JPH09505958A - 補聴器の自動調整用回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 この発明は、少なくとも一つのマイクロフォン、少なくとも一つの信号処理回路（３），少なくとも一つのチャンネル、および一つの出力変換器（７）を備えた主としてプログラム可能な補聴器の回路装置に係わる。この補聴器では、信号処理回路（３）が入力信号の周波数分布および／または振幅分布を連続的に解析して評価することにより入力信号の一つのパーセント値または多数のパーセント値を連続的に求めるまたは算出する調整回路を有し、前記パーセント値が電子信号処理回路の増幅度および／または周波数応答を調整する制御信号として間接的または直接的に使用される。その場合、入力側に接続する少なくとも一つのパーセント発生器（１０）を備え、このパーセント発生器が一つの積分器（１１）と、この積分器に接続するアップ計数用の第一制御回路（１２）と、前記積分器に接続するダウン計数用の第二制御回路（１３）と少なくとも二つの入力端を有する比較回路（１４）とで構成され、回路の入力端か比較回路（１４）の一方の入力端に間接的あるいは直接的に接続し、比較回路の第二入力端が積分器（１１）の出力端に直接的に、あるいは組み合わせ制御論理回路（１５）と少なくとも一つの制御導線を介して間接的に信号処理回路（３）に接続し、比較回路（１４）の二つの出力端が制御回路（１２）または制御回路（１３）に接続する。

Description

【発明の詳細な説明】 補聴器の自動調整用回路装置 この発明は、補聴器の制御可能で調整可能な信号処理回路の伝達特性の増幅率 および／または周波数応答を自動調整するための回路装置に関する。 難聴者あるいは聴力障害者は大抵高くなった聴力しきい値を持っているが、上 部しきい値、所謂苦痛しきい値に対する影響は著しいものではない。それ故、聴 力障害の動的範囲、つまりダイナミックレンジは正常の聴力感度に比べてしばし ば顕しく低下している。この障害を補聴器で緩和しようとすると、直ちに或る種 の困難が生じる。聴力障害者の聴力感度における動的範囲が制限されているので 、線型増幅すると、若干の場合、つまり発声とバックグランド騒音の特定な組み 合わせで避け難い増幅された信号が生じる。この信号は補聴器の使用者の制限さ れている動的範囲と対立してしまう。他方、騒がしい環境や静かな環境で補聴器 を使用する場合の臨床試験は、良く合わせた周波数に依存する増幅率の線型増幅 が発声の理解に関して単一チャンネルあるいは多チャンネル装置での自動増幅調 整部を有する各系に明確に考えられていることを示している。 補聴器の出力信号を聴力障害者の低下した聴力に合わせる種々の装置が既に知 られている。これは、自動調整部を有する単一チャンネル補聴器にも多チャンネ ル補聴器にも当てはまる。 単一チャンネル増幅調整部を有する補聴器では、調節すべき補聴器のパラメー タは増幅率である。この調整の一時的な特性は処理すべき信号の質に関して大き な意味がある。通常、自動的に増幅率を調節する回路の時間経過と一時的な状況 は応答時間と降下時間で決まる。大抵、補聴器にとって数 ms の応答時間と、数 百 ms の降下時間が最適と見なされている。しかし、これ等の応答時間や降下時 間でも通常の自動増幅調整の動作は明確に可聴でき、ことによると言葉の理解と 聴き心地に対して不利に作用する。この状況を避けるため、自動増幅調整用の種 々の幾分複雑な回路が既に多数開示されている。二つの異なる降下時間を用いる そのような系は米国特許第 A 4,718,099号明細書に開示されている。他のそのよ うな系は自動増幅調整用に二つの入力回路、つまり急激に動作する回路とゆっく り動作する回路を利用する。これ等の二つの系は通常の自動増幅調整に比べて大 きなパルス状の擾乱に対して敏感でなく、両方の系をパラメトリック調整系と称 する。 