JPH09504667A

JPH09504667A - 異なったｐｎシーケンスにより拡散された２つのデータ信号の直角多重化

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Publication number: JPH09504667A
Application number: JP7513320A
Authority: JP
Inventors: ゼハビ、エフライム
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-10-27
Publication date: 1997-05-06
Anticipated expiration: 2014-01-27
Also published as: TW306100B; CN1133658A; AU1084795A; EP0727115A1; JP2851706B2; ES2267099T3; WO1995012937A1; KR100254249B1; DE69434790T2; IL111450A0; ATE333170T1; KR960706242A; BR9407919A; RU2120189C1; CA2175488A1; AU679813B2; DE69434790D1; ZA948431B; HK1015211A1; FI961826A7

Abstract

(57)【要約】拡散スペクトル通信システムの同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）通信チャンネル上で情報を通信する改良されたシステムおよび方法がここで開示されている。１実施形態では、第１、第２の情報信号（ａ_n、ｂ_n）はそれぞれ直接シーケンス拡散スペクトル通信信号を使用してＩおよびＱ通信チャンネル上で送信される。予め定められたＰＮコード（178,180）の同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）と直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号はそれぞれ第１、第２の情報信号（ａ_n、ｂ_n）を拡散するために使用される。特に、ＩチャンネルとＱチャンネル変調信号（Ｓ_I、Ｓ_Q）を与えるため、ＰＮ_IとＰＮ_Q信号はそれぞれ第１、第２の情報信号（ａ_n、ｂ_n）と直角関数信号（174）と結合される。ＩチャンネルとＱチャンネル変調信号（Ｓ_I、Ｓ_Q）は、それぞれＩおよびＱ通信チャンネルを経て受信機へ送信するように同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）搬送波信号を変調するために使用される。好ましい構成では、受信機は、ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信されたＩチャンネルおよびＱチャンネル変調搬送波信号（Ｒ_I、Ｒ_Q）に基いて少なくとも第１の情報信号の評価値を生成するように動作される。受信されたＩおよびＱチャンネル変調搬送波信号（Ｒ_I、Ｒ_Q）は復調され拡散から戻され、結果的なシーケンスは同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）投影信号へ相関される。位相回転装置はＩおよびＱ投影信号と受信されたパイロット信号に基づいて少なくとも第１の情報信号の評価値を与えるように動作する。

Description

【発明の詳細な説明】異なったＰＮシーケンスにより拡散された２つのデータ信号の直角多重化［発明の技術的背景］１．技術分野本発明は拡散スペクトル信号を利用する通信システム、特に、拡散スペクトル通信システムで情報と通信するための優秀で改良された方法および装置に関する。２．関連技術の説明通信システムはソース位置から物理的に異なった使用者の目的地へ情報信号を伝送することを可能にするように開発されている。アナログおよびデジタル方法の両者はこのような情報信号をソースと使用者位置を連結する通信チャンネル上で伝送するために使用されている。デジタル方法は例えば、チャンネル雑音と干渉に対する改良された免疫性と、増加した容量と、暗号化の使用による通信の改良された秘密安全性とを含んだアナログ技術に関する幾つかの利点を与える。通信チャンネル上でソース位置から情報信号を送信するときに、情報信号は最初にチャンネル上での効率的な伝送に適した形態に変換される。情報信号の変換または変調は、結果的に変調された搬送波のスペクトルがチャンネル帯域幅内に限定される方法で情報信号に基づいて搬送波のパラメータを変化することを含んでいる。使用者位置で、本来のメッセージ信号はチャンネル上の伝播に続いて受信された変調された搬送波から複製される。このような複製は通常ソース送信機により使用される変調プロセスの反対のプロセスを使用することにより達成される。変調はまた多重化、即ち共通のチャンネル上で複数の信号の同時伝送を容易にする。多重化された通信システムは通常、通信チャンネルへの連続的アクセスよりも比較的短い期間の断続的なサービスを必要とする複数の遠隔加入者ユニットを含んでいる。１組の加入者ユニットにより短時間にわたる通信を可能にするように設計されているシステムは多重アクセス通信システムと呼ばれている。特定のタイプの多重アクセス通信システムは拡散スペクトルシステムとして知られている。拡散スペクトルシステムでは、使用される変調技術は通信チャンネル内の広い周波数帯域にわたって送信信号の拡散を生じる。多重アクセス拡散スペクトルシステムの１つの形式はコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調システムである。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重化アクセス（ＦＤＭＡ）のような他の多重化アクセス通信システム技術と、振幅圧伸した単一の側波帯のようなＡＭ変調方式は技術で知られている。しかしながら、ＣＤＭＡの拡散スペクトル変調技術は多重アクセス通信システムのこれらの変調技術で重大な利点を有する。多重アクセス通信システムのＣＤＭＡ技術の使用は1990年２月 13日発行の“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING S ATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS”と題する米国特許第4,901,307号明細書に記載されている。前述参照の米国特許第4,901,307号明細書では、多重アクセス技術が説明されており、ここで、トランシーバをそれぞれ有する多数の自動車電話システム使用者はＣＤＭＡ拡散スペクトル通信信号を使用して衛星中継器または地球上のベース局を通じて通信する。ＣＤＭＡ通信を使用して、周波数スペクトルは多数回再使用され、それによってシステム使用者容量の増加を許容する。ＣＤＭＡを使用すると、他の多重アクセス技術を使用して達成するよりも非常に高いスペクトル効率が結果として得られる。特に、１対の位置間のＣＤＭＡシステムにおける通信は特有の使用者拡散コードを使用してチャンネル帯域幅にわたって各送信信号を拡散することにより達成される。特定の送信信号は抽出される送信信号に関連する使用者拡散コードにより通信チャンネルで複合信号エネルギをデスプレッドすることにより通信チャンネルから抽出される。