JPH09507995A - Ｄｃ−ｄｃコンバータを有する同調システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 同調システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣはチューナ（ＴＵＮ）用の同調制御電圧（Ｖｔ）を供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）は、交流源（ＣＡＣ）と、誘導素子（ＩＮＤ）と、整流回路（ＲＥＣ）とを直列に配置した形態のものである。交流源が発生する交流信号Ｖａｃ１は同調検出回路（ＴＥＤ）からの同調誤差信号（Ｓｅ）によって制御される。誘導素子（ＩＮＤ）はこの交流信号Ｖａｃ１を高振幅の交流信号（Ｖａｃ２）に変換する。この変換された交流信号（Ｖａｃ２）を整流して同調制御電圧（Ｖｔ）を発生させる。実際上、ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）は同調制御ループの一部である。この同調制御ループ（ＴＵＮ，ＴＥＤ，ＤＤＣ）はＤＣ−ＤＣコンバータ（Ｖｔ）の出力電圧を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】 ＤＣ−ＤＣコンバータを有する同調システム 本発明は同調システム、マルチメディア装置、受信機及び集積回路に関するも のである。 同調システムは、例えばテレビジョン受信機のチューナを制御するのに用いら れる。チューナは所望な入力信号を固定の中間周波数に変換することにより周波 数ドメイン内の信号を選択する。多数の具体的な例では、周波数変換を電圧制御 により行う。このような実施に当り、同調システムは所望な入力信号の周波数に 従って同調制御電圧を合成する。 現今では同調システムの殆どの機能部を１個以上の集積回路内に納めている。 例えば、同期検波器、プログラマブル分周器、ループ増幅器等を具えている周波 数シンセサイザＩＣが市販されている。同調システムを作製するには、ごく限ら れた数の個別電子部品を１個以上のシンセサイザＩＣと組合わせるだけで済む。 同調システムを用いる比較的新しい分野にマルチメディア装置がある。マルチ メディア装置は様々な情報源及び様々なタイプの情報にアクセスし得る装置と見 なすことができる。例えば、このマルチメディア装置は、それが伝送ネットワー クを介して接続される遠隔中央配布センターにおけるコンパクトディスク（ＣＤ ）からビデオ情報をアクセスすることができる。この遠隔中央配布センターは様 々なタイプの情報を周波数分割多量にて配布することができる。所望するタイプ の情報を選択するために、マルチメディア装置には同調システムを装備させる必 要がある。 マルチメディア装置の他の例には、ローカルバスに接続されるＴＶ放送受信プ ラグインボードを有しているパーソナルコンピュータがある。このようなプラグ インボードを有するパーソナルコンピュータはテレビジョン受信機として機能し 得る。プラグインボードには表示すべき所望なＴＶチャネルを選択するための同 調システムを設ける必要がある。 特開昭６３−１８７１２号公報には請求項１の前文に規定したタイプの同調シ ステムが開示されている。公開英文抄録に添付されているこの従来の同調システ ムを示す図を本明細書の図１に示してある。 従来の同調システムでは、制御回路１４に後続するチャネル選択電圧発生回路 １３にて低い値の同調電圧を発生させる。低い値の同調電圧の発生を制御する信 号の１つにＡＦＣ信号がある。このＡＦＣ信号はチューナ５の同調誤差、即ち実 際の同調状態と所望する同調状態とのずれを示す。ＶＩＦ部分６はチューナ５の 出力信号からＡＦＣ信号を引出す。 チャネル選択電圧発生回路１３の供給電圧は５ボルトである。従って、低い値 の同調電圧は０〜５ボルトの範囲内の電圧に限定される。直流増幅器１６は低い 値の同調電圧を０〜３０ボルトの範囲内の高い値の同調電圧にまでスケールする 。増幅器１６によって供給される高い値の同調電圧をチューナ５に供給する。同 調電圧範囲の拡張は所望受信帯域全体にわたり同調させるために必要とされる。 直流増幅器１６は３０ボルトの電源機構３からその供給電圧を受電する。従来 の同調システムの他の全ての機能部は安定した５ボルトの電源機構２により附勢 される。双方の電源機構２及び３は、それらの供給電圧を、その特性が特定され ない電源１から引出す。 