多チャンネル技術は、多数のチャンネルの増幅率を互いに独立に調整でき、こ れにより出力スペクトルを個々に調整できる可能性を提供する。従って、そのよ うな自動調整を各チャンネルに設けると、自動調整の比較的落ちついた状況が補 聴器の全周波数応答に働く。何故なら、この周波数応答は種々のチャンネル内の 増幅率により決まるからである。 米国特許第 A 4,852,175号明細書には、他の方法が開示されている。この方法 は多数のチャンネルあるいは周波数帯域の振幅分布を、多チャンネル補聴器の周 波数応答の調整に利用する。このため、各チャンネルに対して全ヒストグラムを 計算し、それを保管することにより、より高いチャンネルでそれぞれ行うマスク がより高いチャンネルの情報に悪影響を与えないように、各チャンネルの増幅率 を調整する。 しかし、パラメトリック調整の代わりに、非パラメトリック調整を使用すると 、他の時間特性が得られる。この特性は明らかに調整方法に対して大変良好に適 しているように見え、それ故に定性的にも好ましい。 この調整は強いパルス状の信号に対してあまり敏感でなく、パラメトリック方 法より比較的早く追従する信号振幅の変化となる。 この発明は、補聴器の自動調整に相当な改善が得られる回路装置を提供するこ とにある。この新規な回路装置は実質上請求の範囲第１項に提示されている。 この発明の他の詳細および有利な他の構成は請求の範囲の従属請求項に提示さ れている。 添付図面を参照し、実施例に基づきこの発明を詳しく説明する。 図面には、 第１図は、この発明の多チャンネル補聴器を模式的に、 第２図は、補聴器の一つのチャンネルに対するこの発明の調整回路の第一実施 例を純模式的に、 第３図は、第２図に示す調整回路の他の実施例を純模式的に、 第４図は、第３図の回路を詳細にした模式図を、 第５図は、デジタル調整回路を有する第２図と同じ回路を模式的に、 第６図は、完全に実施態様にした第５図と同じ回路を模式的に、 第７図は、パーセント値で80％の調整回路の動作を説明するグラフを、 第８図は、音声信号のエネルギ分布のヒストグラムを、 第９図は、擾乱信号のエネルギ分布のヒストグラムを、そして、 第１０図は、音声信号と擾乱信号から合成された信号のエネルギ分布のヒスト グラムを、 示す。 第１図は、この発明の多チャンネル構成の補聴器を示す。当然、単一チャンネ ルの構想も可能である。 この補聴器は、先ず通常のように初段増幅器２を備えた少なくとも一つのマイ クロフォン１と、個別レジスタ４を備えた各一つの電子調整ないしは制御可能な 信号処理回路３を有する少なくとも一つのチャンネル、図示の実施例では３つの チャンネルとで構成されている。前記レジスタは、オーディオグラム（聴力図） で決まる通常の平日環境内での携帯者の聴力損失に対する制御パラメータを記憶 する記憶レジスタであるか、あるいは補聴器の基本調整のためのおよび／または 携帯者の聴力障害や種々の環境状況に合わせて補聴器の伝達特性を調整するため のプログラムデータや情報、あるいは制御パラメータを収納する記憶器やレジス タと、復調器を備えた受信部である。 入力信号を個々のチャンネルに割り振ることは、例えば簡単のために図示して いあに多数の帯域濾波器により行われる。更に、加算回路５，出力増幅器６およ び出力変換器７も使用している。 電子信号処理回路３は、少なくとも一つの電子信号処理器、マイクロプロセッ サ８と、場合によって、第２図に関連しても説明するように、検出回路９と、少 なくとも一つのパーセント発生器１０とを有する。この種のパーセント発生器は 原理的に米国特許第 4,204,260号明細書により周知である。 第２図は、このような回路の構成を示す。パーセント発生器１０は、後でも説 明するデジタル構成の外に同等と見なされるアナログ構成で、一つの積分器１１ ， 例えば一つの容量性記憶器と二つの制御回路１２と１３，およびアナログ比較回 路１４で構成されている。検出回路９は省いてもよいが、使用した方が有利であ る。 