特に、拡散スペクトル通信システムでは、種々のタイプの使用者チャンネル（例えば、音声、ファクシミリ、または高速度データ）が異なったデータ速度で動作することを可能にするのが望ましい。これらのシステムは典型的に公称上のデータ速度で動作するチャンネルと、より多くのトラフィックのデータ容量を与える減少されたデータ速度のトラフィックチャンネルとを有するように設計されている。しかしながら、減少されたデータ速度チャンネルを使用することによりトラフィックの容量を増加することはデータ送信に必要な時間を長くし、典型的に比較的複雑なデータコーダおよびデコーダの使用を必要とする。さらに、ある拡散スペクトル通信システムでは、公称速度よりも高速度のデータの送信を可能にするデータ速度のトラフィックチャンネルを増加する必要もある。従って、本発明の目的は、トラフィックチャンネルの容量がデータ速度の対応する減少がなく、増加されることのできるＣＤＭＡ拡散スペクトル通信システムを与えることである。さらに、本発明の目的は通信チャンネルが公称システム速度よりも高速度のデータ伝送に有効であるこのようなＣＤＭＡシステムを与えることである。［発明の要約］直交ＰＮコードシーケンスを使用する拡散スペクトル通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の実行は使用者間の相互干渉を減少し、それによってより高い容量と良好な性能を可能にする。本発明はＣＤＭＡ拡散スペクトル通信システムの同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）にわたって情報を通信するための改良されたシステムおよび方法を提供する。例示的な実施形態では、第１と第２の情報信号はそれぞれ直接シーケンス拡散スペクトル通信信号を使用してＩおよびＱ通信チャンネルで送信される。予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）と直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号はそれぞれ第１と第２の情報信号を拡散するために使用される。特にＰＮ_I信号はＩチャンネル変調信号を与えるために第１の情報信号および直交関数信号と結合される。同様に、ＰＮ_Q信号は、Ｑチャンネル変調信号を与えるため第２の情報信号および直交関数信号と結合される。ＩチャンネルおよびＱチャンネル変調信号はＩおよびＱ通信チャンネルを経て同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号をそれぞれ受信機に送信するため変調するのに使用される。例示的な実施形態では、受信機はＩおよびＱ通信チャンネルで受信されたＩチャンネルおよびＱチャンネル変調搬送波信号に基いて少なくとも第１の情報信号の評価値を発生するように動作する。受信されたＩチャンネルおよびＱチャンネル変調搬送波信号は直交関数信号を使用して中間受信信号に復調される。特に、中間受信信号は、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるためデスプレッドＰＮ_Iを使用して相関を解除される。第１の組のＩおよびＱ投影信号と受信パイロット信号に基いて第１の情報信号の評価値を与えるように位相回転装置は動作する。［図面の簡単な説明］本発明の特徴、目的、利点は添付図面を伴った以下の詳細な説明から容易に明白になるであろう。同一の参照符号は全体を通じて対応している。図１は一般的な拡散スペクトル送信機のブロック図を示している。図２は本発明によりＩチャンネルおよびＱチャンネル情報信号を送信するように配置されている拡散スペクトル送信機の好ましい実施例のブロック図を示している。図３は好ましい実施例の拡散スペクトル送信機内に含まれている変調および拡散回路網のより詳細な図を与えている。図４はＩおよびＱチャンネルのパイロットシーケンスを与えるためのパイロット発生回路網を示している。図５は本発明の好ましい実施例に含まれているＲＦ送信機の１構成例を示している。図６はＩおよびＱ通信チャンネルで送信されるＲＦ信号エネルギを受信するように配置されている例示的なダイバーシティ受信機のブロック図である。図７は選択された送信通路上で受信された信号エネルギを処理するように選択された受信機指のブロック図である。図８は図７で示されている選択された受信機指のより詳細な図を与えている。［好ましい実施例の詳細な説明］図１を参照すると、1992年４月７日発行の“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATI NG SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”と題する米国特許第5,103,459号明細書に記載されているような拡散スペクトル送信機が示されている。図１の送信機では、例えばボコーダによりデータに変換された音声から構成されているデータビット100はエンコーダ102に供給され、ここでビットは入力データ速度に応じたコード符号反復によりコンボリューションエンコードされる。データビット速度がエンコーダ102のビット処理速度よりも低いとき、コード符号反復は、エンコーダ102がその動作速度に一致するビット速度で反復的データ流を生成するように入力データビット100を反復することを指示する。コード化されたデータはインターリーブ装置104に与えられ、ここでこれはインターリーブされたブロックである。インターリーブされた符号データは排他的オアゲート106の入力へ１９．２ｋｓｐの例示速度でインターリーブ装置104から出力される。図１のシステムでは、インターリーブされたデータ符号はチャンネル上での伝送により大きな秘密に対する安全性を与えるようにスクランブルされる。音声チャンネル信号のスクランブルは目標とする受信加入者ユニットに特有のＰＮコードでインターリーブされたデータを疑似雑音（ＰＮ）コード化することにより達成される。このようなＰＮスクランブルは適切なＰＮシーケンスまたは暗号方式を使用してＰＮ発生器108により与えられることができる。ＰＮ発生器108は典型的に１．２２８８ＭＨｚの固定した速度で特有のＰＮコードを発生するための長いＰＮ発生器を含んでいる。このＰＮコードはデシメータを通過され、結果的な９．２ＭＨｚスクランブルシーケンスはそこに与えれる加入者ユニット識別情報に応じて排他的オアゲート106の他の入力に供給される。排他的オアゲート106の出力はその後、排他的オアゲート110の１つの入力に与えられる。図１を再度参照すると、排他的オアゲート110の他の入力はウォルシュ（Walsh ）コード発生器112に接続されている。ウォルシュ発生器112は、情報が伝送されるデータチャンネルに割当てられたウォルシュシーケンスに対応する信号を発生する。発生器112により与えられるウォルシュコードは長さ64の64ウォルシュコードの組から選択される。64直交コードは６４×６４のハダマード（Hadamard）マトリックスからのウォルシュコードに対応し、ここではウォルシュコードは単一の行または列マトリックスである。スクランブルされた符号データとウォルシュコードは排他的オアゲート110により排他的オア処理され、その結果、得られた出力は排他的オアゲート114,116の両者への入力として与えられる。排他的オアゲート114はまたＰＮ_I発生器118からＰＮ_I信号を受信し、排他的オアゲート116の他方の入力はＰＮ_Q発生器118からＰＮ_Q信号を受信する。