
けられ、掃引回路４６は走査制御回路４４からの
走査位置信号１００及び発振器１２からの同期信
号１０２に基づいて、表示装置３０に掃引トリガ
信号１０４を供給する。また発振器１２からの同
期信号１０２は、掃引回路４６の同期信号として
使用されるだけでなく、装置各部の同期信号とし
ても使用される。
ームを機械的にあるいは電気的に走査するため
に、走査制御回路４４が設けられ、また表示装置
３０の掃引制御を行うために、掃引回路４６が設
けられ、掃引回路４６は走査制御回路４４からの
走査位置信号１００及び発振器１２からの同期信
号１０２に基づいて、表示装置３０に掃引トリガ
信号１０４を供給する。また発振器１２からの同
期信号１０２は、掃引回路４６の同期信号として
使用されるだけでなく、装置各部の同期信号とし
ても使用される。
実施例においては、周波数f1、f2に対する減衰
係数α（f1）、α（f2）を計測することを特徴とし
ており、このために、前記探触子１０からの反射
エコー信号は、高周波増幅器４８で所定の増幅作
用を受けた後、それぞれ異なる中心周波数f1、f2
を有する帯域通過フイルタ１４−１，１４−２に
供給される。そして、前述した第１図ブロツク回
路と同様の作用により、周波数f1、f2に対する減
衰係数α（f1）、α（f2）が求められることとなる。
係数α（f1）、α（f2）を計測することを特徴とし
ており、このために、前記探触子１０からの反射
エコー信号は、高周波増幅器４８で所定の増幅作
用を受けた後、それぞれ異なる中心周波数f1、f2
を有する帯域通過フイルタ１４−１，１４−２に
供給される。そして、前述した第１図ブロツク回
路と同様の作用により、周波数f1、f2に対する減
衰係数α（f1）、α（f2）が求められることとなる。
なお反射エコー信号の振幅は、被検体３４内の
減衰により、時間とともに小さくなつていく。そ
こで、帯域通過フイルタ１４−１，１４−２への
入力信号の振幅が大きく変動しないようにするた
めに、高周波増幅器４８の利得を時間とともに増
大する必要があり、このために、信号発生器５０
が設けられ、該信号発生器５０により、高周波増
幅器４８を制御することができる。
減衰により、時間とともに小さくなつていく。そ
こで、帯域通過フイルタ１４−１，１４−２への
入力信号の振幅が大きく変動しないようにするた
めに、高周波増幅器４８の利得を時間とともに増
大する必要があり、このために、信号発生器５０
が設けられ、該信号発生器５０により、高周波増
幅器４８を制御することができる。
また対数増幅器１８−１と減算回路２２−１と
の間には減算回路５２−１が設けられ、同様にし
て、対数増幅器１８−２と減算回路２２−２との
間には減算回路５２−２が設けられ、該減算回路
５２−１，５２−２により、高周波増幅器４８の
利得の変動を補正することができる。すなわち、
対数増幅器１８−１，１８−２からの出力信号に
は、高周波増幅器４８の利得の対数が加算されて
おり、信号発生器５０からの利得制御信号を対数
増幅器５４で対数変換し、これを減算回路５２−
１，５２−２で減算することにより、高周波増幅
器４８の利得の変動を補正することが可能とな
る。
の間には減算回路５２−１が設けられ、同様にし
て、対数増幅器１８−２と減算回路２２−２との
間には減算回路５２−２が設けられ、該減算回路
５２−１，５２−２により、高周波増幅器４８の
利得の変動を補正することができる。すなわち、
対数増幅器１８−１，１８−２からの出力信号に
は、高周波増幅器４８の利得の対数が加算されて
おり、信号発生器５０からの利得制御信号を対数
増幅器５４で対数変換し、これを減算回路５２−
１，５２−２で減算することにより、高周波増幅
器４８の利得の変動を補正することが可能とな
る。
また遅延回路２８−１，２８−２の遅延時間
は、発振器１２の繰返し周期と等しく設定されて
いる。
は、発振器１２の繰返し周期と等しく設定されて
いる。
そして、加算回路２４−１，２４−２からの出
力信号は、それぞれ、増幅器５６−１，５６−２
で所定の増幅あるいは減衰作用を受け、増幅器５
６−１からの減衰係数信号１０６−１は減衰係数
α（f1）を示し、同様にして、増幅器５６−２か
らの減衰係数信号１０６−２は減衰係数α（f2）
を示すこととなる。該減衰係数信号１０６−１，
１０６−２はマルチプレクサ４２を介して表示装
置３０に供給され、表示装置３０により減衰係数
α（f1）、α（f2）が表示される。また減衰係数信
号１０６−１，１０６−２は、系統減算回路５８
に供給され、系統減算回路５８及び該系統減算回
路５８に接続された増幅器６０により、周波数に
対する減衰係数の比例定数βが求められる。すな
わち、系統減算回路５８によりα（f1）−α（f2）
が求められ、更に増幅器６０の利得が１／（f1−
