JPH09501277A - デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、デジタル変調された信号を復調するための方法及び復調器に係る。この方法によれば、受信されるべき信号（Ｓ）は本質的に直角位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号と混合される。例えば、復調器の干渉裕度を改善するために、Ｉ／Ｑ平面における信号点の逐次シフトの方向角（β、γ）間の差（α）が上記基本帯域信号から測定され、そしてこの差が、受信記号に関する判断遂行に用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器発明の分野 本発明は、デジタル変調された信号を直角復調する方法に係る。この方法にお いて、受信されるべき信号は、本質的に、直角位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号 と混合される。又、本発明は、受信されるべき信号を、本質的に互いに直角位相 のＩ及びＱ信号に混合するための混合手段を備えた復調器にも係る。 本発明の方法は、一定振幅の変調、例えばＦＳＫ（周波数シフトキーイング） 信号及びＭＳＫ（最小シフトキーイング）信号に最も良く適しているが、その原 理は、非一定振幅の変調にも適用できる。先行技術の説明 直角復調器は、通常、例えばＱＡＭ（直角振幅変調）、ＰＳＫ（位相シフトキ ーイング）及びＣＰＭ（連続位相変調）に関連して使用される。図１は、デジタ ル変調された信号を復調するための直角復調を用いた典型的な復調器を示してい る。受信器の入力は、同相で受信されるべきＲＦ又は中間周波信号Ｓを、枝路Ｉ のミクサ１２の信号入力と、枝路Ｑのミクサ１３の信号入力とに分割する電力ス プリッタ１１を備えている。第２の電力スプリッタ１４を通して、局部発振信号 ＬＯが、枝路Ｉのミクサ１２の局部発振入力に同相で付与されると共に、枝路Ｑ のミクサ１３の局部発振入力に９０°移相して付与される。ミクサの出力から得 られた基本帯域信号Ｉ及びＱは、各々、専用の基本帯域増幅器１５及び１６を経 て処理ユニット１７へ送られ、サンプリング及び判断がなされる。基本帯域増幅 器は、おそらく、ローパスフィルタ及びイコライザも含む。 処理ユニット１７の中身は、どの変調方法が使用されるかにより異なる。例え ば、ＱＰＳＫ（直角位相シフトキーイング）信号の場合には、処理ユニットは、 判断比較器（信号が正であるか負であるか、即ち論理１が受け取られたか論理０ が受け取られたかを比較する）と、クロック及びキャリア波再生回路とを備えて いる。クロック再生回路は、正しいサンプリングの瞬間をセットし、そしてキャ リア波再生回路は、局部発振信号ＬＯを到来信号に対して位相固定状態に保持す る。 上記の直角復調を使用するときには、実際に次のような種々の問題が生じる。 （Ａ）第１グループの問題は、局部発振器から到来する位相ノイズと、局部発 振信号ＬＯの位相跳躍とを含み、この跳躍は、機械的及び電気的な理由で生じ、 座標の回転及びジッタを引き起こす。 （Ｂ）第２グループの問題は、ミクサ（１２及び１３）及びそれに続く増幅器 （１５及び１６）の出力電圧に生じて判断範囲をずらすようなオフセット（電圧 レベルの）より成る。 （Ｃ）基本帯域増幅器をＡＣ結合することにより上記の欠点が修正された場合 でも、信号の最低周波数がカットオフされるので、信号歪が発生する。これは、 特に１と０の長い列における歪と考えられる。 （Ｄ）第４グループの問題は、基本帯域信号に干渉電圧を引き起こす直角ミク サ（１２及び１３）の機械的感度（機械的なノイズ）より成る。これらは、いわ ゆる直接受信（到来信号がＲＦ信号である）の場合に特に欠点となる。というの は、基本帯域増幅器の増幅度が高くなければならないからである。 （Ｅ）第５グループの問題は、広い周波数帯域がミクサ（１２及び１３）へ到 来する場合の直接受信に特に関係している。