JPH09510585A - プレーナ構造形高周波発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 誘電体共振発振器の位相ノイズと温度安定性を改善するために、振動周波数に決定的な円筒状の誘電体共振器を、従来の通常の方式のようにその端面を横にして配置するのではなく、その外套面でもって直立した状態で基板上に組み付け、基本モード（TE_01δモード）よりも高いモード（TM_XXXモード）で高周波線路に結合させる。

Description

【発明の詳細な説明】 プレーナ構造形高周波発振器 従来の技術 本発明は請求の範囲第１項の上位概念による、誘電体共振器によって安定化さ れるプレーナ構造形高周波発振器に関する。 誘電体共振発振器（ＤＲＯ）とも称されるこの種の発振器は、マイクロ波／ミ リ波領域用のレーダセンサに用いられる。発振器は、能動素子、いわゆる高周波 増幅器を有する。この高周波増幅器は、帰還結合ネットワークにより所期のよう に安定化され、振動を励起せしめられる。帰還結合ネットワークとしては可及的 に良質な狭帯域の透過フィルタまたは反射フィルタが用いられる。これは誘電体 共振器の使用下で安定化される。透過フィルタは、共振周波数のもとでの信号を 出力側に透過させるフィルタでる。反射フィルタは、給電された信号を共振周波 数のもとでのみ反射させるフィルタである。 誘電体共振発振器は公知文献“Bahl I,Bhartia,P.：Microwave Solid State C ircuit Design,Chapter 9,John Wiley & Sons,1988”に記載されている。そこに はいくつかの誘電体共振発振器（ＤＲＯ）−基本回路も開示されている。発振器 の振動周波数は、誘電体共 振器を用いて決定される。この共振器は狭帯域の品質Ｑの周波数フィルタとして 作用する。 公知の発振器における欠点は、誘電体共振器がその基本共振周波数（TE_01δモ ード）のもとで作動することである。共振器の回路への通常の結合は特に非常に 高周波（１５〜２０ＧＨｚ以上）な周波数用の発振器の場合では帰還結合フィル タの質を悪化させる。それにより温度安定性と誘電体共振発振器（ＤＲＯ）の依 存性も悪化する。 フィルタ特性曲線の最大振幅は、誘電体共振器と高周波線路との間の間隔の増 大と共にほぼ指数的に低減するが、しかしながらこの場合は同時にフィルタの品 質Ｑも上昇する。位相ノイズの少ない温度安定性の誘電体共振発振器を実現する ためには、可及的に高い品質Ｑが必要になるので、誘電体共振器にはできるだけ 弱い結合がなされるべきである。発振器振動の維持のためには誘電体共振器と能 動素子のこの弱い結合が、能動素子の利得の上昇によって補償されなければなら ない。いずれにせよそれに対しては能動素子によって供給可能な最大利得により 限界を絞る必要がある。 本発明の課題は、発振器ノイズと温度安定性に関する特性が著しく改善される 発振器を提供することである。 前記課題は請求の範囲第１項又は２項に記載された本発明により解決される。 本発明によれば有利には、高い温度安定性ならびに発振器の十分な負荷自立性 および誘電損失、抵抗損失の低減が得られる。 本発明の有利な実施例は請求の範囲第３項に記載されている。この実施例の利 点は製造が簡単なことである。 請求の範囲第４項に記載の有利な実施例によって得られる利点は組み付けが簡 単なことである。 請求の範囲第５項に記載されたプレーナ導体線路に関する誘電体共振器の端面 の配向によれば、より高い品質と同時に強い結合の利点が得られる。 請求の範囲第６項による誘電体共振器が配設される場合には、さらに改善され た結合性が得られる。 請求の範囲第７項のように、誘電体共振器がフィールドパターンの優勢である モードで作動される場合は、誘電体共振器の外套面の平面化はほんの僅かしか振 動周波数と品質に影響しない。 請求の範囲第８項には本発明のさらに有利な実施例が示されている。３０〜４ ５の範囲の相対的誘電率を有する誘電材料は安価である。 請求の範囲第９項に記載の別の有利な実施例によって得られる利点は、誘電体 共振器の共振周波数が、誘電体又は金属体（これらは中央にある孔部を通ってシ フトされる）を用いて微調整可能なことである。この孔部はその他にも組み付け 補助として利用できる。 有利には請求の範囲第１０項に記載のように誘電体共振器の直径がプレーナ導 体線路の間隔よりも大きく選定される。なぜならそれによって良好な結合が行わ れるからである。 