従来の同調システムは受信機、特にマルチメディア装置のマスター接続ユニッ トにプラグ嵌めするのが好適なボード上に作製することができる。多くの受信機 、特にマルチメディア装置は特殊機能ボードに容易にプラグイン又はプラグアウ トする標準のインタフェースに従い斯様なマスター接続ユニットを有している。 このモジュラー予備工作はマルチメディア装置又は受信機の機能性を広げる融通 性を高める。 しかし、特殊な機能ボードに従来の同調システムを用いるには欠点がある。イ ンタフェースでは、通常用いられる５ボルトの供給電圧の隣りの、増幅器１６用 の３０ボルトの供給電圧を考慮する必要がある。しかし、殆どの他の特殊機能ボ ードは３０ボルトの供給電圧を必要としない。このことはインタフェースの受容 量の一部をオプショナルボード上に或る特別な部分用としてとっておく必要があ ることを意味する。このことは不所望なことであり、インタフェースの受容量が 不経済に用いられる。さらに、３０ボルトの供給電圧を発生させるために特殊な 設備を必要とする。 本発明の目的は受信機、特にモジュラー予備工作のマルチメディア装置に使用 するのが好適な上述したタイプの同調システムを提供することにある。このよう な同調システムを請求項１に規定している。さらに本発明は請求項４にて規定し たようなマルチメディア装置、請求項５にて規定したような受信機及び請求項６ にて規定したような集積回路を提供する。 要するに、本発明では可制御ＤＣ−ＤＣコンバータにより同調誤差信号に依存 する出力電圧を発生させる。同調素子は可制御ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧 に応答してチューナの同調状態を変える。 同調用に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバー タの能動素子を附勢する供給電圧以上の電圧とすることができる。従って、同調 システムの全ての機能部を附勢するのに比較的低い値の単一供給電圧、例えば５ ボルトの供給電圧を用いることができる。従来の同調システムとは異なり、３０ ボルトの追加の供給電圧は必要でない。 同調システム内にＤＣ−ＤＣコンバータを配置することは賢明であるとは思え ない。殆どのＤＣ−ＤＣコンバータは交流信号が流れる誘導素子を具えている。 従って、誘導素子は（電）磁界を放出する。この（電）磁界は妨害の原因となり 得る。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される（電）磁界が受信すべ き所望信号を妨害するという重大な恐れがある。これは、同調入力回路が（電） 磁界に極めて敏感であるからである。 しかし、本発明におけるＤＣ−ＤＣコンバータは大きな出力電力を供給する必 要がない。その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を同調素子、例えば高 いインピーダンスを呈するバリキャップダイオード又はＭＯＳトランジスタに供 給するからである。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータから引出される電流は比較的 低く、例えば数マイクロアンペア程度である。このことは、誘導素子に流れる信 号電力が比較的低いことを意味する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータによって放 出される（電）磁界も比較的弱いものである。 追加特徴は従属請求項に規定した通りである。請求項２にて規定した特徴は部 品のばらつきに対してシステムを不感応にすることにあり、請求項３にて規定し た特徴は同調速度を高めることにある。 以下本発明を実施例につき説明する。 図面中： 図１は従来の同調システムを示す。 図２は本発明による同調システムの第１実施例を示す。 図３は本発明による同調システムの第２実施例を示す。 図４は本発明による同調システムの第３実施例を示す。 図５は図２に占めた第１実施例の第１具体化例を示す。 図６は図２に示した第１実施例の第２具体化例を示す。 図７は図３に示した第２実施例の具体化例を示す。 図８は図４に示した第３実施例の具体化例を示す。 図９は本発明によるマルチメディア装置を示す。 図面を通して同様な要素には同じような参照番号を付して示してある。 先ず、本発明による同調システムの３つの実施例を説明する。次いで、これら の実施例の具体化につき説明し、次にこうした実施例及び具体化例につき利点を 明らかにし、最後にこれらの幾つかの変形例につき説明する。 