従って、受信周波数から離れた位置 にあって変化する振幅を有する信号でも、ミクサに整流を生じさせる。これは、 基本帯域信号において振幅変化に対応する干渉電圧のようにみえる。或いは又、 互いに接近した周波数をもつ２つの干渉信号が一緒に混合すると、基本帯域信号 に干渉を引き起こすことがある。 上記した全ての現象は、受信エラーを引き起こす。 上記問題を次の手段によって解決する試みが初期になされている。 （Ａ）ある場合には、信号位相に関連した障害の影響が、差動検出を用いるこ とにより減衰されている。これは、個別の発振器によって発生されて当該信号に 位相固定された（狭帯域で）基準キャリア波の位相が検出の位相基準として使用 されず、判断をなす瞬間に先行する記号（１つ又は複数）の位相が使用されるよ うにして行われている。従って、低い周波数の位相変化の影響は、相当に減少す るが、受信感度に若干のロスが生じる。 （Ｂ）及び（Ｃ）基本帯域オフセット電圧の影響は、基本帯域増幅器をＡＣ結 合することによって補正できる。これは信号に歪を生じ、それ故、増幅器の下限 周波数を非常に低くするか、又は判断を行う段階でフィードバックを発生して、 このフィードバックが、増幅器で失われた低周波数の信号成分を再生するもので あるようにしなければならない。このフィードバックループは、あまり多くのノ イズが結合されないようにするために比較的低速でなければならない。これらの フィードバックループは、基本帯域信号から比較的低速の影響しか排除できない ものである。 （Ｄ）低い周波数については、上記（Ｂ）及び（Ｃ）項の場合のように、機械 的ノイズ（マイクロフォニック）は減少できるが、ミクサの機械的ノイズにより 生じた干渉のスペクトルは、通常、高い周波数に達し、上記上記手段では、この 影響を完全に排除するに充分ではない。 （Ｅ）非一定振幅の干渉信号における振幅変化率と、相互に混合する干渉信号 間の周波数差とに基づいて、干渉成分が基本帯域信号に除去のために与えられる が、このような方法は現在知られていない。発明の要旨 本発明の目的は、上記問題を軽減すると共に、新規な差動復調方法及び復調器 を提供することである。これは、基本帯域信号から、Ｉ／Ｑ平面における信号点 の逐次シフトの方向角間の差を測定し、そしてこの差を、受信記号に関する判断 遂行に用いることを特徴とする本発明の方法によって達成される。又、本発明に よる復調器は、Ｉ／Ｑ平面に生じる逐次信号点のシフトの方向角間の差を測定す る手段を備えたことを特徴とする。 本発明の考え方は、差動検出を使用し、Ｉ／Ｑ平面に生じた信号点（座標点） シフトの方向角間の差を測定し、そしてこれらの差のみに基づくか又はこれらの 差及びＩ／Ｑ平面に生じたシフトの長さに基づいて受信記号を判断する（そのた びに使用する変調方法に基づく判断遂行範囲を用いて）ことである。 従って、従来の解決策とは対照的に、本発明による差動検出の意図は、原点に 対する座標点の角度を測定して、そこから差を計算するものではない。本発明の 意図は、むしろ、Ｉ／Ｑ平面における逐次シフトの方向間の角度を測定すること である。 本発明による復調器は、位相ジッタ（上記問題（Ａ））にかなり耐え得るもの である。というのは、この問題を構成する若干低速な位相変化は、１つの監視イ ンターバル（２つのサンプリングインターバル）中に影響を及ぼすに足る時間が ないからである。これは、監視を受けるインターバルがあまり長くない場合の差 動復調方法の典型である。 本発明の新規な特徴は、本発明による復調器が、Ｉ及びＱチャンネルのオフセ ット（ＤＣレベルオフセット）、及び基本帯域信号における低い周波数及び若干 高い周波数の干渉電圧にもかなり耐え得ることである。位相ジッタ及び基本帯域 干渉の強度は、約２０ｄＢ／桁だけ減少され、干渉信号の周波数は、サンプリン グ周期をＴとすれば、１／（２＊π＊Ｔ）より低い。 従って、基本帯域増幅器は、簡単なＡＣ結合増幅器であり、その周波数下限は 比較的高いものである。