ＰＮ_IおよびＰＮ_Q信号は、特定の領域、即ちＣＤＭＡシステムによりカバーされるセルに典型的に対応する疑似ランダム雑音シーケンスであり、それぞれ同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）通信チャンネルに関連する。ＰＮ_IおよびＰＮ_Q信号はそれぞれ送信前に使用者データをさらに拡散するために排他的オアゲート110の出力で排他的オア処理される。結果的なＩチャンネルコード拡散シーケンス122とＱチャンネルコード拡散シーケンス126は直角の１対の正弦波を２位相変調するために使用される。変調された正弦波は合計され、帯域通過フィルタ処理され、ＲＦ周波数にシフトされ、再度フィルタ処理され、通信チャンネル上で送信を完了するためにアンテナを経て放射される前に増幅される。パイロット信号と多重変調器の使用のさらに詳細な説明は前述の米国特許第5,103,459号明細書に記載されている。図１の送信システムでは、同一の情報、即ちチャンネルデータ100はＩチャンネルコード拡散シーケンス122とＱチャンネルコード拡散シーケンス126により公称チャンネルデータ速度で通信チャンネル上で伝送されることが観察されている。後述するように、本発明はそれぞれＰＮ_IコードとＰＮ_Qコードを使用して公称速度で１対の異なった情報信号を送信する技術を提供する。異なった情報信号が別々に各対のＩおよびＱ通信チャンネルにより伝送されるとき、公称システムデータ速度で動作することができる拡散スペクトルシステム内のチャンネル数は実効的に二倍にされる。その代りに、所定のＣＤＭＡ通信チャンネルは独立した同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネルへ二分されてもよい。このことは例えば単一の情報信号が、ＩおよびＱチャンネルの間で信号を分けることにより公称速度の二倍で送信されることを可能にする。米国特許第5, 103,459号明細書で説明されている方法と類似の方法では、パイロット信号は送信用の多重チャンネル変調データと結合されてもよい。図２は本発明により異なったＩチャンネル154およびＱチャンネル156情報信号を送信するように配置された拡散スペクトル送信機150の好ましい実施例のブロック図を示している。図を簡単にする目的で、１つのみのチャンネル対が示されている。この送信方式では、送信機はパイロット信号に加えて、他の使用者チャンネル用に図２で説明されているような回路の多数のコピーを含んでいてもよいことを理解すべきである。後述するように、ＩチャンネルおよびＱチャンネル情報信号は位相直角で送信される同一周波数のＲＦ搬送波信号を使用してＩおよびＱ通信チャンネルに与えられる。１構成例ではシステム使用者の総数の１／２がＩチャンネルだけで情報を受信し、一方残りの使用者はＱチャンネルだけで情報を受信する。その代りに、高いデータ速度の構成では、各使用者は同一のウォルシュコードにより変調されるＩチャンネルおよびＱチャンネル情報信号を受信する。このように単一情報信号からなる１／２のデータはそれぞれＩおよびＱチャンネル上を送信され、従って、公称速度の二倍のデータ送信を可能にする。特定の応用では、情報信号154,156は例えばボコーダまたは他のデジタルデータによりデータビット流に変換された音声から構成されてもよい。情報信号154, 156は個々の使用者チャンネル信号（例えば使用者Ａのデータおよび使用者Ｂのデータ）またはデマルチプレクサ152により２つのデータ流に分離される単一の高速度データチャンネル信号であってもよい。データ流はそれぞれ１対のコード化およびインターリーブ回路網160,164に供給される。回路網160,164は情報信号 154,156をコンボリューションエンコードし、入力データ速度に応じてコード符号反復でインターリーブされる。コード符号反復がなければ、回路網160,164は例えば９．６ｋビット／秒の公称速度で動作する。情報信号の入力データビット速度（例えば４．８ｋビット／秒）がこの公称速度よりも低い時、情報信号154, 156を構成するビットは公称符号速度（例えば９．６ｋビット／秒）と同一の速度で反復的データ流を生成するように反復される。コード化されたデータはインターリーブされ、コード化されインターリーブされた符号流ａ_nとｂ_nとして回路網160,164から出力される。抽出されたＩチャンネル154とＱチャンネル156情報信号のコンボリューションコード化されインターリーブされたものにそれぞれ対応する符号流ａ_nおよびｂ_n は変調および拡散回路網170に供給される。回路網170はウォルシュ発生器174により供給される信号により符号流ａ_nとｂ_nを変調するように動作する。好ましい実施例では、ウォルシュ発生器174により与えられる信号は、符号流ａ_nとｂ_nが伝送される特定の１対のＩおよびＱ通信チャンネルに割当てられたウォルシュコードシーケンスから構成される。９．６ｋビット／秒のデータ速度例では、発生器174により与えられるウォルシュシーケンスは典型的に長さ64の１組の64直交ウォルシュコードから選択される。好ましい実施例では、ウォルシュシーケンスのチップ速度は１．２２８８ＭＨｚに選択される。これに関連して、チップ速度はシステムで使用されるベースバンドデータ速度により正確に分離可能であることが望ましい。また、除数が２の累乗であることも望ましい。１秒当り９６００ビットの公称ベースバンドデータ速度で動作する少なくとも１つの使用者チャンネルは１．２２８８ＭＨｚ、即ち１２８×９６００の例示的なウォルシュチップ速度を生じると考えられる。図２で示されているように、変調および拡散回路網170にはさらにＰＮ_IおよびＰＮ_Qシーケンス発生器178,180によりＰＮ_IおよびＰＮ_Q拡散信号が与えられる。ＰＮ_IシーケンスはＩ通信チャンネルに関連され、ａ_n符号流をＩチャンネルコード拡散シーケンスＳ_Iに拡散するように回路網170内で使用される。同様に、ＰＮ_QシーケンスはＱ通信チャンネル上でＱチャンネルコード拡散シーケンスＳ_Qとして送信する前にｂ_n符号流を拡散するように回路網170によって利用される。結果的なＩチャンネルおよびＱチャンネルコード拡散シーケンスＳ_IとＳ_QはＲＦ送信機182内で発生される直角対の正弦波を２位相変調するために使用される。ＲＦ送信機18 2では、変調された正弦波は通常合計され、帯域通過フィルタ処理され、ベースバンド周波数からＩＦ周波数へ、さらにＲＦ周波数へシフトされ、ＩおよびＱ通信チャンネル上で送信を完了するようにアンテナ184を経て放射される前に種々の周波数段で増幅される。送信機150がＮ個のこのような送信機のうちｉ番目であると仮定し、ｉ＝１， …Ｎであり、ＩチャンネルおよびＱチャンネル拡散シーケンスＳ_I（ｉ）およびＳ_Q（ｉ）が発生され、それは以下の式により表される。Ｓ_I（ｉ）＝ａ_n（ｉ）Ｗ_iＰＮ_I （１）Ｓ_Q（ｉ）＝ｂ_n（ｉ）Ｗ_iＰＮ_Q （２）Ｗ_iはウォルシュ発生器174により与えられるウォルシュシーケンスを示している。図３を参照すると、変調および拡散回路網170のより詳細な表示が示されている。回路網170は任意選択的に１．２２８Ｍチップ／秒の固定チップ速度で動作する長いＰＮコードシーケンス発生器184と、１９．２ｋｓｐｓの速度例でスクランブルコードを与えるデシメータ188とを含んでいる。ＰＮ発生器184は所望のコードを発生するためにコード選択入力に応答する。ＰＮ発生器184は他の長さのコードが使用されてもよいが、典型的には２⁴²−１チップ程度の長さでコードシーケンスを与える。