【発明の詳細な説明】
表面波フィルタ結合付テレビジョン受信機
本発明は、所望信号に隣接した信号周波数を抑圧する表面波（ＳＡＷ）フィル
タを備えた受信機に関するものである。表面波フィルタは、ほぼ一定の群遅延と
結合した良好な選択性を提供し、特に、テレビジョン受信機における使用に適し
ている。
本発明は、さらに、表面波フィルタおよび表面波フィルタに入力信号を供給す
る結合回路網を備えたフィルタ装置に関するものである。
特開平２−２３７，２１１号公報には、原理的にテレビジョン受信機に使用し
得るフィルタ装置が記載されており、この公報の添付図面は従来のフィルタ装置
を示し、本明細書の図１をなすものである。
この従来のフィルタ装置においては、結合回路網１４が、入力電極１２および
出力電極１３を配置した圧電基板１１よりなる表面波フィルタに直列に結合して
おり、この結合回路網１４は、表面波フィルタの２入力端に並列に結合したイン
ダクタ１６を備えている。このインダクタ１６は、入力電極１２の容量を打消す
ように選定される。さらに、インダクタ１７および容量１８からなる直列共振回
路が入力端の一方に直列に結合している。この引用公開公報においては、このフ
ィルタ装置を適切に構成して好ましい挿入損失が得られるようにすることを請求
してある。
しかしながら、実際には、従来技術によるテレビジョン受信機は、不満足な特
性のフィルタ装置しか得られていない。
本発明の目的は、従来技術によるフィルタ装置を備えた受信機より良好な特性
の受信機、特に、テレビジョン受信機を提供することにあり、かかる受信機は請
求項１および請求項２に規定してある。加うるに、本発明は、請求項５および請
求項６に規定したようなフィルタ装置を提供する。各従属項には好適な実施例を
請求してある。
簡単に言えば、本発明においては、表面波フィルタの入力端に並列に抵抗が結
合し、あるいは、その替わりに、直列共振回路に並列に抵抗が結合しており、か
かる手段の両方の組合わせ、すなわち、入力端に並列の抵抗と共振回路に並列の
抵抗との組合わせも可能である。
つぎの認識は、本発明の基盤をなすものである。従来技術のフィルタ装置を装
填したテレビジョン受信機の不満足な特性は、そのフィルタ装置によって生ずる
信号歪みに因るものであり、さらに、従来装置の表面波フィルタが信号歪に関係
する諸特性に束縛を加えることが認識されている。その諸特性はつぎのとおりで
ある。第１に、フィルタ装置の入力端に現われる電圧の結合回路網を介した表面
波フィルタの入力端への転送。第２に、表面波フィルタの入力端に現われる等価
電源インピーダンス。第３に、フィルタ装置の入力インピーダンス。
本発明により付加された抵抗は、上述した諸特性が歪みの観点からして満足な
ものに設定されるようにする自由度を提供するものである。そのうえに、本発明
は、さらなる利点をも提供する。さらなる利点は、上述した諸特性が成分の拡が
りにあまり敏感でないことであり、なおさらなる利点は、フィルタ装置の周波数
応答が、使用している表面波フィルタの諸条件にほぼ一致していることである。
従来技術のフィルタ装置に抵抗を付加することは、ノイズおよび挿入損失の観
点から愚かしいように見える。抵抗は、それ自身がノイズ源であり、さらに、抵
抗は、信号路に配置した際に信号電力を消費し、したがって、信号損失を起すこ
とが知られている。事実、本発明によるフィルタ装置は、従来技術より稍々劣っ
たノイズ指数を有している。しかしながら、これは、主として、通過帯域外の周
波数に適用されるものであり、したがって、通過帯域内の所望信号の信号対ノイ