又、復調器は、ミクサの機械的ノイズ及び干渉のＡＭ検 出にも非常に耐え得る。但し、これらの影響がサンプリング周波数よりも約１． ５ないし２桁低い周波数に限定される場合だけである。これは、通常の場合もそ うである。図面の簡単な説明 以下、添付図面の図２ないし５を参照して本発明を詳細に説明する。 図１は、典型的な直角検出を用いた受信器を示す図である。 図２は、本発明の原理を示す図である。 図３は、本発明による検出器のブロック図である。 図４は、本発明による検出器の１つの実施形態を詳細に示す図である。 図５は、図４に示す実施形態とは別の実施形態を示す図である。好ましい実施形態の詳細な説明 図２は、Ｉ／Ｑ平面における３つの逐次のサンプリングの瞬間に対応する座標 点（信号点）Ｐ１ないしＰ３を示すことにより本発明の復調器の原理を示してい る。参照番号２１は、座標点のシフトを表す曲線を示す。既知の方法では、座標 点の角度δ１ないしδ３は、受信時に原点に対して測定され、そして受信ビット は、角度の絶対値に基づき、おそらくは信号振幅データも用いることにより判断 される（コヒレント検出）か、又はこれらの角度の差に基づき判断される（差動 検出）。本発明によれば、上記角度を測定することを意図するのではなく、Ｉ／ Ｑ平面に生じる逐次のシフトの方向間の角度、即ち逐次のシフトの方向角間の差 を測定する。このような角度は、参照文字αで図示されている。方向角βは、点 Ｐ１から点Ｐ２へのシフトに対応し、そして方向角γは、点Ｐ２から点Ｐ３への シフトに対応する。上記シフトの方向間の角度αは、これらシフトの方向角間の 差、即ちα＝γ−β（角度βは負である）に対応する。 実際に、シフトは、例えば、サンプリング時点における信号点の位置（Ｐ１、 Ｐ２、Ｐ３）間の差として決定することができる。第２の方法は、最初にＩ及び Ｑ信号を微分しそして実質的にシフトの中間において導関数の値を測定すること である。しかしながら、この第２の方法は、所望の結果の近似値しか生じないの で、好ましいものではない。 本発明による復調器のブロック図が主として図３に示されている。使用する参 照番号は、図１の同じ部分について使用したものと同一である。復調器の前端の 構造は、基本帯域増幅器に関する限り図１に示す既知の構造に対応し、それ故、 この点については再び説明しない。 本発明について重要なものは、各受信枝路の基本帯域増幅器の後に接続された ΔＵ及びΔＴブロック３７及び３８である。これらのブロックにおいて、Ｉ及び Ｑチャンネルの信号から、サンプリング後のシフト（２つの順次のサンプリング 時点の間の各軸の方向における信号値の変化）、又はサンプリング前の導関数が 計算される。図中の破線は、サンプリングのクロック信号を示す。ある実施形態 においては、ブロック３７及び３８は、組合せ構造を有するものでもよく、又、 以下に述べるように別の方法で実施されてもよい。 信号シフトの計算の後に、シフトの方向角と、それらの間の差が処理ユニット ３９において計算される。このため、正確な方法と近似的な方法があるが、これ らは、本発明の実際の考え方に属するものではないので、ここでは説明しない。 重要なことは、方向角の計算について使用可能な計算方法が容易に見つかること である。受け取った記号の値は、シフトの方向間の角度αから（方向角間の差か ら）決定される。処理ユニットにおいては、Ｉ／Ｑ平面に生じたシフトの長さを 決定することもでき、更に、以下に述べるように、判断をなすときにシフトの長 さを考慮に入れることができる。 本発明の方法を用いた復調器実施方法の詳細は、使用する変調に基づく。 例えば、２−ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調を取り上げ、変調指数が 例えばｈ＝１である場合には、サンプリング周波数は、通常、ビット周波数の２ 倍である（信号ベクトルの回転方向を見出せるようにするために）。