請求の範囲第１１項による、プレーナ導体線路が共面的に実施され実施例によ って得られる利点は、発振器回路によっては必然的な貫通接触が避けられること である。 請求の範囲第１２項による、マイクロストリップ線路としてのプレーナ導体線 路を実施することによって得られる利点は、回路の計算に対する高度なシミュレ ーションプログラムが得られることである。これは開発を容易にする。 適用ケースに応じて有利には、増幅器がトランジスタ（請求の範囲第１３項） 、インパットダイオード又はガン効果素子（請求の範囲第１４項）として配設さ れる。 図面 図１は、反射タイプの誘電体共振発振器の基本構成図である。 図２は、透過タイプの誘電体共振発振器の基本構成図である。 図３は、基板上の誘電体共振器とその端面の従来の結合と、誘電体共振器の外 套面上の新たな結合を示した図である。 図４は、従来の結合と新たな結合との間の反射フィルタに対する帯域幅（及び 品質Ｑ）の比較を示した図である。 図５は、より高い品質Ｑを備え誘電体共振器の新たな結合により改善された高 周波発振器の構造の一例を示した図である（透過タイプの誘電体共振発振器）。 図６は、図５による２４ＧＨｚ用の改善された高周波発振器の周波数スペクト ルを示した図である。 図７は、円形で平面状の誘電体共振器を備えた反射フィルタの典型的なフィル タ特性曲線を示した図である。 図８は、より高い品質Ｑを備え誘電体共振器の新たな結合により改善された高 周波発振器の構造の一例を示した図である。この場合最初の結合は増幅器を用い て行われる（反射タイプの誘電体共振発振器） 実施例 次に本発明を図面に基づき詳細に説明する。 誘電体共振発振器ＤＲＯは閉ループからなっている。この閉ループの中では、 能動素子、増幅器（例えばバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、ガ ンダイオード、インパットダイオードなど）、誘電体共振器が配設されている。 反射増幅器ＲＶとして能動素子を使用するか又は透過増幅器ＴＶとして能動素子 を使用するかに応じて、発振器は反射タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯ（図１参 照）か、又は透過タイプの 誘電体共振発振器ＤＲＯ（図２参照）として表される。それに応じて共振器ＤＲ は、反射フィルタか又は透過フィルととして作用する。 図１の反射増幅器ＲＶは、|V _R|＞１の複合反射利得V _Rを有する。帰還結合は誘 電体共振器ＤＲによって可能である。V _R・R_DR≧１の条件が満たされる場合には 、振動が生じる。R_DRは誘電体共振器ＤＲの複合反射係数である。反射増幅器Ｒ Ｖは、プレーナ高周波線路Ｌ（通常はマイクロストリップ線路の形状であるが、 コプレーナ線路も可能である）を介してマイクロ波吸収器ＭＡに接続されている 。このマイクロ波吸収器ＭＡと反射増幅器ＲＶとの間に誘電体共振器ＤＲが配設 される。この誘電体共振器ＤＲは、その漏れフィールドを介して高周波線路Ｌの フィールドと結合する。発振器回路の任意の位置からは振動周波数f_Sの出力信号 が取り出される。温度安定性と位相ノイズは、帰還結合ループの品質Ｑによって 、すなわち誘電体共振器ＤＲによって決定的に決まる。この誘電体共振器ＤＲは 、反射タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯにおいては反射フィルタとして作用する 。 図２に示されている透過タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯでは透過増幅器ＴＶ が|V _T|>1の複合透過利得V _Tを有する。図１に示されている発振器におけるモード ジャンプはここでは生じない。なぜなら並列な帰還結合が共振周波数のもとでし か有効にならないからであ る。この場合の振動条件は、V _T・T _DR=1である。前記T _DRは誘電体共振器ＤＲの複 合透過係数である。この誘電体共振器ＤＲは透過フィルタとして作用する。 従来の誘電体共振発振器ＤＲＯでは誘電体共振器ＤＲ１（これはその端面ＳＦ （図３左側）を横にした状態で組み付けられる）の共振個所が最低周波数（いわ ゆる基本モードまたはTE_01δモード）で使用される。この場合の誘電体共振器Ｄ Ｒは、次のようなディスクである。すなわち損失の少ない、相対誘電率ε_Rが２ ０から９０の間である誘電セラミック材料から成る円筒構造のディスクである。 