図２は本発明の技術的な要部、即ち同調素子ＶＡＲを内蔵するチューナＴＵＮ と、同調誤差検出器ＴＥＤと、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣと、コントローラＤ ＣＵとを示しているブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは交流源ＣＡＣと 、誘導素子ＩＮＤと、整流回路ＲＥＣとを具えている。 図２は本発明による同調システムの第１実施例でもある。同調誤差検出器ＴＥ ＤはチューナＴＵＮからの出力信号Ｓｔを受信する。この出力信号Ｓｔはチュー ナＴＵＮの同調状態における情報を有している。同調誤差検出ＴＥＤは信号ｓｔ の同調状態を所望な同調状態と比較する。この比較結果により同調誤差検出器Ｔ ＥＤは同調誤差信号Ｓｅを発生する。 コントローラＤＣＵは前記同調誤差信号Ｓｅに応答してＤＣ−ＤＣコンバータ の交流源ＣＡＣを制御する。このために、コントローラＤＣＵはＤＣ−ＤＣコン バータ用の制御信号Ｓｃを交流源ＣＡＣに供給する。この制御信号Ｓｃは、交流 源ＣＡＣが誘導素子ＩＮＤに供給する交流信号Ｖａｃ１の少なくとも１つの特性 に影響を及ぼし、誘導素子ＩＮＤから取出される交流信号Ｖａｃ２の振幅が制御 信号Ｓｃの関数で変化するようにする。この結果、整流回路ＲＥＣにより供給さ れる直流電圧Ｖｔも斯かる制御信号Ｓｅの関数で変化する。ＤＣ−ＤＣコンバー タによって発生される直流電圧Ｖｔを同調素子ＶＡＲに供給する。同調素子ＶＡ Ｒはこの直流電圧Ｖｔに応答して前記チューナの同調状態を変える。従って、Ｄ Ｃ−ＤＣコンバータＤＤＣによって与えられる直流出力電圧ＶｔはチューナＴＵ Ｎの同調状態を決定する． ＤＣ−ＤＣコンバータは、チューナＴＵＮ、同調誤差検出器ＴＥＤ及びコント ローラＤＣＵも含む同調制御ループの一部である。チューナＴＵＮの同調状態が 所望状態からずれる場合には、同調制御ループがＤＣ−ＤＣコンバータの出力電 圧Ｖｔを変化させて、所望な同調状態が得られるようにする。このようにして、 同調制御ループはＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣの直流出力電圧Ｖｔを定常状態値 に有効に安定化させる。定常状態値は、一方では所望な同調状態により、他方で はチューナＴＵＮの同調特性により規定される。 図３は第２実施例を示し、これは多くの点で図２の実施例に似ている。しかし 、図２におけるコントローラＤＣＵは帰還回路ＦＢＣを具えている。この帰還回 路ＦＢＣはＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣの出力電圧Ｖｔから帰還量Ｑｆを引出す 。差検出器ＤＤ１は同調誤差信号Ｓｅとこの帰還量とを比較して、ＤＣ−ＤＣコ ンバータＤＤＣにおける交流源ＣＡＣ用の制御信号Ｓｃを発生する。従って、交 流源ＣＡＣは同調誤差信号Ｓｅ以外に、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣの出力電圧 の関数でも制御される。 図３に示した第２実施例におけるコントローラＤＣＵ及びＤＣ−ＤＣコンバー タＤＤＣは同調制御ループ内の帰還ループを構成する。実際上、同調誤差信号Ｓ ｅは斯かる帰還ループ用の基準入力信号であり、制御信号Ｓｃはこの帰還ループ の作動信号であり、同調電圧Ｖｔが可変制御される。帰還ループは同調誤差信号 Ｓｅにより帰還量Ｑｆを持たらす。この帰還ループがあるために、同調電圧Ｖｔ への同調誤差信号Ｓｅの変換は主として帰還回路ＦＢＣによって決定される。 図４は２つの内部帰還ループを有する第３実施例を示す。第１内部帰還ループ は次のような要部、即ち帰還回路ＦＢＣと、差検出器ＤＤ１と、出力段ＯＵＳと を具えている。第２内部帰還ループは差検出器ＤＤ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ ＤＤＣとを具えている。図４における第２差検出器ＤＤ２は第１内部帰還ループ の一部でもある。しかし、これは必ずしもそのようにする必要はなく、第２差検 出器ＤＤ２は、出力段ＯＵＳから帰還回路ＦＢＣに延在する信号路から省くこと ができる。 図４に示して第３実施例における第１内部ループは図３に示した第２実施例に おける帰還ループと同じ機能を有する。即ち、帰還回路ＦＢＣは主として同調電 圧Ｖｔの同調誤差信号Ｓｅの変換を決定する。しかし、これらの帰還ループには 重大な差がある。