角度αが正 である場合には、例えば、高い周波数、即ちこの例では、論理１が送信され、そ して角度αが負である場合には、低い周波数、即ちこの例では、論理０が送信さ れる。 変調指数がｈ＝０、５であるようなＭＳＫ変調又は２−ＦＳＫ変調に関連する 場合には、サンプリング周波数が、通常は、ビット周波数に等しい。２つの順次 のサンプリング時点の間の信号位相の変化は、ＭＳＫ変調の場合に±９０°しか ないので、本発明の方法を使用するときには、判断遂行範囲が次のようになる。 角度αが０ないし１３５°である場合は、高い周波数（例えば、論理１）が受け 取られる。他方、角度αが０ないし−１３５°である場合は、低い周波数（例え ば、論理０）が受け取られる。角度αが±１３５ないし１８０°である場合は、 前のものとは異なる周波数（ビット）が受け取られる。 サンプリング周波数及び判断遂行範囲を変えることにより、多数のレベルでの 異なる変調及び異なる変調指数に対して適当な復調器が形成される。しかしなが ら、上記の例は、装置（変調器及び復調器）を比較的簡単に実施できるという点 で効果的である。 図４は、復調器の１つの考えられる実施形態を詳細に示している。使用する参 照番号は、図１の同一部分に用いたものと同じである。基本帯域増幅器１５及び １６（もし必要であれば、ローパスフィルタ及びイコライザを含む）の後に、信 号からサンプルが取り出され、Ａ／Ｄコンバータ４１及び４２によって数値形態 に変換される。各枝路の信号は、専用の減算ユニットＡ（枝路Ｉ）及びＢ（枝路 Ｑ）へ各々付与される。各枝路において、減算ユニットは、各々メモリ手段４３ 及び４４と、各々減算回路４５及び４６とを備えている。Ａ／Ｄコンバータの出 力はメモリ手段及び減算回路へ接続され、そしてメモリ手段の出力は減算回路へ 接続される。各メモリ手段は、手前のサンプリング時点でＡ／Ｄコンバータによ り発生された値をメモリに保持するレジスタとして働く。減算回路は、デジタル 減算により対応する軸（Ｉ又はＱ）の方向のシフトのサイズを計算する。シフト のサイズの情報は、減算回路からメモリ回路４７、例えばＰＲＯＭ回路へ供給さ れ、そこには、Ｉ／Ｑ座標と極座標との間のプログラム可能な変換テーブルが記 憶されている。このテーブルを用いることにより、Ｉ／Ｑ座標から極座標への変 換がメモリ回路において実行され、これは、計算されたシフトから角度形態への 変換を意味する。上記変調方法におけるシフトの長さが一定である場合には、サ イズ情報は不要である。シフトの長さが一定でない場合には（例えば、４−ＦＳ Ｋ）、長さ情報が、判断遂行のための方向角の変更と共に使用される。 各シフトに関して、その方向角のサイズの情報及びおそらくはＩ／Ｑ平面にお けるその長さの情報が、メモリ回路の出力から得られる。長さデータＬＤは、判 断遂行に使用されるべく判断遂行回路５０に直接供給される。 容易に準備できるテーブルを使用するのではなく、監視されるべきシフトが充 分低速で生じる場合には、組合せロジック又はソフトウェアによって変換を計算 することもできる。 方向角の値は、メモリ回路の次にある減算ユニットＣへ送られ、該ユニットの 実施は減算ユニットＡ及びＢの実施に対応し、このユニットは、方向角の手前の 値を記憶するためのメモリ手段４８と、デジタル減算により順次の方向角間の差 （角度α）を計算する減算回路４９とを備えている。 その後、判断遂行回路５０において受け取ったビットに基づき、例えば、上記 基準に基づき容易に判断が行われる。前記したように、判断遂行基準は、どの変 調方法が使用されるかによって異なる。 上記の物理的な実施は、簡単で且つ大部分はデジタルであり、従って、種々の 状態において容易に動作する装置が達成される。 図５は、図４の実施形態とは別の実施形態を示す。この別の実施形態は、最初 にＩ及びＱ信号を微分して実質的にシフトの中間において導関数の値を測定する 上記形態に対応する。このため、時間に対してアナログ信号Ｉ及びＱを各々微分 する導関数回路５１及び５２が基本帯域増幅器の後に接続されている。