ズ比は実質的に影響されない。これは、本発明により付加した抵抗のノイズは、
通過帯域内では効果的に短絡されるからであり、さらに、通過帯域内の所望信号
がその抵抗を効果的に側路するようにして抵抗を配置することが可能である。そ
の場合に、抵抗は、主として通過帯域外の不所望の信号の電力を消費し、その結
果、所望信号に関する挿入損失は、実質的に影響を受けない。
本発明のかかる諸面および利点は、以下に記載する実施例を参照して明らかに
されよう。
図面中：
図１は、従来技術のフィルタ装置を示す。
図２ａは、従来技術のフィルタ装置における電圧利得を説明するものである。
図２ｂは、従来技術のフィルタ装置における群遅延を説明するものである。
図２ｃは、従来技術のフィルタ装置における表面波フィルタ入力端の等価源イ
ンピーダンスを説明するものである。
図２ｄは、従来技術のフィルタ装置の入力インピーダンスを説明するものであ
る。
図３は、本発明によるフィルタ装置の第１実施例を示す。
図４は、本発明によるフィルタ装置の第２実施例を示す。
図５は、本発明によるフィルタ装置の第３実施例を示す。
図６は、本発明によるテレビジョン受信機を示す。
図７ａ，８ａおよび９ａは、図３，４および５の実施例における電圧利得をそ
れぞれ説明するものである。
図７ｂ，８ｂおよび９ｂは、図３，４および５の実施例における群遅延をそれ
ぞれ説明するものである。
図７ｃ，８ｃおよび９ｃは、図３，４および５の実施例における表面波フィル
タ入力端の等価源インピーダンスをそれぞれ説明するものである。
図７ｄ，８ｄおよび９ｄは、図３，４および５の実施例における入力インピー
ダンスをそれぞれ説明するものである。
各図を通して、同一参照記号は同一要素を示す。
まず、図１に示した従来技術のフィルタ装置の諸欠点を、図２ａ乃至２ｄに示
す諸特性を参照してさらに詳細に解析し、引続いて、かかる欠点に逆らう発明的
一般概念を個々に説明する。ついで、図３，４および５に示す本発明によるフィ
ルタ装置の３実施例を説明し、ついで、これらのフィルタ装置の図６に示すテレ
ビジョン受信機における個々の適用を考察する。つぎに、本発明が提供する利点
を、図７ａ乃至７ｄ，図８ａ乃至８ｄおよび図９ａ乃至９ｄにそれぞれ示すかか
る３適用を説明する諸特性を参照して強調する。最後に、例示した実施例の若干
の変形に触れる。
ここで、図１に示した従来技術のフィルタ装置のテレビジョン受信機への適用
をさらに詳細に検討する。かかる適用においては、従来技術のフィルタ装置が、
テレビジョン受信機における中間周波（ＩＦ）信号の濾波に用いられる。テレビ
ジョンＩＦ信号は、欧州諸国では、大抵、約４０ＭＨｚであり、ＩＦ信号の帯域
幅は約６ＭＨｚである。適切なテレビジョン用表面波フィルタは、市販されてお
り、図１に示した電極１２および１３を備えた圧電材基盤１１を含んでいる。か
かるテレビジョン用表面波フィルタは、典型的には、２０ピコファラドの入力容
量ＣＩと１キロオームの入力抵抗ＲＩとの並列として模し得る入力インピーダン
スを有しており、したがって、入力容量ＣＩは入力インピーダンスの虚数部を表
わし、並列に結合した入力抵抗ＲＩは、その実数部を表わす。
テレビジョンへの適用においては、図１に示した結合回路網１４を構成する個
々の電気的構成要素の値は、つぎのように選定される。インダクタ１６の値Ｌｐ
は、７９１．６ナノヘンリであり、このインダクタ１６と図１には示していない
入力容量ＣＩとは、並列共振回路を構成し、したがって、４０ＭＨｚに同調して