図３では、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣが帰還ループの一部を 成しているが、図４におけるＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣはそれ自体が第１内部 帰還ループの一部を成すものではない。 第２内部帰還ループは出力段ＯＵＳからの出力電流Ｉを安定化する。出力電流 Ｉは第２内部帰還ループの一部であるＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣから引出され る。電流Ｉ又はこの電流のレプリカは差検出器ＤＤ２に流れ、この検出器は電流 Ｉを目標値Ｔｖと比較する。差検出器ＤＤ２はこの比較結果に応答して交流源Ｃ ＡＣを制御する。実際上、目標値Ｔｖは第２内部制御ループ用の基準入力信号で あり、制御信号Ｓｃはこのループ用の作動信号であり、ＤＣ−ＤＣコンバータＤ ＤＣから引出される電流Ｉが可変制御される。 本発明をさらに明瞭とするために上述した実施例の幾つかの具体例を示す。 図５は図２に示した実施例の第１具体化例を示す。図５に示した同調システム ＴＳＹにおけるチューナＴＵＮは、それに供給される入力信号ＲＦを出力信号Ｉ Ｆに周波数変換する。チューナＴＵＮでの周波数変換は同調指令信号ＴＣによっ て決定される。 チューナＴＵＮでの周波数変換はミクサＭＩＸと局部発振器ＬＯＳとの組合せ 回路によって行われる。ミクサＭＩＸは、それが増幅器ＡＭＰを介して受信する 入力信号ＲＦを局部発振器ＬＯＳの出力信号で逓倍する。この結果、ＲＦ入力信 号の周波数は、ミクサＭＩＸに供給される局部発振器信号の周波数に等しい量だ けシフトされる。この周波数シフトされたＲＦ信号がチューナＴＵＮの出力信号 ＩＦである。 局部発振器ＬＯＳの周波数は、それに供給される同調電圧Ｖｔに依存する。こ の具体化例における局部発振器ＬＯＳは、その周波数を決定する共振回路（図示 せず）を具えている。共振回路はバリキャップダイオードＶＡＲを具えており、 このダイオードは発振周波数を同調電圧Ｖｔの関数で変化させる。同調システム ＴＳＹは、チューナＴＵＮが同調指令信号ＴＣに従って周波数変換を果たすよう に同調電圧Ｖｔを制御する。 同調誤差検出器ＴＥＤでは、局部発振器ＬＯＳの出力信号Ｓｔをプログラマブ ル分周器ＤＶＰにより分周する。この分周器の分周比は同調指令信号ＴＣにより 決定される。分周出力信号Ｓｔを位相−周波数検出器ＰＦＤの第１入力信号とす る。位相−周波数検出器ＰＦＤの第２入力信号は基準周波発振器ＲＦＯの分周出 力信号とする。この発振器ＲＦＯの出力信号の分周は固定の分周器ＤＶＦにより 行なう。 位相−周波数検出器ＰＦＤはそれに供給される第１及び第２入力信号に応答し て同調誤差信号Ｓｅを発生する。この同調誤差信号Ｓｅは２つの２進信号“Ｉｎ ｃ”及び“Ｄｅｃ”をそれぞれ含んでいる。これら２つの２進信号“Ｉｎｃ”及 び“Ｄｅｃ”は実際上３通りの状態を示す。その１つの状態は、局部発振器ＬＯ Ｓから引出される第１入力信号が基準周波発振器から引出される第２入力信号と 同期している状態である。この場合には双方の２進信号“Ｉｎｃ”及び“Ｄｅｃ ”が“０”となる。他の２つの状態は位相−周波数検出器ＰＦＤの２つの入力信 号が非同期状態にある場合である。第１入力信号の位相及び／又は周波数が第２ 入力信号に対して遅れている場合には、２進信号“Ｉｎｃ”及び“Ｄｅｃ”がそ れぞれ“１”及び“０”となる。これとは逆の場合には、２進信号“Ｉｎｃ”及 び“Ｄｅｃ”がそれぞれ“０”及び“１”となる。 実際上、同調誤差信号ＳｅはチューナＴＵＮが所望な同調状態にあるかどうか を指示する。同調していない場合に、同調誤差信号“Ｓｅ”はさらに、所望な同 調信号にするには局部発振器ＬＯＳの周波数を高くしなければならないのか、又 は下げなければならないのかを指示する。図５に示した同調誤差検出器ＴＥＤの 機能部分については当業者が容易に推考し得ることであるので、さらなる詳細な 説明は省略する。 コントローラＤＣＵはディジタル信号処理素子を用いて様々な態様で具体化す ることができる。コントローラＤＣＵの機能は従来の同調ループにおけるループ フィルタ及び／又は増幅器の機能に似たものである。制御信号Ｓｃは基本的には 同調誤差信号Ｓｅを低域通路フィルタ処理したものである。この制御信号Ｓｃは 成分“Ａｍｐ”と、成分“Ｆｒｑ”及び“Ｗｖｆ”を随意含んでいる。同調誤差 が大きければ、制御信号Ｓｃにおける成分“Ａｍｐ”が有効となる。