f2）と設定されているので、前記（14）式に基づ
いて比例定数βを求めることが可能となる。そし
て、系統減算回路５８及び増幅器６０により求め
られた比例定数βの信号は、マルチプレクサ４２
を介して表示装置３０に供給され、該表示装置３
０により比例定数βが表示される。
力信号は、それぞれ、増幅器５６−１，５６−２
で所定の増幅あるいは減衰作用を受け、増幅器５
６−１からの減衰係数信号１０６−１は減衰係数
α（f1）を示し、同様にして、増幅器５６−２か
らの減衰係数信号１０６−２は減衰係数α（f2）
を示すこととなる。該減衰係数信号１０６−１，
１０６−２はマルチプレクサ４２を介して表示装
置３０に供給され、表示装置３０により減衰係数
α（f1）、α（f2）が表示される。また減衰係数信
号１０６−１，１０６−２は、系統減算回路５８
に供給され、系統減算回路５８及び該系統減算回
路５８に接続された増幅器６０により、周波数に
対する減衰係数の比例定数βが求められる。すな
わち、系統減算回路５８によりα（f1）−α（f2）
が求められ、更に増幅器６０の利得が１／（f1−
f2）と設定されているので、前記（14）式に基づ
いて比例定数βを求めることが可能となる。そし
て、系統減算回路５８及び増幅器６０により求め
られた比例定数βの信号は、マルチプレクサ４２
を介して表示装置３０に供給され、該表示装置３
０により比例定数βが表示される。
なお実施例においては、表示装置３０の前段に
マルチプレクサ４２が接続されているので、マル
チプレクサ４２により、周波数f1に対する減衰係
α（f1）、周波数f2に対する減衰係数α（f2）、比例
定数β、及び通常のＢモードあるいはＭモードの
断層画像のいずれか１個または２個以上を適宜選
択して同時に表示装置３０に表示することができ
る。
マルチプレクサ４２が接続されているので、マル
チプレクサ４２により、周波数f1に対する減衰係
α（f1）、周波数f2に対する減衰係数α（f2）、比例
定数β、及び通常のＢモードあるいはＭモードの
断層画像のいずれか１個または２個以上を適宜選
択して同時に表示装置３０に表示することができ
る。
以上のように、実施例によれば、２種の周波数
すなわちf1、f2に対する減衰係数α（f1）、α（f2）
を計測することができ、更に周波数に対する減衰
係数の比例定数βを計測することができる。従つ
て、減衰係数分布及び減衰係数の周波数に対する
傾きの分布を表示することが可能となり、病変部
の診断に有効な情報を提供することが可能とな
る。
すなわちf1、f2に対する減衰係数α（f1）、α（f2）
を計測することができ、更に周波数に対する減衰
係数の比例定数βを計測することができる。従つ
て、減衰係数分布及び減衰係数の周波数に対する
傾きの分布を表示することが可能となり、病変部
の診断に有効な情報を提供することが可能とな
る。
なお上記実施例においては、減衰係数を計測す
るためのブロツクを２系統設け、２種の周波数
f1、f2に対する減衰係数α（f1）、α（f2）を求めた
が、減衰係数を計測するためのブロツクを３系統
以上設け、３種以上の周波数に対する減衰係数を
計測することも可能である。
るためのブロツクを２系統設け、２種の周波数
f1、f2に対する減衰係数α（f1）、α（f2）を求めた
が、減衰係数を計測するためのブロツクを３系統
以上設け、３種以上の周波数に対する減衰係数を
計測することも可能である。
発明の効果
以上説明したように、本発明によれば、反射エ
コー信号から被検体の減衰係数を容易に計測する
ことができる。従つて、被検体の減衰係数を計測
し、これを生体組織の質的診断に有効に利用する
ことができる。
コー信号から被検体の減衰係数を容易に計測する
ことができる。従つて、被検体の減衰係数を計測
し、これを生体組織の質的診断に有効に利用する
ことができる。
第１図は本発明の原理によるブロツク回路図、
第２図は本発明の原理による波形図、第３図は本
発明の実施例による超音波診断装置のブロツク回
路図である。 １４……帯域通過フイルタ、１６……検波回
路、１８……対数増幅器、２０……遅延回路、２
２……減算回路、２４……加算回路、２６……減
衰器、２８……遅延回路、３４……被検体、５８
……系統減算回路。
第２図は本発明の原理による波形図、第３図は本
発明の実施例による超音波診断装置のブロツク回
路図である。 １４……帯域通過フイルタ、１６……検波回
路、１８……対数増幅器、２０……遅延回路、２
２……減算回路、２４……加算回路、２６……減
衰器、２８……遅延回路、３４……被検体、５８
……系統減算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被検体に超音波パルスビームを送受波し被検
体からの反射エコー信号に基づいて断層画像を表