ＩおよびＱ通信チャンネルの対上で伝送される情報を区別することは必要ではないが、長いＰＮスクランブルシーケンスは通信の秘密の安全性を強化するために使用されることができる。一人の使用者の高速度データがＩとＱの両チャンネルで伝送される場合には、同一のＰＮコードシーケンスは同一である。しかしながら、ＩとＱチャンネルが異なった使用者に割り当てられる場合では、長いＰＮスクランブルコードは異なっていることが好ましく、例えば異なったコードシーケンスが使用されるか、または同一のコードシーケンスであるが異なったコード位相オフセット（遅延または進歩したコードシーケンス）であることが好ましい。ＰＮ発生器184は技術でよく知られているようにこのようなコードシーケンスを発生することができる。図３の回路と同様の多数の装置が使用される多重アクセスの場合、各使用者チャンネルに割当てられるスクランブルコードは、異なったコードまたは異なったコード位相オフセットではなく同一コードにより異なることが好ましい。排他的オアゲート186と190は、長いＰＮ発生器184により発生され、Ｉチャンネルパワー制御およびタイミング回路192とＱチャンネルパワー制御およびタイミング回路196に送られる前に符号流ａ_nとｂ_nをスクランブルするようにデシメータ188を経て与えられる特有のスクランブルコードを利用するために使用される。回路192と196はパワー制御およびタイミング情報ビットを符号流ａ_nおよびｂ_nへ多重化することによりＩおよびＱ通信チャンネルの使用者からの信号送信で制御が行われることを可能にする。ＩチャンネルおよびＱチャンネルタイミングおよびパワー制御回路192,196により発生される多重化された符号流はそれぞれ排他的オア結合器202,204の入力に与えられる。図３で示されているように、排他的オア結合器202と204の他方の入力にはウォルシュ発生器174により発生される予め割当てられたウォルシュシーケンスに対応する信号が与えられる。ＩチャンネルおよびＱチャンネル回路192と196からの符号流は排他的オアゲート202と204によってウォルシュシーケンスと排他的オア処理され、結果的なビット流は排他的オアゲート208および210への入力としてそれぞれ与えられる。排他的オアゲート210はまたＰＮ_I信号を受信し、一方排他的オアゲート208の残りの入力はＰＮ_Q信号を受信する。ＰＮ_IおよびＰＮ_Q信号はそれぞれ排他的オアゲート202と204の出力と排他的オア処理され、ＩチャンネルおよびＱチャンネルベースバンドフィルタ214,216へ入力として与えられる。１実施形態ではベースバンドフィルタ214,216は通過帯域０≦ｆ≦ｆ_pで±δの間に限定される標準化された周波数応答Ｓ（ｆ）を有するように設計され、これは停止帯域ｆ≧ｆ_sにおいて−δ₂以下である。１実施形態では、δ₁＝１．５ｄＢで、 δ₂＝４０ｄＢで、ｆ_p＝５９０ｋＨｚで、ｆ_s＝７４０ｋＨｚである。図３で示されているように、ベースバンドフィルタ214,216はＩチャンネルおよびＱチャンネル拡散シーケンスＳ_IおよびＳ_Q を発生する。ＩチャンネルおよびＱチャンネルベースバンドフィルタ214,216からのフィルタ処理された信号はＲＦ送信機182へ与えられる。好ましい実施例では、データ変調を含まないパイロットチャンネル信号はＩチャンネルとＱチャンネル拡散シーケンスＳ_IとＳ_Qと共に送信される。パイロットチャンネル信号は、信号の獲得と追跡の目的に使用される変調されていない拡散スペクトル信号として特徴づけられる。本発明による複数の送信機を含むシステムでは、与えられている１組の通信チャンネルはそれぞれ特有のパイロット信号により識別される。しかしながら、パイロット信号に対して別の組のＰＮ発生器を使用するのではなく、１組のパイロット信号を発生するより効率的な方法は同一基礎シーケンスでシフトを使用することであることが認識される。この技術を使用すると、目的とする受信機ユニットは逐次的にパイロットシーケンス全体を検索し、最強の相関を発生するオフセットまたはシフトに同調する。従って、パイロットシーケンスは好ましくはシステムで多数のパイロット信号を支持するために多数の異なったシーケンスが基本的なシーケンスのシフトにより発生されることができる程に十分長い。さらに、分離またはシフトはパイロット信号中で干渉がないことを確実にするのに十分大きくなければならない。１実施形態では、パイロットシーケンスの長さは２¹⁵であるように選択され、これは６４チップの基本的シーケンスでオフセットを有する５１２の異なったパイロット信号を可能にする。図４を参照すると、パイロット発生回路網230は、全てのゼロから構成されるウォルシュ“ゼロ”Ｗ₀シーケンスを排他的オアゲート244,246へ与えるためのウォルシュ発生器240を含んでいる。ウォルシュシーケンスＷ₀は、排他的オアゲート244,246をそれぞれ使用してＰＮ_IとＰＮ_Qシーケンスにより乗算される。シーケンスＷ₀はゼロのみを含むので、結果的にシーケンスの情報内容はＰＮ_IとＰＮ_Q シーケンスにのみに依存する。それ故、別の実施例では、排他的オアゲート244 ,246は直接与えられるＰＮ_IとＰＮ_Qシーケンスと共に存在する必要はない。排他的オアゲート244,246により発生されるシーケンスは有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）フィルタ250と252への入力として与えられる。ＩチャンネルおよびＱチャンネルパイロットシーケンスＰ_IおよびＰ_Qにそれぞれ対応するＦＩＲフィルタ250および252から出力されるフィルタ処理されたシーケンスはＲＦ送信機18 2へ供給される。シーケンスＷ₀は別の実施例について前述したようにゼロのみを含むので、排他的オア結合器244,246はＦＩＲフィルタ250,252へ直接与えられるＰＮ_IとＰＮ_Q と共に存在する必要はないことに留意すべきである。図５を参照すると、ＲＦ送信機182の例示的構造が示されている。送信機182はＰＮ_I拡散データ信号Ｓ_IiとＩチャンネルパイロットＰ_Iとを合計するためのＩチャンネル合計装置270を含んでおり、ｉ＝１乃至Ｎである。同様に、Ｑチャンネル合計器272はＰＮ_Q拡散データ信号Ｓ_QiとＱチャンネルパイロットＰ_Qとを結合する役目を行い、ｉ＝１乃至Ｎである。デジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ274,276はＩチャンネルおよびＱチャンネル合計器270,272 からのデジタル情報をそれぞれアナログ形式に変換するために設けられている。Ｄ／Ａコンバータ274,276により発生されるアナログ波形は局部発振器（ＬＯ）搬送波周波数信号Ｃｏｓ（２πｆｔ）およびＳｉｎ（２πｆｔ）と共にそれぞれミキサ288,290に与えられ、ここでこれらは混合され合計器292へ与えられる。直角位相搬送波信号Ｓｉｎ（２πｆｔ）とＣｏｓ（２πｆｔ）は適当な周波数源（図示せず）から与えられる。これらの混合されたＩＦ信号は合計器292で合計され、ミキサ294へ与えられる。ミキサ294は合計された信号を周波数シンセサイザ296からのＲＦ周波数信号と混合し、ＲＦ周波数帯域への周波数上方向変換を行う。ＲＦ信号は同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分を含み、帯域通過フィルタ298によりフィルタ処理され、ＲＦ増幅器299へ出力される。