この回路の入力端から来る入力信号は、検出回路９内で、例えば整流回路で、 入力信号の包絡成分を求めるため連続的に整流される。同じように、ここではそ の代わりに対数変換を行うことも可能である。その場合に求めた信号は比較回路 １４の一方の入力端に達する。他方の入力端には積分器１１に蓄えた電圧が印加 する。入力信号から導かれた電圧振幅が積分器に蓄えた電圧より大きいなら、負 の制御パルスが制御回路１３に出力され、このパルスにより積分器１１に蓄えた 電圧を所定の電圧値ほど減少させる。しかし、入力電圧振幅が積分器に蓄えた電 圧より小さいなら、正の制御パルスが制御回路１３に出力され、このパルスによ り積分器１１に蓄えた電圧を所定の値ほど上昇させる。制御回路１２と１３は、 例えばポテンシオメータか、あるいは可変抵抗であってもよい。積分器１１の電 圧電位は、非常に簡単な形では、電子信号プロセッサ８の制御信号である。これ に関連して、比較毎に積分器１１の電圧電位を制御回路１２あるいは１３で可変 する値、ないしは係数は、主に等しくないことを指摘する必要がある。これをも っと詳しく説明する。いずれにしても言えることは、これ等のステップ値が固定 設定されているか、あるいは調整可能かプログラム可能である。 第３図には、単一チャンネルあるいは多チャンネルの補聴器の一つのチャンネ ルが模式的に示してある。ここでは、電子信号プロセッサ８および３つのパーセ ント発生器１０が設けてあり、例えば10％，50％および90％のパーセント値に対 してパーセント発生器の出力信号を組み合わせと制御の論理回路１５内で纏め、 場合によってプログラム可能な所定の数学操作で一つの制御信号あるいは複数の 制御信号にまとめる。当然、後者の場合には、組み合わせと制御の論理回路１５ は種々のステップに対してその都度固有な制御および調整信号が適当な接続部を 介して電子信号プロセッサ８に導入されるように構成されている。これにも全て が当てはまり、これは第２図に関連して説明した。 第４図は第３図の補聴器の一つのチャンネルを原理的に幾分詳しく示すが、こ こでは個別に説明をしない。同じ部品には明確に認識でき、第２図と第３図に関 連して判別できる。この場合、周波数解析は通常のように通過領域内でほぼ隣接 している多数のフィルタで行われる。他方、この周波数解析はフーリエ変換でも 行える。 第５図は、当然多数のチャンネルを有する補聴器の一つのチャンネルを再び示 す。このチャンネルでは、パーセント発生器１０に導入された入力信号がアナロ グ・デジタル変換器でデジタル化され、積分器１１のデジタル出力信号がデジタ ル・アナログ変換器を介してアナログ動作する電子信号プロセッサ８に導入され る。 積分器１１は、この場合、可逆二進計数器で、制御回路１２と１３はデジタル 係数回路であり、比較回路１４も同じようにデジタル動作するが、固有なクロッ ク発生器で制御される固有な走査レートで動作する。アナログ・デジタル変換器 およびデジタル・アナログ変換器のクロック周波数と比較回路１４のクロック周 波数の間には関係はない。全ての回路を高集積回路に組み入れると、比較回路１ ４の相当低いクロック周波数を変換器１６と１７のためにあるクロック発生器か ら導べけることが想達される。 ここでも、検出回路９が設けてあり、この検出回路は、この場合、入力信号の 振幅値に対応するデジタル信号列を出力する。二つの計数制御回路１２と１３は 、例えばレジスタであって、これ等のレジスタ内では計数ステップが記憶ないし 保管されるか、あるいはプログラムできる。比較で入力信号の計数値が可逆計数 器１１の計数値より小さい場合には、この計数値が所定の計数値ステップほど大 きくなる。逆に、比較で入力信号の計数値が計数器１１に保管されている値より 大きい場合には、計数器１１の計数値が計数制御回路１３に保管されたいる計数 ステップ値ほど減少する。これ等の計数値も主として異なっている。これは後で も説明する。 第６図はデジタル技術で完全に構成できる回路を示す。同じ部品には同じ参照 符号を付け、個別には説明をしない。