いる。その結果、テレビジョン用表面波フィルタ１１，１２，１３の入力容量Ｃ
Ｉは、中間周波数ＩＦでは実質的に消去されており、インダクタ１７と容量１８
とからなる直列共振回路も４０ＭＨｚに同調している。
図２ａ乃至２ｄは、インダクタ１７および容量１８の値ＬｓおよびＣｓの種々
な組合わせの諸特性をそれぞれ示す。かかる値の組合わせは、値ＬｓおよびＣｓ
をつぎのように規定するパラメータＲによってそれぞれ特徴づけされる。
Ｌｓ＝Ｒ・Ｌｐ；Ｃｓ＝ＣＩ＋Ｒ
例えば、Ｒ＝１０のとき、直列共振回路の各値は、Ｌｓ＝７．９１マイクロヘ
ンリおよびＣｓ＝２ピコファラドである。図２ａ乃至２ｄに示す諸特性を得るに
は、図１には示してない電圧源を従来技術のフィルタ装置の入力端子間に接続す
る。この電圧源は、従来技術のフィルタ装置にテレビジョンＩＦ信号を供給する
駆動回路を表わす。
図２ａおよび図２ｂは、電圧源からテレビジョン用表面波フィルタ１１，１２
，１３の入力端への結合回路網１４を介した信号転送の諸特性を説明するもので
あり、図２ａは、周波数（Ｆ）に対するその信号転送の大きさのグラフであり、
図２ｂは、周波数（Ｆ）に対するその信号転送の群遅延（Ｔｇ）のグラフである
。図２ｃは、周波数（Ｆ）に対する、テレビジョン用表面波フィルタ１１，１２
，１３の入力端で見た等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ）のグラフである。この
等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ）は、電圧源が結合した結合回路１４の出力イ
ンピーダンスに対応するものである。図２ｄは、周波数（Ｆ）に対する従来技術
のフィルタ装置の入力インピーダンスＺｉｎの大きさのグラフである。この入力
インピーダンスＺｉｎは、図１に示した従来技術のフィルタ装置の入力端子間で
測ったインピーダンスである。
図２ａは、約３７〜４３ＭＨｚの所望通過帯域内で、大きさ・周波数応答がパ
ラメータＲの任意の値に対して平坦ではないことを示しており、さらに、より大
きいＬｓおよびＣｓでＬｐおよびＣＩをそれぞれ近似するほど、この応答におけ
るピークがそれだけ顕著になることが判る。最良の大きさ・周波数応答は、Ｒ＝
４０で得られるように見える。パラメータＲが小さくなると、所望帯域の外側で
ピークが生じ、かかるピークは、表示画像に妨害を生ずる不所望信号のレベルを
高める。一方、パラメータＲが４０より高くなると、所望通過帯域は最早得られ
ない。これは、表示画像における輪郭の鮮鋭度が劣化する結果となる。
図２ｂは、比較的高い値のパラメータＲに対してのみ、所望通過帯域内で群遅
延がほぼ一定であることを示しており、Ｒ＝２０およびＲ＝４０のときには、所
望の通過帯域に亘って群遅延がかなり変化し、これは、表示画像に歪みが生ずる
結果となる。比較的高い周波数内容を有する画像部分は、比較的低い周波数内容
を有する画像部分に対して遅延し、これは、表示画像上に、これらの画像部分相
互間のずれとして現われる結果となる。
図２ｃは、等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ）が、テレビジョン用表面波フィ
ルタ１１，１２，１３の入力端で見ると、特定の周波数で突起することを示して
おり、パラメータＲの値が高いほど、ピークが通過帯域の中心周波数に近づく。
パラメータＲが１０を超えると、ピークは通過帯域内に落ち、これは、テレビジ
ョン用表面波フィルタ１１，１２，１３内の反射により表示画像にゴースト像が