増幅器299は送信パワー制御回路（図示せず）からの入力利得制御信号に応じて帯域制限された信号を増幅する。ＲＦ送信機182の構造を異ならせることは、ここで説明されていない種々の信号の合計、混合、フィルタ処理、増幅技術を使用するが当業者にはよく知られていることを理解すべきである。表Ｉは例示速度1.2，2.4，4.8，9.6，19.2ｋｂｐｓにおけるデータ送信に対応する変調パラメータの値を要約した形態で示している。図６はＲＦ送信機182により与えられるＲＦ信号を受信するために配置された例示的なダイバーシティ受信機のブロック図である。図６では送信されたＲＦ信号はアンテナ310により受信され、アナログ受信機312とデジタル受信機314から構成されるダイバーシティＲＡＫＥ受信機に与えられる。アンテナ310により受信されアナログ受信機312へ与えられる時、信号は個別または多数の加入者受信機を目的地とする同一のパイロットおよびデータ信号の多通路伝播から構成される。アナログ受信機312はこの実施形態ではＱＰＳＫモデムとして構成され、周波数下方向変換し、受信信号を複合ＩおよびＱ成分へデジタル化する。複合ＩおよびＱ成分は復調のためにデジタル受信機314に与えられる。復調されたデータは結合、デインターリーブ、デコードのためにデジタル回路316へ与えられる。アナログ受信機312から出力された各ＩおよびＱ成分は同一のパイロットおよび対応するデータ信号の多通路伝播から構成されてもよい。デジタル受信機314 では、制御装置318と結合した探索受信機315により選択されて、送信信号のある多通路伝播は多数データ受信機または復調器320ａ乃至320ｃの異なった１つによりそれぞれ処理され、これはまた“指（フィンガ）”とも呼ばれている。３つのみのデータ復調指（復調器320ａ乃至320ｃ）が図６で示されているが、それ以上またはそれ以下の指が使用されてもよいことを理解すべきである。複合ＩおよびＱ成分から、各指は選択された通路に対応したパイロットおよびデータ信号のＩおよびＱ成分ＲＩおよびＲＱをデスプレッドにより抽出する。各指に対するパイロット信号のＩおよびＱ成分はパイロットベクトルを形成し、ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータのＩおよびＱ成分は１対のデータベクトルを形成するものと言うことができる。本発明によると、パイロットおよびデータベクトルのこれらのＩおよびＱ成分はＩチャンネルおよびＱチャンネルデータの評価値を生成するために受信信号エネルギから抽出される。パイロット信号は典型的にデータ信号よりも大きな信号強度で送信され、このようにパイロット信号ベクトルの大きさは受信されたデータ信号ベクトルよりも大きい。従って、パイロット信号ベクトルは信号処理用の正確な位相基準として使用されることができる。送信プロセスでは、送信されるときのパイロットおよびデータ信号は受信機へ同一の通路を伝播する。しかしながら、チャンネル雑音のために、受信信号は通常、送信位相角度からオフセットされる。ドット、即ちスカラの公式であるパイロット信号ベクトルとＩチャンネルおよびＱチャンネルデータ信号ベクトルとの積は選択される受信機指により受信される信号からＩチャンネルおよびＱチャンネルデータを抽出するためここで説明されているように使用される。特に、ドット積はパイロットベクトルを各データベクトルに投影することによりパイロットベクトルと同位相であるデータベクトルの成分の大きさを発見するために使用される。選択された受信機指により受信された信号エネルギからパイロット信号を抽出する１プロセスは図８を参照して以下説明され、“PILOT CARRIER DOT PROD UCT CIRCUIT”と題する1992年11月24日出願の米国特許第07/981,034号明細書にも記載されている。前述したように、１構成例では、各使用者は長さ64の１組の64直交ウォルシュコードＷ_iの１つの組を割当てられる。これは、パイロットチャンネル、63のＩチャンネル、63のＱチャンネルを含む１組のチャンネルが所定の対の拡散シーケンスＰＮ_IとＰＮ_Qを使用して送信されることを可能にする。チャンネルのこのような十分な補充に関する送信される信号エネルギは次式のように表されてもよい。アナログ受信機312によりｋ番目の送信通路上で受信された信号Ｒ^K（ｔ）は結果として次式により与えられる。ここで、送信された信号は受信機の局部基準に関するランダム位相シフトθを有し、ここでｎ（ｔ）は信号Ｒ^K（ｔ）内に固有の信号妨害雑音を示している。信号Ｒ^K（ｔ）はベースバンドインパルス応答ｈ（−ｔ）を有するアナログ受信機3 12内の帯域通過フィルタを通過され、ここでｈ（ｔ）は送信機182内のベースバンドフィルタのインパルス応答を示している。フィルタ処理された信号はｔ：ｎＴ_W回サンプルされ、ここでＴ_Wは割当てられたウォルシュコードシーケンスＷ_i の連続チップ間の期間を示している。これらの動作はＩおよびＱ投影R_I ^kとR_Q ^kを発生する。 R_I ^k＝Rk(t)cos(ω_Ot)＊h(t)Iｔ＝nT_w (7) R_Q ^k＝−Rk(t)sin(ω_Ot)＊h(t)Iｔ＝nT_w (8) 式（６）を使用すると、サンプルされた投影R_I ^k（ｎＴ_w）とR_Q ^k（ｎＴ_w）は次式により得られる。ここで、雑音項Ｎ_iとＮ_qはゼロ平均と分散σ²のランダムプロセスとして特徴づけられる。本発明によると、符号流ａで送信される信号を受信するように選択された受信機指によりサンプルされた投影 R_I ^k（ｎＴ_w）とR_Q ^k（ｎＴ_w）から得られる。図７を参照すると、アナログ受信機312により発生される抽出された投影R_I ^k（ｎＴ_w）およびR_Q ^k（ｎＴ_w）を処理するために選択された受信機指320（図６）の１つのブロック図が示されている。受信機指320は位相評価および時間追跡回路3 44と共に復調／デスプレッドおよび位相回転回路340を含んでいる。さらに詳細に以下説明するように、回路340は割当てられたウォルシュコードシーケンスＷ_i を使用してサンプルされた投影 R_I ^k（ｎＴ_w）および R_Q ^k（ｎＴ_w）を復調するように動作する。復調に続いて、結果的なビット流はＰＮ_IとＰＮ_Qシーケンスを使用してデスプレッドされ、１組の相関器に与えられる。相関器はＩおよびＱ通信チャンネル上を伝送されるデータの位相および直角位相投影の中間物を発生するように動作する。データ評価値a_n ^kおよびb_n ^kは受信機314の送信波形と局部的に発生された基準との間の相を回転することにより生成される。位相評価と時間追跡回成するのに適切な他の回路を含む。好ましい実施例では、位相評価および時間追跡回路344はサンプルされた投影R_I ^k （ｎＴ_w）および R_Q ^k（ｎＴ_w）の復調およびデスプレッド中に回路340により発生された中間信号に基いてｋ番目の通路上で送信されたパイロット信号の評価値を与えるように動作する。抽出されたパイロット信号は符号結合器（図示せず）内の時間整列と共に回路340により行われる位相回転動作用に使用され、これには送信データ符号結合器内で、各通路上を送信するデータの評価値は時間整列され、共に加算され、それによって信号対雑音比を改善する。図８では図７で示されている受信機指320のより詳細な構成が示されている。図８で示されているように、回路340は乗算器380と382を含んでおり、これには１．２２８８ＭＨｚのＰＮ拡散速度でサンプルされた投影R_I ^k（ｎＴ_W）と、R_Q ^k （ｎＴ_W）が供給されている。