信号プロセッサ８は、例えばデジタル制御 可能なフィルタ、デジタル制御可能な減衰回路およびデジタル増幅回路、場合に よってはデジタル圧縮回路から成る全デジタル回路である。この場合には、でき る限り多くの電子回路を高集積回路にまとめられることが分かる。 この非常に複雑な回路の動作を今度は第７〜１０図に基づき説明する。 パーセント値を求めることは種々の方法、アナログあるいはデジタルで行える 。求めるべきパーセント値の時間関数は個々の比較と、積分器１１ないしは可逆 計数器内に保管された値をその都度大きくしたり小さくしたりするその時の値と の間の時間間隔を選択することに依存する。この場合、以下の式と記号を使用す る。つまり、 パーセント・レベル、例えば75 dB SPL（信号−音圧レベル）， 即ち、ｐパーセント以下に全ての離散的な信号値があるレベル、 ｕ＝毎秒当たりのアップ計数ステップの数 ｄ＝毎秒当たりのダウン計数ステップの数 これから、 ｐ＝100ｕ/(ｕ＋ｄ) となる。 ｕとｄの値に一つの定数を掛け算するが、その場合、ｐの値は変わらない。こ の計算は加算に関する方法とも見なせる。即ち、今までの値が信号の瞬間値より 小さい場合、例えは積分器１１に保管された値に対して一定値を加算する。これ に反して、前記値が信号の瞬間値より大きい場合、他の値を積分器１１の値から 引き算する。 同じように、この方法は乗算でも行える。 積分器１１にある値には、保管されている値が入力信号ないしはその包絡成分 、または対数変換された信号の瞬間値より大きい場合、係数ａ＜１が乗算される が、保管されている値が信号の瞬間値より小さい場合、ｂ＞１が乗算される。 この場合、ｐ，ａとｂの間の関係は ｐ＝100 log(ｂ)/log(ｂ)−log(ａ) であり、ａとｂは一定の羃数に上昇するが、その場合ｐの値は変化しない。しか し、これはその時の変化の「時定数」に影響を与える。 これに対して前記時定数を加算方法の例に付いて説明する。例えば可逆計数器 １１が0〜32,768の可能な数である15ビットのレジスタであり、パーセント発生 器１０が80％に近い場合、ｐ＝パーセント、ｕ＝計数制御回路１２のアッ プ計数ステップ、およびｄ＝計数制御回路１３のダウン計数ステップとして、等 式、 ｐ＝100ｕ/(ｕ＋ｄ)あるいは ｕ＝ｄ×ｐ/(100−Ｐ)あるいは ｕ＝ｄ×４ が得られる。 これから、ｕとｄの値を自由に選択できるが、絶対値は系の応答時間に直接影 響を及ぼす。 同じことは降下時間にも当てはまる。 例えば、ｄ＝10,000およびｕ＝40,000を選べば、これは入力信号が静寂からほ ぼ一定の音に変化する場合、系が一秒以内に新しい状況に設定されるこをを意味 する（応答時間＝32,768/40,000 sec＝0.8192 sec）。 これに反して、この系が完全に元の上場に再び設定されるまで、この音響状態 からの移行は３秒以上を必要とする（降下時間＝32,768/10,000 sec＝3.2768 se c）。 これとは反対に、ｄ＝2,000およびｕ＝8,000を選べば、4.096 secの応答時間 とそれに応じて16.384 secの降下時間になる。 所望のパーセントに対して望ましい応答時間と降下時間を容易に調整でき、プ ログラムも可能であることが分かる。 簡単な例でこのことがどのように詳しく見られるかを第７図が示している。こ こでは、例として包絡関数と80％の計算の時間経過が示してある。算出されたパ ーセントは水平な線として示してある。 第７図の包絡関数は簡単な式により入力信号から求まる。しかし、多少複雑な 他の方法も可能である。既に述べたように、個々の信号値が80％以下にあるレベ ルは水平線で示してある。この計算はパーセント発生器が第一の初期値に設定さ れるように行われる。その場合、初期値は第一信号値の振幅である。次の信号値 の瞬間値を丁度記憶した値と比較する。記憶したあるいは求めた値が次の信号値 より小さいなら、記憶した値を所定値ほど大きくする。