同調誤差が 小さい場合には、成分“Ｆｒｑ”及び／又は“Ｗｖｆ”が有効となる。 ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣは次のように具体化する。可制御交流源はディジ タル発振信号を発生する数値式発振器（図示せず）を具えている。ディジタル発 振信号の振幅、周波数及び波形は制御信号Ｓｃの成分“Ａｍｐ”、“Ｆｒｑ”及 び“Ｗｖｆ”によってそれぞれ決定される。ディジタル発振信号は、この信号に 応答して交流出力電圧Ｖａｃ１を発生するＤ／Ａ変換器に供給する。変圧器回路 ＩＮＤはこの電圧を高振幅の交流電圧Ｖａｃ２に変換する。交流電圧Ｖａｃ２は コンデンサも具えている整流回路ＲＥＣにおけるダイオードによって整流される 。従って、整流回路ＲＥＣの出力端子には直流電圧Ｖｄｄが発生する。この電圧 は低域通路フィルタを構成する抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１を経てチューナの局 部発振器ＬＯＳにおけるバリキャップダイオードＶＡＲに供給される。 同調電圧Ｖｔの値は第１交流電圧Ｖａｃ１の特性を変えることによって変える ことができる。第１交流電圧Ｖａｃ１の振幅を変えると同調電圧Ｖｔが変化する ことは明らかである。さらに、波形及び／又は周波数を変化させても同調電圧Ｖ ｔは同じように変化し得る。これは、実際上変圧器回路ＩＮＤの利得が周波数に 依存するということによるものである。第１交流電圧Ｖａｃ１の波形及び／又は 周波数の変化は同調電圧Ｖｔの微制御に用いることができ、同調電圧の粗制御は 第１交流電圧Ｖａｃ１の振幅を調整することにより行なうことができる。 同調速度を高めるために同調システムには可制御電流源１１を設ける。この電 流源がないと、コンデンサＣ１はは厄介な慣性を発生することになる。同調電圧 Ｖｔを減らすために第２交流電圧Ｖａｃ２の振幅を下げるものとする場合、電流 源１１がないと、コンデンサＣ１を放電させるのに比較的長時間かかることにな る。これは整流回路におけるダイオードが非導通で、信号接地に対して高インピ ーダンスを呈するからである。従って、放電時定数が比較的大きくなる。こうし た問題は、同調電圧をかなり減らす必要がある場合に、電流源Ｉ１を作動させる ことによって回避することができる。これは例えば、同調誤差信号Ｓｅがそのよ うなことを指示する場合である。こうした場合には、所望な同調電圧に近づくま で電流源がコンデンサＣ１を放電させる。次いで電流源Ｉ１は不作動となり、Ｄ Ｃ−ＤＣコンバータが同調電圧Ｖｔの制御を引継ぐことになる。 図５にＩＣＴとして示した点線枠内に位置する機能部分は単一の集積回路内に 納めることができる。現今のシンセサイザ集積回路が図５に示した同調誤差検出 器ＴＥＤに相当する部分を具えていることがよくある。本発明による集積回路に は斯様な部分以外にコントローラＤＣＵ及びＤＣ−ＤＣコンバータの交流源ＣＡ Ｃも含めることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータの他の部分は、この集積回路に 対する外部の部品によって構成することができる。 図５におけるチューナＴＵＮ及び集積回路ＩＣＴの双方は供給電圧Ｖｃｃにて 作動する。この供給電圧は、例えば論理回路に通常用いられる電圧値である５ボ ルトとすることができる。この場合には交流電圧Ｖａｃ１の最大ピーク−ピーク 振幅を５ボルトとし、これを誘導素子ＩＮＤによって高い値に変換してから整流 して直流電圧Ｖｄｄを発生させる。従って、直流電圧Ｖｄｄは５ボルトの供給電 圧Ｖｃｃよりも遥かに高くすることができる。例えば、直流電圧Ｖｄｄは局部発 振器ＬＯＳを所望な周波数帯域にわたって同調させるために０〜３０ボルトの範 囲内で変えることができる。 図６、図７及び図８は他の具体化例を示す。なお、簡略化のために同調誤差信 号Ｓｅから同調電圧Ｖｔを取出す素子だけを示してある。図６、図７及び図８に おける同調誤差信号Ｓｅは図５におけるような２進信号“Ｉｎｃ”及び“Ｄｅｃ ”を含んでいる。 図６は図２に示した第１実施例の第２の具体化例を示す。図６におけるＤＣ− ＤＣコンバータＤＤＣの交流源ＣＡＣは可制御スイッチＣＳＷ形態のものであり 、このスイッチは交番オン／オフ信号発生器ＡＯＧによって交互に導通及び非導 通となる。可制御スイッチＣＳＷはコイルＩＮＤの一方のノードと信号接地点と の間に配置する。コイルＩＮＤの他方のノードは供給電圧Ｖｃｃに接続する。