生ずる結果となり、その反射がフィルタの出力端に不所望のエコーを生ずること
になる。この現象は、つぎのように説明することができる。
表面波フィルタにおいては、電気信号が入力電極で超音波を発生させ、その超
音波が出力電極に伝搬して所望の出力信号を発生させる結果となる。しかしなが
ら、超音波エネルギーの一部が弾き返され、すなわち、入力電極に戻って来る。
理想的には、入力電極が短絡されて、その超音波が再度弾き返されて出力電極に
伝搬するのを防ぎ、不所望のエコーが発生しないようにすべきである。表面波フ
ィルタの入力端における終端インピーダンスが低いほど、反射超音波のエネルギ
ーがそれだけ多く吸収され、不所望のエコーがそれだけ多く抑圧される。
図２ｄは、従来技術のフィルタ装置の入力インピーダンスが、通過帯域の中心
周波数の周囲に対称に位置する落込みを呈することを示しており、Ｒ＝４０から
出発すると、その落込みは、パラメータＲの値が低下したときに、それだけ顕著
になり、さらに、中心周波数から離れる。特に、通過帯域外の落込みは、表示画
像に妨害を生じ、これは、つぎのように説明することができる。
落込みの周波数領域には、不所望信号、例えば、隣接チャネル・テレビジョン
信号が起り得る。かかる不所望信号は、図１には示していない駆動回路により従
来技術のフィルタ装置に供給される。実際の駆動回路は、どれでも、出力電流容
量に制限がある。従来技術のフィルタ装置の入力インピーダンスは比較的低いの
で、隣接周波数の信号は、その駆動回路を過負荷にし易い。すなわち、その信号
は、出力電流の制限値でクリップされる。その場合に、隣接周波数の信号のみな
らず、所望のテレビジョン信号自身も歪むことになり、従来技術のフィルタ装置
の入力インピーダンスが低いほど、それだけ低いレベルの隣接周波数信号で顕著
な妨害が生ずることになる。
要するに、従来技術のフィルタ装置のテレビジョン適用においては、不満足な
妥協がなされなければならない。パラメータＲの値が比較的大きい場合、例えば
Ｒ＝４０の場合には、図２ｂに示すように、群遅延が所望帯域内でかなり変化す
る。さらに、表面波フィルタ・入力終端インピーダンスは、図２ｃに示すように
、所望帯域内で突起する。他方、パラメータＲの値が比較的小さい場合、例えば
Ｒ＝５の場合には、結合回路網が、図２ａに示すように、不所望の隣接周波数信
号に対して利得を提供し、さらに、従来技術のフィルタ装置の入力インピーダン
スが、図２ｄに示すように、かかる不所望信号が起り易い周波数領域において著
しく落込む。いずれの場合にも、従来技術のフィルタ装置を装着したテレビジョ
ン機器の特性は、有害な影響を受ける。
本発明は、つぎのことを考慮に入れている。図２ａ，２ｂおよび２ｄに示した
諸特性が、結合回路網１４のみならず、テレビジョン用表面波フィルタ１１，１
２，１３の図１には示していない入力容量ＣＩをも含んだ帯域通過フィルタの諸
特性を効果的になしており、この帯域通過フィルタが、図１には示してない入力
抵抗ＲＩによって効果的に終端されている。したがって、図２ａ，２ｂおよび２
ｄに示した諸特性は、テレビジョン用表面波フィルタ１１，１２，１３の入力イ
ンピーダンスに重く依存している。しかしながら、テレビジョン用表面波フィル
タ１１，１２，１３の入力インピーダンスは、任意に固定することができず、こ
の入力インピーダンスは、所望のフィルタ特性が得られるようにするテレビジョ
ン用表面波フィルタ１１，１２，１３の構成によって決まる。
単一の発明的一般概念は、表面波フィルタの入力端に並列に抵抗を効果的に配