これは明確に認識できる 。 しかし、次の信号値が予め記憶した値より大きいなら、記憶した値を所定値ほ ど少なくする。80％のパーセントは上に与えた式によりａ＝0.9765とｂ＝1.1を 乗算して算出される。 第８，９と１０図に基づき、今度は種々の環境状況がエネルギ分布にどのよう な作用を及ぼすかを説明する。この場合、それぞれ30％，50％と90％のパーセン トを示す。 連続する音波事象、ここでは例えば音声の順次20 msの長さの1,250個の間隔の 自乗平均値を計算する。従って、ここで解析する音声信号は1,250×0.02 sec＝2 5 secの全期間を有する。自乗平均値の短時間レベルはその値に応じて幅1 dBの クラスに分類される。各クラスの相対数はヒストグラムで示してある。例えば、 第８図から間隔の5％が1ボルトに対して−5と−6 dBの間の自乗平均値（dB/IV） を有することが分かる。特に、全ての間隔の約19％のレベルが−40 dB/1V以下に あることが注目される。 第９図は擾乱信号（パーティで生じる騒音）の短時間レベルの分布のヒストグ ラムを示す。その場合、これ等のレベルはパーセント30％，50％および90％に対 して示してある。 所謂パーティ騒音の20 msの長さの連続する1,250個の間隔のレベルの自乗平均 値を計算した。擾乱信号の全きっかんは25 secであった。第９図から、間隔の約 22％が−8と−9 dB/1Vの間の自乗平均値を有することが分かる。−15dB/1V以下 の信号レベルはない。 最後に、第１０図は音声と擾乱雑音から成る信号の短時間分布をヒストグラム にして示す。これ等のレベルは再び30％，50％および90％に対して示してある。 第８図の音声信号が第９ずの音声信号と重なっている。混合信号の20 msの長 さの連続する1,250個の間隔のレベルの自乗平均値を計算した。第１０図から、 間隔の約5％が−1と−0 dB/1Vの間の自乗平均値を有することが分かる。−13dB/ 1V以下のレベルの間隔はない。 連続する通常の音声が大きな音声強度に変動なく所定のパーセント値の周りに 集中していることが分かる。この場合、信号は所定のパーセント値の周りで振動 し、電子信号プロセッサの増幅率および／または周波数応答を変える調整信号を 発生しない。しかし、第９図の擾乱信号が付加すると、振幅分布が劇的に変わり 、チャンネルの数に応じてそのチャンネルの信号プロセッサおよび信号プロセッ サの制御可能なあるいは調整可能なステップ数を用いて伝達特性の著しい変化を 与える調整過程が導入される。換言すれば、調整に必要な調整量がパーセント発 生器の助けにより入力信号から導かれる。 より良く理解するため、組み合わせ制御論理回路１５の機能を立ち入って更に 説明しよう。 自乗平均値の短時間レベルの分布が dB 目盛で計ってほぼ対称である、つまり 例えば第９図に示すように、パーセント50％がパーセント10％と90％の算術平均 にほぼ一致することは、環境の擾乱騒音や多くの種類の音楽のような連続する音 声事象の典型的な特性である。 他方、自乗平均値の短時間レベルの分布が非対称である、つまりパーセント50 ％がパーセント10％と90％の算術平均からはるかに離れていることは、ノキング する騒音、ハンマー音あるいは音声のようなパルス状の音声事象に対して特有な ことである。これは、例えば第８図に示されている。 これは、パルスあるいは音声部分の間の休止期間に起因する。 それ故、実際に構成されている補聴器では、音声環境が連続的あるいはパルス 状の特性を有するかを判定するため、パーセント10％，50％と90％の値を組み合 わせて利用する。これは決定的に重要である。何故なら、擾乱またはバックグラ ンド騒音は音声をマスク、つまりカバーすることにより音声理解度に影響を与え るからである。しかし、パルス状の擾乱のマスク作用は連続する騒音のマスク作 用とは基本的に異なるので、異なったタイプの調整を要求とする。 