コ イ ルＩＮＤは電流蓄積媒体と見なすことができる。コイルＩＮＤに蓄えられる電流 は、スイッチＣＳＷが導通、即ち閉じる場合にＶｃｃから信号接地点へと流れる 電流である。スイッチＣＳＷを開くと、コイルＩＮＤに蓄えられている電流は整 流回路ＲＥＣにおけるコンデンサへと流れて、それを充電する。このような充電 作用は整流回路ＲＥＣによって与えられる直流電圧Ｖｄｄを供給電圧Ｖｃｃの値 以上の電圧値にする。 直流電圧Ｖｄｄの値、従って同調電圧Ｖｔの値はスイッチＣＳＷの導通期間に 対する非導通期間の持続時間に依存する。これはデューティサイクルとも称され る。このデューティサイクルを同調誤差信号Ｓｅの関数で制御するために、コン トローラＤＣＵは２進信号“Ｉｎｃ”及び“Ｄｅｃ”をデューティサイクル制御 信号Ｓｃに変換し、この制御信号を交番オン／オフ信号発生器ＡＯＧに供給する 。デューティサイクル制御は極めて簡単なものとすることができ、例えば“Ｉｎ ｃ”に応答してスイッチＳＷＣの導通期間を増大させ、“Ｄｅｃ”に応答してス イッチの導通期間を減らすか、又はその逆とすることができる。 抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ１，Ｃ２との組合わせはループフィルタを構成 する。このループフィルタの伝達特性は２つのポールと１つのゼロ点とによつて 特徴付けられる。ループフィルタが幾つかの同調制御特性を決定すること以外に 、このフィルタはＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子における残留交番信号も除去 し、このような残留交番信号は局部発振器を寄生変調することがある。 図７は図３に示した第２実施例の具体化例を示す。図７では同調誤差信号Ｓｅ を２個の可制御電流源ＩｎおよびＩｄを具えている電荷ポンプ回路ＣＰＣに供給 する。２進信号“Ｉｎｃ”及び“Ｄｅｃ”に応答して、電流源Ｉｎか、Ｉｄのい ずれかを作動させる。電流源Ｉｎを作動させる場合には、その電流を積分器回路 ＩＮＴに供給して、電圧Ｖｒを増大させる。電流源Ｉｄを作動させる場合には電 流Ｉｄを積分器回路ＩＮＴから引出して電圧Ｖｒを低下させる。 電荷ポンプ回路ＣＰＣの出力電流を積分することによって得られる電圧Ｖｒは 実際には比較回路ＣＭＰと、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣと、帰還回路ＦＢＣと によって構成されるループに対する基準電圧である。前記ループは同調電圧Ｖｔ でもあるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｄの値を、電圧Ｖｆが電圧Ｖｒに 等しくなるように調整する。実際上、斯かるループは電圧Ｖｒを同調電圧Ｖｔに までスケールする。この場合のスケーリングファクタは分圧器である帰還回路Ｆ ＢＣによって決定される。スケーリングファクタは分圧比の逆関数とする。 図８は図４に示した第３実施例の具体化例を示す。図７におけると同様に、図 ８に示した具体化例も電荷ポンプ回路ＣＰＣを具えている。この電荷ポンプ回路 ＣＰＣの出力電流は、オペアンプＯＰＡと、出力トランジスタＯＴＲと、帰還回 路ＦＢＣとによって構成される能動積分器に供給される。能動積分器は図４に示 した実施例における第１内部ループに相当する。この能動積分器は電荷ポンプ回 路ＣＰＣの出力電流を同調電圧Ｖｔに変換する。この場合における電流−電圧変 換特性は帰還回路ＦＢＣによって決定される。 図８に示した具体化例は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣ、出力トランジスタＯ ＴＲ及び比較器ＣＭＰを含む電流安定化ループも具えている。この電流安定化ル ープは出力トランジスタＯＴＲを経て流れるバイアス電流を基準電流源Ｉｒによ って決定される目標値に固定させる。電流安定化ループはさらに、ＤＣ−ＤＣコ ンバータの出力電圧Ｖｄｄを間接的に制御する。出力トランジスタＯＴＲのバイ アス電流はＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣから抵抗ＲＩを経て引出される電流の大 部分を成す。従って、電流安定化ループはＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄ ｄを同調電圧Ｖｔ以上の予定電圧レベルに保つようにする。この予定電圧レベル は電流源Ｉｒの電流と、抵抗ＲＩの値とに依存する。 