ＨＦ（高周波）線路Ｌへの結合は誘電体共振器ＤＲとＨＦ線路Ｌの漂遊磁界H _DR ，H _MSの結合を介して行われる。前記H _DRは誘電体共振器ＤＲの漂遊磁界でH _MSは ＨＦ線路Ｌの漂遊磁界である。 これとは反対に本発明においては誘電体共振器が直立した状態で結合される（ 図３右側）。すなわちその端面ＭＦがＨＦ線路に結合する。共振器ＤＲ２はこの 場合基本モードよりも高いモードで作動される。ここでも誘電体共振器ＤＲとＨ Ｆ線路Ｌの漂遊磁界H _DR，H _MSの結合が行われる。いずれにせよ本発明による配置 構成では著しく高い品質Ｑが得られる。 図３には基板Ｓ上に配設されたプレーナ高周波線路Ｌが示されている。従来の 方式によりその端面ＳＦを横にした状態の誘電体共振器ＤＲ１はその基本モード （TE_01δモード）で線路Ｌに結合される。この基本モードは誘電体共振器ＤＲの 最低共振周波数である。これとは反対に本発明によれば誘電体共振器ＤＲ２はそ の端面ＭＦを直立させて比較的高いモード（TM_xxxモード）でＨＦ線路Ｌに結合 される。２つの共振器ＤＲ１，ＤＲ２の場合では誘電体共振器の磁力線はH _DRで 示され、ＨＦ線路のはH _MSで示されている。 図４には所属のフィルタ特性曲線（反射係数|R _DR|）測定値が示されている。 この場合図３による配置構成においてはＨＦ線路Ｌの一方の端子において測定さ れた値であり、他方の端子はマイクロ波吸収器ＭＡに接続されている。基板Ｓ上 には測定に対して１つの誘電体共振器ＤＲしか配設されていない。２つの異なっ て配設された誘電体共振器ＤＲ１，ＤＲ２の共振特性曲線の比較においては、誘 電体共振器ＤＲがその端面ＭＦで直立するように結合されている場合には、フィ ルタ品質Ｑの明らかな向上が現れる。この比較に用いられた２つの共振器ＤＲ１ ，ＤＲ２の技術データは以下のテーブルに示される。 前記Ｄは誘電体共振器ＤＲの直径であり、 前記ｈは誘電体共振器ＤＲの厚さであり、 前記Q₀・fは誘電体共振器ＤＲのノーロード品質／周波数の積であり、 前記ε_rは相対誘電率である。 付加的な＋δは磁界の一部が誘電体共振器ＤＲ外にあることを表している。 従来のTE_01δモードに比べて本発明による手段では共振ケースにおいて同じ最 大振幅のもとで約１０倍も高い品質Ｑが達成される。このことは図４に示されて いる共振特性曲線の幅からもみてとれる。 ２つのマイクロストリップ線路の同時結合の際には誘電体共振器ＤＲは透過フ ィルタとして作用する。一方の線路は入力側としてそして他方の第２の線路は出 力側として作用する。これについては図５が参照される。この図は透過タイプの 誘電体共振発振器ＤＲＯの実施例を示したものである。誘電体共振器ＤＲは、そ の外套面で直立した状態でプレーナ線路Ｌに接続している。プレーナ線路の一方 の端部にはマイクロ波吸収器ＭＡの形状で終端抵抗が設けられている。この発振 器回路はマイクロストリップ線路の回路として構成され、そのレイアウトは図５ に示されている。黒く塗りつぶされている領域は、金属化部を表している。すな わち高周波線路を表している。例えばマイクロ波トランジスタの形状の透過増幅 器ＴＶは、マイクロストリ ップ線路Ｌ内へ結び付けらる。増幅器の入／出力線路は、増幅器から適切な間隔 をおいて相互に次のように延在する。すなわちそれらの漂遊磁界を介して外套面 ＭＦにある誘電体共振器ＤＲと狭帯域な重畳結合が形成されるように延在する。 この間隔は以下の２つの条件が満たされた場合には適切とみなされる。： １．誘電体共振器ＤＲ、高周波線路Ｌ，増幅器からなるループの位相は、ｎ・３ ６０°である必要がある（発振器位相条件）。 ２．誘電体共振器ＤＲと高周波線路Ｌの間の結合は十分に強力なものでなければ ならない（発振器条件；T _DR<V_T）。 誘電体共振器ＤＲがＨＦ（高周波）線路Ｌに対して直角ではなく、ある角度（φ ＝０〜４５°）下で傾いて配置されている場合には、誘電結合の向上が達成され る。 トランジスタの利得は、誘電体共振器ＤＲの複合透過係数T _DRよりも大きくな ければならない。さらに総位相周期はｎ・３６０°でなければならない。それに より回路は振動する（発振器振動条件：T _DR・V_T＝１）。 図５に示されている直流電圧−減結合フィルタＢは発振器回路と高周波出力側 の直流電圧分離のために用いられる。供給電圧は、薄い線路（インダクタンス） からなる低域フィルタＴＦを介して回路区分（キャパ シタンス）と組合わさって供給される。