組み合わせ制御論理回路１５の作用は調整信号を発生することにあり、この調 整信号は３つのパーセント発生器の出力信号の計量値に比例しているか他の関係 にある。この値は公式（レベル90％×レベル10％−2×レベル50％）に従って算 出される。 自乗平均値の短時間レベルの対称分布にはこの計量値がほぼ零になるが、この 値は、ヒストグラムで平均値から左または右に移動するように、分布に応じて正 または負になる。即ち、複数のパーセント発生器１０は上部パーセント発生器と して10％の第一パーセント値、中間パーセント発生器として90％の第二パーセン ト値、および下部パーセント発生器として50％の第三パーセント値に対して選択 される。その時に求めたこれ等の出力値を上記の関係式に従って組み合わせ制御 論理回路中で組み合わせ、前記３つのパーセント発生器の組み合わせ出力信号の タイプと大きさに応じて調整信号を与える。この調整信号は、例えば増幅率を下 げる、不変にする、あるいは高くする。これは、単一チャンネルあるいは多チャ ンネルに当てはまる。 次いで、制御回路１２と１３の制御や組み合わせ制御論理回路１５の制御は、 共通の中央制御ユニット、例えばマイクロプロセッサにより行われ、この制御ユ ニットは外部制御装置によっても制御される。 計数ステップ値やパーセント発生器で予め与えられるパーセント値も原理的に 自由に選択でき、場合によっては、遠隔制御によっても制御できるか、あるいは プログラムできるので、入力信号に応じて補聴器を自動的に調整できる多くの改 良可能性が得られる。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 的に、あるいは組み合わせ制御論理回路（１５）と少な くとも一つの制御導線を介して間接的に信号処理回路 （３）に接続し、比較回路（１４）の二つの出力端が制 御回路（１２）または制御回路（１３）に接続する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも一つのマイクロフォンと、少なくとも一つの信号処理回路（３） と、少なくとも一つのチャンネルと、一つの出力変換器（７）とを備え、信号処 理回路（３）が入力信号の周波数分布および／または振幅分布を連続的に解析し て評価することにより入力信号の一つのパーセント値または多数のパーセント値 を連続的に求めるか、または算出する調整回路を有し、前記パーセント値が電子 信号処理回路の増幅度および／または周波数応答を調整する制御信号として間接 的あるいは直接的に使用されることを特徴とする主としてプログラム可能な補聴 器の回路装置。 ２．入力側に接続する少なくとも一つのパーセント発生器（１０）を備え、この パーセント発生器が一つの積分器（１１）と、この積分器に接続するアップ計数 用の第一制御回路（１２）と、前記積分器に接続するダウン計数用の第二制御回 路（１３）と、少なくとも二つの入力端を有する比較回路（１４）とで構成され 、その場合、回路の入力端は比較回路（１４）の一方の入力端に間接的あるいは 直接的に接続しているが、比較回路の第二入力端は積分器（１１）の出力端に、 そして直接的に、あるいは組み合わせ制御論理回路（１５）および少なくとも一 つの制御導線を介して間接的に信号処理回路（３）に接続し、比較回路（１４） の二つの出力端が制御回路（１２）または制御回路（１３）に接続することを特 徴とする請求の範囲第１項に記載の補聴器の回路装置。 ３．予め与えられたあるいは予め与えることのできるアルゴリズムまたは計算規 則により入力信号を数学演算処理するため、回路の入力端とパーセント発生器（ １０）の入力端との間で入力信号から信号列を連続的に求めるものして検出回路 （９）が接続されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載 の補聴器の回路装置。 ４．