電流安定化ループは次のように作動する。出力トランジスタＯＴＲのバイアス 電流は抵抗Ｒｓａを経て流れると共に比較回路ＣＭＰの反転（−）入力端子に供 給される電圧を降下させる。非反転（＋）入力端子は抵抗Ｒｓｂ間の基準電圧降 下分を受電する。この基準電圧降下は基準電流源Ｉｒからの基準電流によって生 ずる。定常状態における抵抗Ｒｓａ間の電圧降下は抵抗Ｒｓｂ間の基準電圧降下 に等しい。 出力トランジスタＯＴＲのバイアス電流が変化すれば、制御信号ＳｃがＤＣ− ＤＣコンバータＤＤＣの出力電圧Ｖｄｄを変化させることになる。従って、同調 電圧Ｖｔが一定のままであるとすると、抵抗ＲＩを流れる電流が変化することに なる。この場合における抵抗ＲＩは電流源と見なすことができ、その出力電流は 出力トランジスタＯＴＲのバイアス電流とは相違する。この場合における差電流 が第１ループの帰還回路ＦＢＣに流れて、演算増幅器ＯＰＡの非反転（−）入力 端子における電圧を変化させる。この電圧変化が出力トランジスタＯＴＲの制御 端子に転送され、このトランジスタのバイアス電流が所望な方向に調整されるよ うにする。 図９は処理ユニットＰＲＵ、画像表示装置ＰＤＤ及びユーザインタフェースＵ ＩＦを有している本発明によるマルチメディア装置の一例を示す。処理ユニット はホルダーＨＯＬ内にプラグ嵌めしたテレビジョン受信ボードＴＲＰを具えてい る。テレビジョン受信ボードＴＲＰは実際にはテレビジョン受信機であり、これ は本発明による同調システムＴＳＹ、例えば図５に示したような同調システムを 具えている。同調システムＴＳＹにおけるチューナＴＵＮ（図示せず）は、例え ば同軸ケーブルコネクタとするコネクタＲＦＣを介してＲＦ入力信号を受信する 。テレビジョン受信ボードＴＲＰにおける回路は、電圧ＶｃｃをホルダーＨＯＬ を介して同調システムＴＳＹに供給する電源ＰＷＳにより附勢される。 本発明及び従属請求項にて規定した追加の特徴によって与えられる幾つかの利 点を下記にて明らかにする。こうした利点を、例示した実施例及び具体例を参照 して説明する。 本発明によるマルチメディア装置には、その内部に組込む同調システム用に追 加の電源設備を設ける必要がない。図９に示したテレビジョン受信ボードＴＲＰ は単一の供給電圧Ｖｃｃにて作動することができる。この供給電圧は処理ユニッ トＰＲＵにおける論理回路を作動させるのに用いられる供給電圧と同じ電圧であ る５ボルトとすることができる。同調システムＴＳＹは、供給電圧Ｖｃｃ以上の 同調電圧、例えば０〜３０ボルトの範囲内の同調電圧Ｖｔを局部的に発生させる ことができる。 多くの用途にとって、本発明による同調システムは目立つような電波妨害を生 じるものではない。ＤＣ−ＤＣコンパータの一部である誘導素子が放つ妨害磁界 は、この誘導素子が同調素子に転送しなければならない電力が相対的にごく僅か であることからして比較的弱いものである。同調素子はこのＤＣ−ＤＣコンバー タから相対的にごく僅かな電流を引出すだけである。例えば、図５ではバリキャ ップダイオードＶＡＲが同調素子を構成しており、このバリキャップダイオード は数マイクロアンペア程度の電流を取り上げるだけである。 図３に示した第２実施例は比較的簡単な構造のものである。コントローラＤＣ Ｕ及び交流源ＣＡＣの一部は同調誤差検出器ＴＥＤと一緒にディジタルＭＯＳ集 積回路に納める論理回路形態のものとすることができる。 さらに、図３に示した第２実施例は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける構成部品 の特性のばらつきに実質上不感応である。帰還回路ＦＢＣを具えている帰還ルー プがあるために、例えば誘導素子ＩＮＤの特性のばらつきが同調制御特性に悪影 響を及ぼすことは殆どない。 図４に示した第３実施例は同調速度を比較的高くすることができる。この例に おけるＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣは、同調電圧Ｖｔが同調誤差信号Ｓｅに応答 する速度には実質上影響を及ぼさない。制御信号ＳｃをＤＣ−ＤＣコンバータＤ ＤＣを介して出力電圧Ｖｄｄに変換する場合の帯域幅は比較的小さくすることが できる。図４及び図８の双方におけるＤＣ−ＤＣコンバータＤＤＣは実際上、同 調誤差信号Ｓｅが現れる点から同調電圧Ｖｔが現れる点まで延在する信号路の外 にある。 本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、請求の範囲の記載を逸脱す ることなく幾多の変更を加え得ることは当業者が推考し得ることである。 