トランジスタの利得の最適化は、インピ ーダンスマッチング用の突出線路ＳＬを介して行われる。２つの増幅器線路とマ イクロ波吸収器ないし負荷抵抗との結線接続は、適用に応じて種々異なっていて もよい。 （誘電体共振器ＤＲが外套面上に直立するように）適用された帰還結合の高い 品質Ｑによって、発振器の位相ノイズは決定的に低減され、振動周波数f_Sの温度 安定性が高められる。 図５に示されている発振器回路の出力信号は図６に示されている。この場合こ の出力信号は出力スペクトルである。この出力スペクトルはスペクトル分析器に よって受け取られる。位相ノイズは１００kHzの搬送波オフセットでほぼ−９５d B/Hzにある。検査した発振器では２４．３２９４０７GHzの振動周波数が室温で 生じ、温度係数ＴＣ＝８ppmの誘電体共振器ＤＲの使用下では約９ppm/℃だけ変 化が生じた。 例えば簡単な組付けを可能にするために、円形で円筒状の誘電体共振器ＤＲを 図７に示されているように、その外套面にて平面化することも可能である。これ は、共振周波数をより高い周波数の方向へシフトさせることにつながる。図７で は円形で円筒状の誘電体共振器ＤＲには破線で示された第１の共振特性曲線ＦＳ が相応している。外套面ＭＦで平面化されている誘電体共振器ＤＲには実線で示 された第２の共振特性曲線 ＦＳＰが対応している。この外套面ＭＦでの平面化はさらにつぎのようなことに 作用している。すなわち図７からもわかるように、回転対称でないモードの際の 共振周波数を２つの周波数に分割することに作用している。但しTM_021+δモード の際にはこの作用は現れない。なぜならその場合は回転対称なフィールドパター ンを有するからである。これは次のような利点を有する。すなわち誘電体共振器 ＤＲと共に作動する誘電体共振発振器ＤＲＯが、誘電体共振器ＤＲの幾何学的な 対称性の弊害に対して不感となり、さらに非常に良好な特性（高い品質Ｑ）が維 持される利点を有する。y軸には一つの誘電体共振器ＤＲしか有していない図３ による装置の透過係数Ｔがプロットされる。 回転対称モードでは、さらに次のような利点が得られる。すなわち誘電体共振 器ＤＲの中心にある孔部へセラミックピン又は金属ピンを挿入することによって 重大な品質ロスなしで共振周波数の微調整が可能となる。 誘電体共振器ＤＲの中心にある孔部と、場合によっては該孔部へ挿入されるピ ンのもとではTM_021+δモードの共振周波数は分割されない。 図８には反射タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯが示されている。反射増幅器Ｒ Ｖを形成する使用トランジスタのソース端子におけるノーロードの突出線路ＳＬ が回路を振動せしめる。すなわち反射利得が形成され る。その外套面ＭＦで直立する誘電体共振器ＤＲが線路Ｌの近傍又はトランジス タケーシング近傍におかれる場合には、回路構成に応じて反射利得が発振を生ぜ しめる。作動電圧は低域フィルタＴＦを介して供給され、出力側Ａにおいてフィ ンガ構造部−ＤＣ電圧フィルタＢ−が直流電圧（ＤＣ）減結合に用いられ、マイ クロ波吸収器ＭＡはトランジスタのゲート端子における反射を回避する。これに ついては図５の透過タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯが参照される。ドレイン端 子には符号ＤＣＤが付される。ソース端子には符号ＤＣＳが付され、ゲート端子 には符号ＤＣＧが付される。 基本的には種々異なる多くの反射タイプの誘電体共振発振器ＤＲＯが考えられ る。これについては例えば公知文献“Bahl,Bhartia;Microwave Solid State Cir cuit Design,John Wile & Sons,1988”が参照される。発振器ループは、反射増 幅器ＲＶ、誘電体共振器ＤＲ及び線路Ｌによって形成されるか又は反射増幅器Ｒ Ｖと誘電体共振器ＤＲのみで形成される。図８には発振器回路の出力側Ａから出 力信号が取り出し可能である。 誘電体共振器ＤＲは（高周波発振器における帰還結合素子としての適用からみ れば）高周波フィルタ素子としても利用可能である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９６年１月５日 【補正内容】 請求の範囲 １．