置することによる図２ａ乃至２ｄに示した諸特性の設定に付加的自由度を導入す
ることであり、これは、図３，４および５にそれぞれ示す３実施例によって説明
するように種々の方法で実施することができる。図３，４および５に示す各実施
例は、２入力端子ＩＳ１およびＩＳ２を有する表面波フィルタＦＳＡＷをそれぞ
れ備えており、結合回路網ＣＮＷは、入力端子ＩＡ１，ＩＡ２における入力信号
を表面波フィルタＦＳＡＷの入力端子ＩＳ１，ＩＳ２に転送するように結合して
いる。結合回路網ＣＮＷは、図１に示した結合回路網１４に類似しており、入力
端子ＩＳ１，ＩＳ２間に効果的に結合したインダクタＬＰとインダクタＬＳおよ
び容量ＣＳを備えた直列共振回路ＳＲＣとを備えている。表面波フィルタＦＳＡ
Ｗの入力容量ＣＩおよび入力抵抗ＲＩは、図３，４および５のそれぞれに示して
ある。
図３は、本発明によるフィルタ装置の第１実施例を示し、この実施例では、抵
抗ＲＰが、表面波フィルタＦＳＡＷの入力端子ＩＳ１とＩＳ２との間に結合して
いる。結合回路網ＣＮＷと入力容量ＣＩとからなる帯域通過フィルタは、抵抗Ｒ
Ｐと並列の入力抵抗ＲＩとに等価の抵抗で終端されている。
図４は、本発明によるフィルタ装置の第２実施例を示し、この実施例では、抵
抗ＲＳが直列共振回路ＳＲＣに並列に結合している。電圧源が入力端子ＩＡ１と
ＩＡ２との間に接続されている場合には、入力端子ＩＡ１に接続された抵抗ＲＳ
の節点が仮想的に接地される。その結果、抵抗ＲＳは、図３に示すような回路を
得るように置換することができる。電圧源が零インピーダンスを有する場合には
、結合回路網ＣＮＷと入力容量ＣＩとからなる帯域通過フィルタは、抵抗ＲＳと
並列の入力抵抗ＲＩとに等価の抵抗によって効果的に終端され、電圧源が零イン
ピーダンスを有しない場合には、帯域通過フィルタの終端抵抗が抵抗ＲＳの影響
を受ける、という効果が残っている。しかしながら、有利なことに、電圧源のイ
ンピーダンスは、抵抗ＲＳの値より低い大きさの程度のものである。
図５は、本発明によるフィルタ装置の第３実施例を示し、この実施例は、本質
的に、上述した実施例の組合わせである。直列共振回路ＳＲＣおよび表面波フィ
ルタＦＳＡＷの入力端は、ともに、並列に結合した抵抗ＲＳおよびＲＰをそれぞ
れ有している。図５の実施例は、図３における抵抗ＲＰの分裂、あるいは、図４
における抵抗ＲＳの分裂の結果と見ることができる。図３を参照するに、抵抗Ｒ
Ｐは、抵抗ＲＰと同じ抵抗値を並列に提供する図示しない並列の２抵抗ＲＰ１と
ＲＰ２とに分裂させることができ、抵抗ＲＰ２は、直列共振回路ＳＲＣに並列に
結合するように置換することができる。実質的には、接地に接続されている抵抗
ＲＰ２の節点は、接地から切離して入力端子ＩＡ１に再接続する。入力端子ＩＡ
１は、端子ＩＡ１とＩＡ２との間の電源インピーダンスが零に近似した場合には
、仮想の接地となる。図５における抵抗ＲＳは、置換抵抗ＲＰ２として見ること
ができ、非置換抵抗ＲＰ１は図５における抵抗ＲＰに等価となる。
図６は、図３，４および５の実施例のいずれをも適用し得るテレビジョン受信
機（ＴＶ）を示す。図６のテレビジョン受信機においては、チューナＴＵＮが入
力端子ＲＦにおける受信信号を中間周波（ＩＦ）信号に変換する。フィルタ装置
ＦＡＲは、ＩＦ信号を濾波して濾波出力ＩＦ信号を得、ＩＦおよび復調部ＩＦＤ
に供給する。フィルタ装置ＦＡＲは、図３，４および５に示したフィルタ装置の
何れともすることができ、ＩＦおよび復調部ＩＦＤは、供給した濾波出力ＩＦ信