微分され た信号は、Ａ／Ｄコンバータ４１及び４２において各々数値形態（離散的サンプ ル）に変換され、そして上記のように動作するメモリ回路４７へ供給される。実 際に、図４及び５の実施形態の相違のみが実施され、即ちその段階において連続 信号の処理から離散的信号の処理への切り換えが行われる。 以上、添付図面の例を参照して本発明を説明したが、本発明はこれに限定され るものではなく、上記した本発明の考え方及び請求の範囲内で変更し得るもので ある。又、上記したように、復調器の実施の細部は、どんな変調方法が使用され るかに基づいて変化する。又、上記から明らかなように、本発明の原理は、２つ の逐次のサンプリング時点の間にゼロシフトが考えられない（方向角をゼロシフ トから見出すことのできない）全ての変調方法に適している。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．デジタル変調された信号を直角復調する方法であって、受信されるべき信 号（Ｓ）を本質的に直角位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号と混合するような方法 において、基本帯域信号から、Ｉ／Ｑ平面における信号点の逐次シフトの方向角 （β、γ）間の差（α）を測定し、そしてこの差を、受信記号に関する判断遂行 に用いることを特徴とする方法。 ２．上記受信記号は、上記差（α）のみに基づいて判断する請求項１に記載の 方法。 ３．上記受信記号は、上記差（α）及び上記シフトの長さに基づいて判断する 請求項１に記載の方法。 ４．上記方向角（β、γ）を測定するときに、Ｉ及びＱの両軸の方向に生じる シフトのサイズをサンプリング時点における信号点の位置（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３） 間の差として決定する請求項１に記載の方法。 ５．上記方向角（β、γ）を測定するときに、Ｉ及びＱの両軸の方向に生じる シフトのサイズを、最初にＩ及びＱ信号を微分し（５１、５２）そしてその後に （４１、４２）実質的にシフトの中間で導関数の値を測定することにより導関数 によって決定する請求項１に記載の方法。 ６．デジタル変調された信号を復調する復調器であって、受信されるべき信号 （Ｓ）を、本質的に互いに直角位相のＩ及びＱ信号へと混合するための混合手段 （１２、１３、１４）を備えた復調器において、Ｉ／Ｑ平面に生じる逐次信号点 のシフトの方向角（β、γ）間の差（α）を測定する手段（３７、３８、３９） を備えたことを特徴とする復調器。 ７．上記手段は、Ｉ軸の方向及びＱ軸の方向に両方に２つの逐次のサンプリン グ時点の間に生じるシフトのサイズを計算するための計算手段（Ａ；Ｂ）を備え た請求項６に記載の復調器。 ８．上記計算手段は、Ｉ及びＱ信号の両方に対し、メモリ手段（４３；４６） を含む減算ユニット（Ａ；Ｂ）と、上記軸の方向に生じるシフトのサイズを計算 するための減算手段（４５；４６）とを備えた請求項７に記載の復調器。 ９．上記手段は、Ｉ信号及びＱ信号の導関数を決定するための微分手段（５１ ；５２）を備えている請求項６に記載の復調器。 １０．上記手段は、更に、上記計算手段によって与えられる情報に応答して少 なくとも方向角（β、γ）を決定するためのメモリ回路、好ましくは、ＰＲＯＭ 回路（４７）を備えている請求項７、８又は９に記載の復調器。 １１．上記手段は、更に、メモリ手段（４８）及び減算手段（４９）を含む第 ３の減算ユニット（Ｃ）を備え、該ユニットは、上記メモリ回路（４７）に応答 して、上記メモリ回路によって与えられる方向角の情報に基づいて方向角間の差 （α）を決定する請求項１０に記載の復調器。 １２．上記手段は、更に、Ｉ／Ｑ平面に生じたシフトの長さを決定するための 長さ決定手段（４７）を備えている請求項６又は１０に記載の復調器。 １３．上記長さ決定手段は、上記メモリ回路（４７）に含まれる請求項１０及 び１２に記載の復調器。