例えば、同調誤差検出器ＴＥＤは図１に示した従来の同調システムにおけるも のと同様なタイプのものとすることができる。この同調誤差検出器は、図５にお けるような局部発振器信号の代わりに、チューナによって供給されるＩＦ出力信 号から同調誤差信号を取り出す。 同調素子はＭＯＳトランジスタとし、そのゲートをＤＣ−ＤＣコンバータに結 合させることができる。このＭＯＳトランジスタはＤＣ−ＤＣコンバータに対し て高インピーダンスを構成する。さらに、ＲＣ−タイプの発振器では、複数のＭ ＯＳトランジスタが複数の同調素子を構成し、これらの同調素子が同調信号に応 答して発振周波数を換えるようにすることができる。 様々なタイプの可制御ＤＣ−ＤＣコンバータを使用することができることは明 らかである。図２，図３及び図４に示した実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータ 内の誘導素子ＩＮＤは簡単なコイル、変圧器コイル又はインダクタンスを呈する 他の任意の構成のものとすることができる。交流源ＣＡＣは或る波形の周期性信 号を供給する数値式、アナログ又は他の任意タイプの発振器とすることができる 。ＤＣ−ＤＣコンバータによって放出される磁界内の高調波を最小とするためと に正弦波状の波形を用いるのが好適である。 高速同期を促進するために、ＤＣ−ＤＣコンバータに並列に高域回路を結合さ せることができる。 要するに、本明細書にて述べたことは次のようなことである。同調システムに おけるＤＣ−ＤＣコンバータはチューナ用の同調制御電圧を供給する。ＤＣ−Ｄ Ｃコンバータは交流源と、誘導素子と、整流回路とを直列に配置したものとする 。交流源によって供給される交流信号は同調誤差検出器からの同調誤差信号によ って制御される。誘導素子はこの交流信号を高振幅の交流信号に変換する。この 変換した交流信号を整流して同調制御電圧とする。実際にはＤＣ−ＤＣコンバー タを同調制御ループの一部とする。この同調制御ループはＤＣ−ＤＣコンバータ の出力電圧を決定する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．チューナ（ＴＵＮ）及び該チューナ（ＴＵＮ）の同調状態に依存する同調誤 差信号（Ｓｅ）を発生するための同調検出器（ＴＥＤ）を具えている同調システ ムにおいて、当該同調システムがさらに： − 出力電圧（Ｖｔ，Ｖｄｄ）が同調誤差信号（Ｓｅ）に依存する可制御のＤ Ｃ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）；及び − 前記可制御ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）の出力電圧（Ｖｔ，Ｖｄｄ） に応答して前記チューナ（ＴＵＮ）の同調状態を変えるための同調手段（ＶＡＲ ）； も具えていることを特徴とする同調システム。 ２．前記同調システムがさらに： − 前記可制御のＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）の出力電圧（Ｖｔ，Ｖｄｄ ）から帰還信号（Ｑｆ）を引出すための帰還回路（ＦＢＣ）；及び − 前記帰還信号（Ｑｆ）と前記同調誤差信号（Ｓｅ）との差に応答して可制 御ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤＣ）を制御する差検出器（ＤＤＩ）； も具えていることを特徴とする請求項１に記載の同調システム。 ３．前記同調システムがさらに： − 前記同調誤差信号（Ｓｅ）に応答して前記可制御ＤＣ−ＤＣコンバータ（ ＤＤＣ）から電流（Ｉ）を引出すための出力段（ＯＵＳ）；及び − 前記電流（Ｉ）と目標値（Ｔｖ）との差に応答して前記可制御ＤＣ−ＤＣ コンバータを制御する差検出器（ＤＤ２）； も具えていることを特徴とする請求項１に記載の同調システム。 ４．請求項１〜３のいずれか一項に記載の同調システム（ＴＳＹ）を具えている マルチメディア装置。 ５．請求項１〜３のいずれか一項に記載の同調システム（ＴＳＹ）を具えている 受信機（ＴＲＰ）。 ６．同調誤差検出器（ＴＥＤ）、交流信号（Ｖａｃ１）を供給するための交流源 及び前記同調誤差検出器（ＴＥＤ）からの同調誤差信号（Ｓｅ）に応答して前 記交流信号（Ｖａｃ１）の少なくとも１つの特性を変える制御手段（ＤＣＵ）を 具えている集積回路（ＩＣＴ）。