増幅器（ＲＶ，ＴＶ）と、 プレーナ線路（Ｌ）と、 基板（Ｓ）と、 周波数を決定する要素として誘電体共振器（ＤＲ）が設けられており、 前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、基板（Ｓ）上に配設されたプレーナ線路（Ｌ） のうちの少なくとも１つを用いて誘電体共振器（ＤＲ）と接続されており、 前記誘電体共振器（ＤＲ）は円筒状に構成され、さらに前記誘電体共振器（Ｄ Ｒ）は、その外套面（ＭＦ）でもって直接又は間接的に前記基板（Ｓ）上もしく は基板（Ｓ）内に直立した状態で配設されており、 前記誘電体共振器（ＤＲ）の端面の基準ベクトルはプレーナ線路（Ｌ）との間 に０°〜４５°の角度（φ）を含み、前記誘電体共振器（ＤＲ）は基本モードよ りも高いモードで作動されることを特徴とするプレーナ構造形高周波発振器。 ２．増幅器（ＲＶ，ＴＶ）と、 基板（Ｓ）と、 周波数を決定する要素として誘電体共振器（ＤＲ）が設けられており、 前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、前記誘電体共振器（ＤＲ）と接続されており、 前記誘電体共振器（ＤＲ）は円筒状に構成され、 前記誘電体共振器（ＤＲ）は基本モードよりも高いモードで作動され、さらに 前記誘電体共振器（ＤＲ）は、その外套面（ＭＦ）でもって直接又は間接的に前 記基板（Ｓ）上もしくは基板（Ｓ）内に直立した状態で配設されていることを特 徴とするプレーナ構造形高周波発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．増幅器（ＲＶ，ＴＶ）と、 プレーナ線路（Ｌ）と、 基板（Ｓ）と、 周波数を決定する要素として誘電体共振器（ＤＲ）が設けられており、 前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、基板（Ｓ）上に配設されたプレーナ線路（Ｌ） のうちの少なくとも１つを用いて誘電体共振器（ＤＲ）と接続されており、 前記誘電体共振器（ＤＲ）は円筒状に構成され、さらに前記誘電体共振器（Ｄ Ｒ）は、その外套面（ＭＦ）でもって直接又は間接的に前記基板（Ｓ）上もしく は基板（Ｓ）内に直立した状態で配設されており、 前記誘電体共振器（ＤＲ）の端面の基準ベクトルはプレーナ線路（Ｌ）との間 に０°〜４５°の角度（φ）を含み、これによって前記誘電体共振器（ＤＲ）は 基本モードよりも高いモードで作動されることを特徴とするプレーナ構造形高周 波発振器。 ２．増幅器（ＲＶ，ＴＶ）と、 基板（Ｓ）と、 周波数を決定する要素として誘電体共振器（ＤＲ）が設けられており、 前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、前記誘電体共振器（ＤＲ）と接続されており、 それにより該誘電体共振器 は基本モードよりも高いモードで振動し、 前記誘電体共振器（ＤＲ）は円筒状に構成され、さらに前記誘電体共振器（Ｄ Ｒ）は、その外套面（ＭＦ）でもって直接又は間接的に前記基板（Ｓ）上もしく は基板（Ｓ）内に直立した状態で配設されていることを特徴とするプレーナ構造 形高周波発振器。 ３．前記誘電体共振器（ＤＲ）の円筒状断面形状は円形である、請求の範囲第 １項又は２項記載の発振器。 ４．前記誘電体共振器（ＤＲ）の円筒状断面形状は平面的である、請求の範囲 第１項〜３項いずれか１項記載の発振器。 ５．前記誘電体共振器（ＤＲ）は、回転対称なフィールドパターンが優勢であ るモードのもとで作動される、請求の範囲第１項〜４項いずれか１項記載の発振 器。 ６．前記誘電体共振器（ＤＲ）の相対的誘電率は３０〜４５の範囲にある、請 求の範囲第１項〜５項いずれか１項記載の発振器。 ７．前記誘電体共振器（ＤＲ）はその端面（ＳＦ）に孔部を有している、請求 の範囲第１項〜６項いずれか１項記載の発振器。 ８．前記誘電体共振器（ＤＲ）の直径は、導体線路幅よりも大きい、請求の範 囲第３項〜７項いずれか１項記載の発振器。 ９．前記プレーナ線路（Ｌ）は同一平面上にある、請求の範囲第３項〜８項い ずれか１項記載の発振器。 10．前記プレーナ線路（Ｌ）は、マイクロストリップ線路である、請求の範囲 第３項〜９項いずれか１項記載の発振器。 11．前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、トランジスタである、請求の範囲第１項〜 １０項いずれか１項記載の発振器。 12．前記増幅器（ＲＶ，ＴＶ）は、インパットダイオードか又はガン素子であ る、請求の範囲第１項〜１０項いずれか１項記載の発振器。