回路の入力端とパーセント発生器の入力端との間に検出回路（９）として入 力信号の包絡部分を連続的に求める整流器が接続されていることを特徴とする請 求の範囲第１〜３項の何れか１項に記載の補聴器の回路装置。 ５．少なくとも二つのチャンネルを備え、少なくともほぼ並列に接続された二つ の周波数帯域を覆うチャンネルに二つのパーセント発生器が並列に配置されて いて、各チャンネルの前記パーセント発生器の積分器（１１）の出力端が各組み 合わせ制御論理回路（１５）の入力端に接続していて、この組み合わせ制御論理 回路が少なくとも一つのの制御導線を介して当該チャンネルの信号処理回路（３ ）に接続していることを特徴とする請求の範囲第１〜４項の何れか１項に記載の 補聴器の回路装置。 ６．電子信号処理回路では、補聴器の各伝達チャンネルのパーセント発生器（１ ０）により少なくとも二つのパーセント値を計算でき、各チャンネルでは前記パ ーセント値の予め与えられたあるいはプログラム可能な組み合わせがこのチャン ネルの増幅率を調整するために使用されることを特徴とする請求の範囲第１〜５ 項の何れか１項に記載の補聴器の回路装置。 ７．パーセント値および／または制御アルゴリズムは補聴器の携帯者により可変 できるか交換できることを特徴とする請求の範囲第６項に記載の補聴器の回路装 置。 ８．パーセントおよび／または制御アルゴリズムの可変または交換は遠隔制御装 置により行われることを特徴とする請求の範囲第６項または第７項に記載の補聴 器の回路装置。 ９．少なくとも一つのパーセント発生器（１０）が入力端に接続するアナログ・ デジタル変換器（１６）を介してこの変換器に接続し、パーセント発生器（１０ ）がアップ計数制御回路（１２）およびダウン計数制御回路（１３）を有する可 逆二進計数器と、デジタル比較器（１４）とを有し、パーセント発生器の少なく とも一つの出力導線は信号処理回路（３）の制御導線としてデジタル・アナログ 変換器（１７）を介してこの変換器に接続していることを特徴とする請求の範囲 第１項に記載の補聴器の回路装置。 10．二つの制御回路（１２，１３）では、比較時毎に可逆計数器（１１）内で作 動させるべき正または負の計数ステップの数が一定に設定されているか、あるい は調節可能ないしはプログラム可能であることを特徴とする請求の範囲第９項に 記載の補聴器の回路装置。 11．二つの制御回路（１２，１３）の中で設定されたあるいは設定できる計数ス テップの数は等しいことを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の補聴器の回 路装置。 12．二つの制御回路（１２，１３）の中で設定されたあるいは設定できる計数ス テップの数は異なっていて、特に二つの制御回路の一方での計数ステップは他方 での計数ステップよりかなり大きいことを特徴とする請求の範囲第１０項に記載 の補聴器の回路装置。 13．アナログ・デジタル変換器（９）とパーセント発生器の入力端の間には、数 学的な操作で信号列を求める、あるいは包絡部分を求める回路（９）が接続され ていることを特徴とする請求の範囲第９項に記載の補聴器の回路装置。 14．マイクロフォン（１）が初段増幅器（２）と共にアナログ・デジタル変換器 （１６）を介して制御可能で調整可能な少なくとも一つのデジタル信号処理回路 （３）とパーセント発生器（１０）を有する少なくとも一つの同じようにデジタ ル調整回路に接続し、全回路の出力端がデジタル・アナログ変換器（１７）を介 して出力変換器（７）に接続することを特徴とする請求の範囲第１〜１３項の何 れか１項に記載の補聴器の回路装置。 15．レジスタ（４）は復調器と遠隔制御装置からプログラムデータや情報または 制御パラメータを受け入れる記憶器とを備えた受信回路を有し、前記プログラム データや情報または制御パラメータは補聴器の基本調整および／または携帯者の 聴力障害や種々の環境状況に合わせた補聴器の伝達特性の調整のために決定され ることを特徴とする請求の範囲第１〜１４項の何れか１項に記載の補聴器の回路 装置。