号からビデオおよびオーディオの各信号を引出す。ビデオおよびオーディオの各
信号は、ビデオ処理部ＶＰＰおよびオーディオ処理部ＡＰＰでそれぞれさらに処
理して、画像表示器ＰＤＤおよび拡声装置ＬＳＡに対する駆動信号をそれぞれ得
る。
図７ａ乃至７ｄ、図８ａ乃至８ｄおよび図９ａ乃至９ｄは、図３，４および５
によるフィルタ装置ＦＡＲの図６のテレビジョン受信機に適用した場合の諸特性
をそれぞれ示し、これらの諸特性にはつぎのことが適用される。ＩＦ信号を提供
するチューナＴＵＮの出力端における図６に示すインピーダンスＺｏｔは、１オ
ームである。表面波フィルタＦＳＡＷは、入力容量ＣＩが２０ピコファラドで、
入力抵抗ＲＩが１キロオームの典型的なテレビジョン用表面波フィルタであり、
さらに、インダクタＬＰは７９１．６ナノヘンリの値を有している。したがって
、インダクタＬＰと容量ＣＩとが形成する並列共振回路の共振周波数は４０ＭＨ
ｚであり、直列共振回路ＳＲＣも４０ＭＨｚに同調している。パラメータＲは、
インダクタＬＳと容量ＣＳ、ＬｓおよびＣｓとの値を、それぞれ、Ｌｓ＝Ｒ・Ｌ
ｐ，Ｃｓ＝ＣＩ＋Ｒと規定している。
なお特に、図３の実施例における抵抗ＲＰの値は３３３オームであり、図４の
実施例における抵抗ＲＳの値も３３３オームである。図５の実施例における抵抗
ＲＳと抵抗ＲＰとの値は、それぞれ、５００オームと７０００オームとであり、
効果的に並列に配置した場合に、これらの抵抗も３３３オームの抵抗値を提供す
る。
図７ａ，８ａおよび９ａは、図２ａと同種のグラフであり、図７ａ，８ａおよ
び９ａは、図６に示したチューナ出力電圧Ｖｏｔのフィルタ装置ＦＡＲにおける
表面波フィルタＦＳＡＷの入力端への転送の大きさ（ＭＡＧ）対周波数（Ｆ）の
応答を示す。
図７ｂ，８ｂおよび９ｂは、図２ｂと同種のグラフであり、図７ｂ，８ｂおよ
び９ｂは、チューナ出力電圧Ｖｏｔのフィルタ装置ＦＡＲにおける表面波フィル
タＦＳＡＷの入力端への転送の群遅延（Ｔｇ）対周波数（Ｆ）の応答を示す。
図７ｃ，８ｃおよび９ｃは、図２ｃと同種のグラフであり、図７ｃ，８ｃおよ
び９ｃは、表面波フィルタＦＳＡＷの入力端で見た、周波数（Ｆ）の関数として
の等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ）を示す。等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ
）は、チューナＴＵＮに結合した場合における結合回路網ＣＮＷの出力インピー
ダンスに対応する。
図７ｄ，８ｄおよび９ｄは、図２ｄと同種のグラフであり、これらの図は、フ
ィルタ装置ＦＡＲの入力インピーダンスＺｉｎを示す。入力インピーダンスＺｉ
ｎは、ＩＦ信号を提供する出力端でチューナＴＵＮが見た負荷インピーダンスで
ある。
以下に特記するのは、本発明が提供する利点および付加的特徴であり、これは
、以上に提示した実施例を参照したものである。
図６のテレビジョン受信機においては、図３，４または５のフィルタ装置ＦＡ
Ｒのいずれかを装着した場合に、図６のテレビジョン受信機に図１に示した従来
技術のフィルタ装置を装着した場合よりもＩＦ信号の歪みが少なくなり、これは
、つぎの特徴から理解することができる。
図７ａ，８ａおよび９ａに示した大きさ・周波数応答は、それぞれＲ＝３，７
および４とした場合に、特に、通過帯域に亘ってほぼ平坦になる。また、群遅延
も、図７ｂ，８ｂおよび９ｂから明らかなように、Ｒのかかる値に対して通過帯
域に亘ってほぼ一定となり、さらに、図７ａ，８ａおよび９ａにおける大きさ・