１実施形態では、図８で示されている各乗算器に与えられている２進シーケンスの局部的な高低値はそれぞれ＋１と−１であると仮定する。ウォルシュ発生器386は乗算器380と382の両者に接続され、ここでその出力（Ｗ_i）は投影 R_I ^k（ｎＴ_W）および R_Q ^k（ｎＴ_W）と乗算される。回路3 40はさらにＰＮ_Iシーケンスを乗算器398と400へ与え、ＰＮ_Qシーケンスを乗算器 402と404へ与えるためＰＮ発生器390および392を含んでいる。図８により示されているように、乗算器380からのウォルシュ復調投影Ｒ２（ｎＴ_W）は乗算器398 でＰＮ_Iシーケンスと乗算され、乗算器402でＰＮ_Qシーケンスと乗算される。同様に、乗算器382から出力されたウォルシュ復調投影R′_Q ^kは乗算器400でＰＮ_Iシーケンスと乗算され、乗算器404でＰＮ_Qシーケンスと乗算される。乗算器398と400はウォルシュ復調投影R′_I ^kとR′_Q ^kをＰＮ_Iシーケンスと相関する。適切なタイミングが時間整列回路410によりＰＮ_Iシーケンスとシーケンス R′_I ^k（ｎＴ_W）およびR′_Q ^k（ｎＴ_W）の間で維持され、その動作を以下説明する。同様に、R′_I ^k（ｎＴ_W）とR′_Q ^k（ｎＴ_W）は乗算器402と404によりＰＮ_Qシーケンスと相関される。乗算器398および400の相関された出力は対応するＩチャンネル累積装置 414および416に与えられ、乗算器402と404の相関された出力は対応するＱチャンネル累積装置418と420に与えられる。累積装置414,416,418,420は１ウォルシュ符号期間Ｔ_Wにわたって入力情報を累算し、その期間Ｔ_Wは実施形態では６４チップにわたる。累積装置の出力は時間整列回路410の制御下で、対応するスイッチ4 34,436,438,440を通って遅延素子424,426,428,430に与えられる。それぞれＩ_IとＩ_Qとして示されるＩチャンネル累積装置414,416の出力は次式のように表されることができる。ここで雑音項ｎ_iおよびｎ_qはゼロ平均と分散Ｌσ²とを有する独立したランダム変数であり、ここで割当てられたウォルシュコードはＬウォルシュチップの長さを有すると仮定する。同様に、Ｑチャンネル累積装置428と430のＱ出力Ｑ_IとＱ_Q は次式により与えられる。再び図８を参照すると、位相評価および時間追跡回路344は受信機指320内の時間整列を維持するために使用されるパイロット位相信号を発生するためのパイロット抽出回路450を含んでいる。パイロット抽出回路450は加算器454および456を含んでおり、これには乗算器400,402からの出力と乗算器398,404からの出力とが与えられている。回路450はさらに乗算器466へそれぞれウォルシュシーケンスＷ_i およびＷ₀を供給するように動作するウォルシュ発生器462,464を備えている。回路410によってウォルシュ発生器462,464へ与えられるタイミング情報のために適切に時間整列された乗算器466により発生された結果的な復調シーケンスＷ_iＷ₀ は乗算器468,470へ与えられる。シーケンスＷ_iＷ₀は乗算器468により加算器454 の出力と乗算され、乗算器470はシーケンスＷ_iＷ₀に応答して加算器456により与えられる出力について同一の動作を行う。乗算器468および470の出力は、受信パイロット信号の位相のバイアスされていない評価値の生成を確実にするように選択された時間間隔にわたってパイロット抽出累積装置474,478によりそれぞれ累算される。１実施形態では、累積時間は継続期間２ｒＬであり、前述したようにＬはウォルシュ符号期間に対応する。この累積時間は通常、パイロット位相の評価値に所望である時間の直前および直後に生じる時間期間の長さ“ｒＬ”にわたって生じる。累積装置414,416,418,420 により発生する出力とパイロット抽出累積装置474,480の出力の間の時間整列は、遅延素子424,426,428,430により維持される。各遅延素子424,426,428,430により影響される信号遅延は将来のウォルシュ符号“ｒ”の広さの間隔と等しい継続期間であるように選択される。従って、ｎ番目の送信符号ａ_nおよびｂ_nに対応するパイロット評価値の発生において、Ｌ（ｎ−ｒ）＋１≦ｊ≦Ｌ（ｎ＋ｒ）である１組のデータサンプルＳ_jは累積装置474,478により累積される。スイッチ482, 486は周波数１／ＬＴ_wで閉じた位置に切換えられ、一方スイッチ434,436,438,44 0は周波数１／ＬＴ_wで切換えられて閉じられる。パイロット抽出累積装置482,486により発生される信号はｋ番目の通路にわたって送信されるパイロット（Ｐ_K）信号のＩチャンネルおよびＱチャンネル投影に対応し、それぞれ次式のように表されてもよい。図８を参照すると、パイロット信号のＩチャンネルおよびＱチャンネル投影はそれぞれＩチャンネル位相回転装置550とＱチャンネル位相回転装置552との両者に与えられている。Ｉチャンネル位相回転装置550はパイロット信号Ｐ_Kにより加重されたｋ番目の通路上で送信されるデータシーケンスa_n ^k 発生する。Ｉチャンネル位相回転装置550により行われる特定の動作は次式のように表されてもよい。ここで式（１８）は三角恒等式を用いて式（１７）から得られる。式（１８）の検査によって実際の位相シフトθと評価されたパイロット信号の強度に比例して加重されたデータ値a_n ^k（ｉ）に対応する。種々の受信伝送通路上で送信されたパイロット信号の相対的強度は各受信機指320 からの符号を結合するとき信号対雑音比を最適にするために使用される。式（１５）により示されているように、位相エラーの存在によって、Ｑチャンネル信号エネルギからの不所望なクロス乗積干渉が不所望に a_n ^k（ｉ）の値を減少する可能性がある。しかしながら、式（１８）の第２の項により表されているように第１の項に関する係数ＬによってＰＮ拡散がクロス乗積干渉の平均パワーを減衰するので、この効果は最小にされる。雑音項ｎ’はゼロ平均と分散ＬＰ² _k σ²を有するランダム変数として特徴付けられる。Ｑチャンネル位相回転装置552の動作は同様に以下の式により表される。ここで雑音項ｎ”はゼロ平均および分散ＬＰ² _kσ²を有するランダム変数である。再び実際の位相シフトθと評価され前述したように、ｋ番目の通路上で送信されたＩチャンネいずれかで特定の使用者へ導かれるので、ただ１つの符号流が処理されることを必要とする。１実施形態では、デジタル回路316は選択された信号に応答して２つの符号流の一方の選択された出力を与えるマルチプレクサまたはスイッチを含んでいる。デジタル回路316はＰＮ発生器およびデシメータを含んでいるデスクランブル回路も含んでいる。スクランブルされた符号流はデシメートされたＰＮコードシーケンスを取去ることによりデスクランブルされ、結果的な符号はデジタル回路316内に含まれるデインターリーバ内でデインターリーブされる。デインターリーブされた符号流はデジタル回路316内のデコーダによりデコードされ、使用者データとして使用者に与えられる。異なった使用者の場合の別の１実施形態では、ＩおよびＱチャンネルデータは別々に処理され（デスクランブル、デインターリーブ、デコード）、所望の使用者データの出力はマルチプレクサまたはスイッチのような装置を通って与えられる。種々の他の装置は、処理通路でのマルチプレクサの位置に応じて単一の通路処理と二重通路処理の間のハイブリッドとして容易に構成されることができる。