示する超音波診断装置において、 反射エコー信号から特定の周波数成分を取り出
す帯域通過フイルタ及び検波回路と、 前記帯域通過フイルタを介して該検波回路から
の信号を対数変換する対数変換器と、 該対数変換器から出力される信号を入力し所定
の時間間隔だけ遅延させた遅延信号を出力する第
１遅延回路と、 前記対数変換器から出力される信号と前記第１
遅延回路から出力される遅延信号とを入力しその
差分の信号を求める減算回路と、 前記差分の信号を第２遅延回路と減衰器とから
成るフイードバツク回路が入出力間に設けられた
加算回路に入力し、該差分の信号の平均値を求め
て被検体内の反射係数の統計的変動を低減させた
減衰信号を出力する平均化回路と、を有し、 前記平均化回路の出力する減衰信号により、特
定の周波数成分に対する超音波の減衰係数を計測
することを特徴とする超音波診断装置。 ２ 特許請求の範囲１記載の装置において、前記
帯域通過フイルタ及び検波回路、対数変換器、減
算回路が複数の特定周波数成分についてそれぞれ
複数系統設けられ、各系統からの信号の差分を求
める系統減算回路を有し、 各系統により複数の特定周波数成分に対する減
衰係数を計測して該系統減算回路により周波数成
分に対する減衰係数の比例定数を計測することを
特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14391883A JPS6036038A (ja) | 1983-08-08 | 1983-08-08 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14391883A JPS6036038A (ja) | 1983-08-08 | 1983-08-08 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6036038A JPS6036038A (ja) | 1985-02-25 |
| JPH0221259B2 true JPH0221259B2 (ja) | 1990-05-14 |
Family
ID=15350122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14391883A Granted JPS6036038A (ja) | 1983-08-08 | 1983-08-08 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6036038A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02225780A (ja) * | 1988-11-14 | 1990-09-07 | Naka Tech Lab | カード錠およびそのカード錠を備えたメールボックス |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6055260A (ja) * | 1983-09-06 | 1985-03-30 | Terumo Corp | 超音波測定方法およびその装置 |
| JPS60176629A (ja) * | 1984-02-23 | 1985-09-10 | テルモ株式会社 | 超音波測定装置 |
| JPH02167465A (ja) * | 1988-12-21 | 1990-06-27 | Ngk Insulators Ltd | 超音波探傷検査方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5637820B2 (ja) * | 1972-08-16 | 1981-09-02 | ||
| JPS56147082A (en) * | 1980-04-17 | 1981-11-14 | Yoshinori Hayakawa | Method and device for quantitative ultrasonic inspection using plural frequencies |
-
1983
- 1983-08-08 JP JP14391883A patent/JPS6036038A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02225780A (ja) * | 1988-11-14 | 1990-09-07 | Naka Tech Lab | カード錠およびそのカード錠を備えたメールボックス |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6036038A (ja) | 1985-02-25 |
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