周波数応答は、選択度に影響し易い通過帯域外に顕著なピークを有していない。
図７ｃ，８ｃおよび９ｃに示した等価源インピーダンスＺｓ（ｅｑ）は、最大
３３３オームにピークを呈し、このピークは、従来技術に関する図２ｃにおける
ピークよりかなり小さい。３３３オームの最大値は、抵抗ＲＰや抵抗ＲＳによっ
て決まる。さらに、図７ｃ，８ｃおよび９ｃにおけるピークは、６ＨＭｚの通過
帯域内にはないことに留意すべきである。
図６のテレビジョン受信機においては、図３，４または５のフィルタ装置ＦＡ
Ｒの何れを装着した場合にも、ＩＦフィルタ特性が巧みに規定され、これは、表
面波フィルタＦＳＡＷの入力端における等価源インピーダンスが相対的に低いこ
とによるものである。製造者が特定する表面波フィルタ特性は、一般に、比較的
低いインピーダンスの電圧源で当該表面波フィルタを駆動する試験回路に適用さ
れる。したがって、表面波フィルタの如何なる実施においても、表面波フィルタ
の入力端における等価源インピーダンスは相対的に低過ぎるのが望ましく、そう
でない場合には、フィルタ特性は、製造者が特定したものからずらすことができ
る。
図６のテレビジョン受信機においては、図３，４または５のフィルタ装置のい
ずれを装着した場合においても、図６のテレビジョン受信機に従来技術のフィル
タ装置を装着した場合より成分値の拡がりに対するＩＦフィルタ特性の敏感さが
低く、これは、一方では図２ａおよび２ｂ、他方では図７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂ
，９ａおよび９ｂを比較することによって納得することができる。
図６のテレビジョン受信機においては、図５のフィルタ装置ＦＡＲを適用した
場合に、信号処理特性を最良化することができ、信号処理特性は、就中、フィル
タ装置ＦＡＲの入力インピーダンスＺｉｎに依存している。その点については、
図５の実施例がつぎのような利点を提供する。入力インピーダンスＺｉｎ対周波
数（Ｆ）の応答は、抵抗ＲＳおよびＲＰの選択により、これらの抵抗を並列にし
た抵抗値を一定に保っている間は、影響を及ぼすことができる。ある意味では、
図３および図４の実施例は、図５に示す実施例の二つの極端な場合と考えること
ができる。図３は、抵抗Ｒｓの値を無限大にした場合の図５に相当し、図４は、
抵抗Ｒの値を無限大にした場合の図５に相当する。図３の実施例においては、通
過対域内での入力インピーダンスＺｉｎが図４の実施例におけるよりも低い。他
方、図３の実施例においては、入力インピーダンスＺｉｎが、通過帯域から十分
に離れた周波数では、図４の実施例におけるよりも高い。
図５の実施例によれば、帯域内と帯域外との大信号処理の間の妥協を計ること
ができる。入力インピーダンスＺｉｎの特性は、例えば、自動利得制御やＲＦ選
択度に関係するチューナＴＵＮの特性の観点から最良化することができる。例え
ば、図６におけるチューナＴＵＮは、所望信号から１０ＭＨｚ以上離れた周波数
の不所望信号を著しく抑圧することができ、その場合に、ＩＦから１０ＭＨｚ以
上離れた周波数でのフィルタ装置ＦＡＲの入力インピーダンスは、比較的に低い
。チューナの選択度により、帯域外の不所望信号は、比較的弱く、チューナＴＵ
Ｎの出力電流の過負荷を防いでいる。
図３，４および５の実施例における抵抗ＲＳおよびＲＰは、通過帯域内でのノ
イズ指数および挿入損失にはほとんど影響を及ぼしていない。通過帯域において
は、抵抗ＲＳのノイズは、直列共振回路ＳＲＣにより効果的に短絡されて、これ