異なった使用者のＩおよびＱチャンネルを使用する場合、ＢＰＳＫタイプの変調は各使用者へのデータの送信に使用される。しかしながら、１実施形態では、使用者の総数の１／２はＩチャンネルを使用しており、残りの使用者はＱチャンネルを使用するので、システム全体はＱＰＳＫ変調およびＱＰＳＫ拡散に影響するとして認められる。しかしながら、単一の使用者の高速度データ使用者はＩおよびＱチャンネルの両者を使用し、両チャンネルの処理は利用されるこの高速度データ通信特性のために行わなければならない。高速度データ使用者の場合、データは２つのチャンネル上で多重化され、処理され、送信され、即ち１／２のデータがそれぞれＩおよびＱチャンネル上に情報信号として与えられ、公称速度の二倍のデータ送信を可能にする。受信するとき、各データ復調器320（図６）は、ＩチャンネルおよびＱチャジタル回路316内に含まれている。１実施形態ではデジタル回路316は２つの符号流を個別に処理し、結果的なデータは使用者へ出力するために結合される。デジタル回路316はＰＮ発生器とデシメータとを含むデスクランブル回路を含んでいる。スクランブルされた符号流は両者の符号流からデシメートされたＰＮコードシーケンスを取去ることによりデスクランブルされる。結果的な符号はデジタル回路316に含まれる別々のデインターリーバでデインターリーブされる。デインターリーブされた符号流はデジタル回路316内の別々のデコーダによりデコードされる。デコードされたデータ流はデジタル回路316内のマルチプレクサにより単一のデータ流に結合され、使用者データとして使用者に与えられる。種々の他の構成はデータ処理について前述した説明から容易に得られるであろう。好ましい実施形態の前述の説明は当業者が本発明を行い、または使用することを可能にするために与えられた。これらの実施形態の種々の変形は当業者に容易に明白であり、ここで限定されている一般原理は本発明を使用せずに他の実施例に応用されてもよい。従って、本発明はここで示されている実施形態に限定されず、説明した原理および優れた特徴と一致した最も広い技術的範囲に従って解釈されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ【要約の続き】信号の評価値を生成するように動作される。受信されたＩおよびＱチャンネル変調搬送波信号（Ｒ_I、Ｒ_Q）は復調され拡散から戻され、結果的なシーケンスは同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）投影信号へ相関される。位相回転装置はＩおよびＱ投影信号と受信されたパイロット信号に基づいて少なくとも第１の情報信号の評価値を与えるように動作する。

Claims

【特許請求の範囲】（１）拡散スペクトル通信システムで送信するための第１および第２の信号を変調するシステムにおいて、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）と直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）を発生する手段と、直交関数信号を発生する手段と、Ｉ変調信号を与えるため、前記ＰＮ_I信号を前記第１の情報信号および前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記ＰＮ_Q信号を前記第２の情報信号および前記直角関数信号に結合する手段と、予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号により変調する手段とを具備しているシステム。（２）前記結合手段が前記第１の情報信号を前記ＰＮ_I信号に２位相変調し、前記第２の情報信号を前記ＰＮ_Q信号に２位相変調する手段を含んでいる請求項１記載のシステム。（３）直交関数信号を発生する前記手段が１組の直交ウォルシュ関数から１つの直交関数を選択する手段と、前記選択された直交関数に基づいて前記直交関数信号を得る手段とを含んでいる請求項１記載のシステム。（４）搬送波信号と、それと直角の位相の前記搬送波信号のレプリカを使用して拡散スペクトル通信システムの同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネル上で送信される情報信号を変調するシステムにおいて、前記情報信号を、前記ＩおよびＱチャンネル上で１人以上の目的とする受信使用者へ送信するために第１および第２の部分に分割する手段と、直交関数信号を発生する手段と、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）および直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）を発生する手段と、Ｉ変調信号を与えるため、前記ＰＮ_I信号を前記情報信号の前記第１の部分と前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記ＰＮ_Q信号を前記情報信号の前記第２の部分と前記直交関数信号に結合する手段と、前記搬送波信号と、この搬送波信号の前記レプリカをそれぞれ前記ＩおよびＱ変調信号により変調する手段とを具備しているシステム。（５）タイミング制御信号を前記情報信号へ加算する手段をさらに含んでおり、前記タイミング制御信号は前記通信システムのＩおよびＱチャンネル上の信号伝播遅延を示している請求項４記載のシステム。（６）前記結合手段が前記Ｉ変調信号を前記ＰＮ_I信号により２位相変調し、前記Ｑ変調信号を前記ＰＮ_Q信号により２位相変調する手段を含んでいる請求項４記載のシステム。（７）第１および第２の情報信号が送信される同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）拡散スペクトル通信チャンネルを与えるためのコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）と直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号を発生する手段と、直交関数信号を発生する手段と、Ｉ変調信号を与えるために、前記ＰＮ_I信号を前記第１の情報信号および前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるために前記ＰＮ_Q信号を前記第２の情報信号および前記直交関数信号に結合する手段と、予め限められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号で変調し、それぞれ前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で前記ＩおよびＱ搬送波信号を送信する手段と、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前記ＩおよびＱ変調された搬送波信号に応じて少なくとも前記第１の情報信号の評価値を生成する受信手段とを具備している通信システム。（８）前記受信手段はさらに、前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前記ＩおよびＱ変調搬送波信号を前記直交関数信号を使用して中間受信信号へ復調する手段を含んでいる請求項７記載の通信システム。