は、入力端子ＩＳ１，ＩＳ２の間に低インピーダンス源を結合させた場合に、抵
抗ＲＰのノイズにも同様に適用される。さらに、図４および５の実施例において
は、入力端子ＩＳ１，ＩＳ２に供給した通過帯域信号が、直列共振回路ＳＲＣを
介して抵抗ＲＳをバイパスする。したがって、所望信号電力は、抵抗ＲＳによっ
ては実質的に消費されず、したがって、抵抗ＲＳは、図４および図５に示したフ
ィルタ装置の挿入損失には実質的に寄与していない。
個数に制限のある実施例を例として図示して説明したが、本発明の請求の範囲
内で幾多の他の実施例が当業者には考えられる。
テレビジョン用途の替わりに、本発明は、他の種類の受信機、例えば、ディジ
タル・オーディオ放送（ＤＡＢ）受信機にも有利に適用することができ、典型的
なＤＡＢ受信機は、表面波フィルタを備えたＩＦ部を有している。
本明細書で例に挙げた４０ＭＨｚの中心周波数の替わりに、他の周波数を用い
ることができ、例えば、多くのアジア国では、テレビジョンＩＦがほぼ６０ＭＨ
ｚであり、さらに、６ＭＨｚ帯域幅の替わりに、他の帯域幅が一層適切であり、
例えば、衛星テレビジョン受信機には約２５ＭＨｚの帯域幅が用いられる。
１個の直列共振回路の替わりに、表面波フィルタへの入力信号の伝送に多数の
直列共振回路を用いることができる。例えば、図３，４および５においては、他
の直列共振回路が直列共振回路ＳＲＣに直列に結合することができ、加うるに、
信号接地と直列共振回路ＳＲＣおよび前記他の直列共振回路（図示せず）の共通
節点との間に並列共振回路を配置することができ、したがって、帯域通過フィル
タが得られるが、この帯域通過フィルタは、表面波フィルタ入力容量ＣＩを含ん
でおり、図３，４および５におけるものより高次のものとなる。したがって、本
発明の基本原理を逸脱せずに、図３，４および５に示した結合回路網ＣＮＷに他
の容量およびインダクタを付加することができる。
図３，４，５を参照するに、入力端子ＩＡ２と表面波フィルタ入力端ＩＳ２と
の間に他の直列共振回路を配置することも可能であり、その場合に、フィルタ装
置は、対称の出力端を有する駆動回路に結合するのに特に適切になる。したがっ
て、端子ＩＡ１からＩＳ１へと端子ＩＡ２からＩＳ２へとの信号路間に対称性が
存在する場合には、表面波フィルタ装置は対称な出力信号を提供することになり
、これらの信号路におけるインダクタが磁気的に相互結合していることは好都合
である。これは、差分出力信号とも呼ばれる対称な出力信号と、共通モード信号
とも呼ばれる比対称な信号とに対して異なった伝達特性が得られることである。
例えば、かかる対称な結合回路網は、表面網フィルタが実質的に差分信号によっ
て駆動されるような所望の通過帯域における共通モード信号を抑圧し得ることに
なる。
図６を参照するに、フィルタ装置ＦＡＲの入力端および出力端の信号接地に対
する接続は、上述のような対称のフィルタ装置を適用した場合には、なしで済ま
す。その場合、対称な出力信号を提供するチューナＴＵＮが用いられるとともに
、対称な入力端を有するＩＦ復調部ＩＦＤが用いられる。
最後に、本発明による受信機においては、表面波フィルタに先行する結合回路
網の成分要素がチューナに含まれていることがあり得ることに留意すべきである
。例えば、直列共振回路は、チューナモジュール、即ち、チューナ回路を備えた
金属函の一部をなしているのに対し、表面波フィルタと入力端子間に結合シタイ
ンダクタとはチューナモジュールの外側に在る。したがって、図６の仕切りは物
理的より寧ろ機能的なものである。