（９）前記受信手段はさらに、前記ＰＮ_I信号を複製することにより第１のデスプレッド信号を発生する手段と、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるため前記第１のデスプレッド信号を使用して前記中間受信信号を相関する第１の手段とを含んでいる請求項８記載の通信システム。（１０）変調されたパイロット信号を与えるために前記直交関数信号をパイロット信号に結合する手段と、前記変調されたパイロット信号をパイロットチャンネル上で送信する手段をさらに含んでいる請求項７記載の通信システム。（１１）前記受信手段はさらに、前記直交関数信号を使用して前記パイロットチャンネル上を送信される前記変調されたパイロット信号を復調することにより前記パイロット搬送波信号の評価値を生成する手段と、前記第１の組の前記ＩおよびＱ投影および前記パイロット搬送波信号の前記評価値に基いて前記情報信号の前記評価値を生成する第１の位相回転手段とを含んでいる請求項１０記載の通信システム。（１２）前記受信機手段はさらに、前記ＰＮ_Q信号を複製することにより第２のデスプレッド信号を発生する手段と、第２の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるため前記第２のデスプレッド信号を使用して前記中間受信信号を相関する第２の手段を含んでいる請求項１１記載の通信システム。（１３）前記受信手段はさらに、前記第２の組のＩおよびＱ投影および前記送信されたパイロット搬送波信号の前記評価値に基いて前記第２の情報信号の評価値を生成する第２の位相回転手段を含んでいる請求項１２記載の通信システム。（１４）前記受信手段はさらに、前記第１の組のＩおよびＱ投影信号を遅延する手段を含んでいる請求項１１記載の通信システム。（１５）拡散スペクトル通信システムにおいて第１および第２の情報信号を送信する方法において、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）と直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号を発生し、直交関数信号を発生し、Ｉ変調信号を与えるために、前記ＰＮ_I信号を前記第１の情報信号および前記直交関数信号に結合し、Ｑ変調信号を与えるため、前記ＰＮ_Q信号を前記第２の情報信号および前記直交関数信号に結合し、予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号をそれぞれＩおよびＱ変調信号により変調するステップを有する方法。（１６）前記Ｉ変調信号を前記ＰＮ_I信号により２位相変調し、前記Ｑ変調信号を前記ＰＮ_Q信号により２位相変調するステップをさらに含んでいる請求項１５記載の方法。（１７）直交関数信号を発生する前記ステップが、１組の直交ウォルシュ関数から直交関数を選択し、前記選択された直交関数に基づいて前記直交関数信号を得るステップを含んでいる請求項１６記載の方法。（１８）それぞれＩおよびＱ通信チャンネル上で前記変調されたＩおよびＱ搬送波信号を送信するステップをさらに含んでいる請求項１７記載の方法。（１９）搬送波信号と、それと直角位相の前記搬送波信号のレプリカとを使用して拡散スペクトル通信システムの同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネル上で送信される情報信号を変調する方法において、前記ＩおよびＱチャンネル上で１以上の意図する受信使用者へ送信するために第１および第２の部分に前記情報信号を分割し、直交関数信号を発生し、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）および直角位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号を発生し、Ｉ変調信号を提供するために、前記情報信号の前記第１の部分および前記直交関数信号に前記ＰＮ_I信号を結合し、Ｑ変調信号を与えるために前記情報信号の第２の部分および前記直交関数信号に前記ＰＮ_Q信号を結合し、前記搬送波信号と、前記搬送波信号の前記レプリカを前記ＩおよびＱ変調信号によりそれぞれ変調するステップを有する方法。（２０）タイミング制御信号を前記情報信号に付加するステップをさらに含み、前記タイミング制御信号は前記通信システムの前記ＩおよびＱチャンネル上の信号伝播遅延を示している請求項１９記載の方法。（２１）前記Ｉ変調信号を前記ＰＮ_I信号により２位相変調し、前記Ｑ変調信号を前記ＰＮ_Q信号により２位相変調するステップをさらに含んでいる請求項２０記載の方法。（２２）コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムで、第１および第２の情報信号が送信される同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）拡散スペクトル通信チャンネルを与える方法において、予め定められたＰＮコードの同位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）および直角位相技術ランダム雑音（ＰＮ_Q）を発生し、直交関数信号を発生し、Ｉ変調信号を提供するために、前記第１の情報信号および前記直交関数信号に前記ＰＮ_I信号を結合し、Ｑ変調信号を与えるために前記第２の情報信号および前記直交関数信号に前記ＰＮ_Q信号を結合し、予め定められた位相関係の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）搬送波信号を前記ＩおよびＱ変調信号により変調し、それぞれ前記ＩおよびＱ通信チャンネル上で前記ＩおよびＱ搬送波信号を送信し、ＩおよびＱ通信チャンネル上で受信された前記ＩおよびＱ変調の搬送波信号に応じて少なくとも前記第１の情報信号の評価値を生成するステップを有する方法。（２３）前記ＩおよびＱ通信チャンネルで受信された前記ＩおよびＱ変調搬送波信号を前記直交関数信号を使用して中間受信信号に復調するステップをさらに含んでいる請求項２２記載の方法。（２４）前記ＰＮ_I信号を複製することにより第１のデスプレッド信号を発生し、第１の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるため前記第１のデスプレッド信号を使用して前記中間の受信信号を相関するステップをさらに含んでいる請求項２３記載の方法。（２５）変調されたパイロット信号を与えるために前記直交関数信号をパイロット信号に結合し、前記変調されたパイロット信号をパイロットチャンネル上で送信するステップをさらに含んでいる請求項２２記載の方法。（２６）前記パイロットチャンネル上で送信された前記変調されたパイロット信号を復調し、前記パイロットチャンネル上で送信された前記パイロット信号の評価値を生成し、前記第１の組の前記ＩおよびＱ投影に基いた前記第１の情報信号の前記評価値と、前記パイロット搬送波信号の前記評価値とを生成するステップをさらに含んでいる請求項２５記載の方法。（２７）前記ＰＮ_Q信号を複製することにより第２のデスプレッド信号を発生し、第２の組の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）投影信号を与えるため前記第２のデスプレッド信号を使用して前記中間受信信号を相関するステップをさらに含んでいる請求項２６記載の方法。（２８）前記第２の組のＩおよびＱ投影に基いた前記第２の情報信号の評価値と、前記送信されたパイロット搬送波信号の前記評価値とを生成するステップをさらに含んでいる請求項２７記載の方法。