JPH09511633A - パルスカウントｆｍ復調器を具える受信機、及びパルスカウントｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 入力セクション、周波数被変調入力信号が供給されるＦＭ復調器及びＬＦセクションをこの順序に具え、ＦＭ復調器がパルス整形器及び低域通過フィルタを具えている受信機である。パルス整形器は少なくとも一つの負荷及びキャパシタンスの直列配置と、前記キャパシタンスの両端間に配置されたトランジスタのベース−エミッタ接合と、前記キャパシタンスを充電及び放電するスイッチング装置とを具える。パルス整形器は、キャパシタンスの充電を入力信号の第１の縁で開始して低雑音パルスを発生する。キャパシタンス電圧が単一トランジスタにより測定し、トランジスタがターンオンするとき、キャパシタンスの充電電流がこのトランジスタに転流され、キャパシタンス電圧が制限される。キャパシタンスは第２の縁で放電され、その後にサイクルが繰り返される。パルス整形器の出力信号はキャパシタンスを流れる電流に従って変化する信号である。

Description

【発明の詳細な説明】 パルスカウントＦＭ復調器を具える受信機、及びパルスカウントＦＭ復調器 本発明は、入力セクション、周波数被変調入力信号が供給されるＦＭ復調器及 びＬＦセクションをこの順序に具え、ＦＭ復調器がパルス整形器及び低域通過フ ィルタを具えている受信機に関するものである。本発明は、このようなＦＭ復調 器にも関するものである。 このような受信機は音声を搬送波の周波数変調として送信する無線放送信号及 び／又はテレビジョン放送信号用に一般に適用しうる。このようなＦＭ復調器は 一般に上述の受信機用に好適である。 “Funkschau”,No.15，1970，pp.500-502に、パルス整形器及び低域通過フィ ルタを具えた受信機用のＦＭ復調器が記載されている。パルス整形器は（従来の ＦＭ復調器において）周波数被変調信号の少なくとも一つの縁において一定の形 状及び幅のパルスを発生させるのに使用される。このパルス整形器は２つの順次 のパルス間の時間が変調に応じて変化するパルス列を発生する。このパルス列を 低域通過フィルタによりフィルタ処理することにより変調信号が得られる。この ようなパルスカウントＦＭ復調器は広い周波数範囲に亘ってほぼ直線性であるた め、これを受信機に使用すると、復調の結果としての歪みが他のタイプのＦＭ復 調器を具える受信機の場合と比較して極めて低くなる。この広い周波数範囲に亘 る直線性の結果として、このパルスカウントＦＭ復調器は、搬送波周波数がシス テム標準に依存して広範囲の値を有しうる周波数被変調音声を復調するマルチ標 準テレビジョン受信機に特に好適に使用し得る。 このようなパルスカウントＦＭ復調器を具える受信機の欠点は、ＦＭ復調器の 出力電圧内のＦＭ成分が周波数被変調信号の搬送波周波数により制限される点に ある。ラジオにおいては、例えば最大周波数スイングが１０．７ＭＨｚに変換さ れた搬送波周波数において７５ｋＨｚに制限されており、このことは出力電圧中 の変調成分が０．７５％以下であることを意味する。その結果として、復調器は 雑音にセンシティブであり、受信機の信号対雑音比の悪化をもたらす。一つの可 能な解決方法としては、受信機の中間周波数を低くして周波数スイングと中間周 波数との比を大きくすることが考えられる。この方法は、例えばミクサ及びフィ ルタのような追加の素子を必要とする。雑音の影響を低減する他の可能な方法と してはパルス振幅を増大させることが考えられる。しかし、これを集積回路で実 現する場合には、集積回路に通常使用されている低い電源電圧のためにパルス振 幅を無制限に大きくすることはできない。 本発明の目的は、同等の周波数範囲内において許容直線性を維持しながら、既 知のパルスカウントＦＭ変調器により達成しうる雑音レベルよりかなり低い雑音 レベルで出力を発生する、簡単に集積可能なパルスカウントＦＭ復調器を受信機 に設けることにより、これらの問題を簡単に緩和することにある。 本発明は、頭書に記載したタイプの受信機において、 前記パルス整形器を、 ・第１電源端子に結合された負荷及びキャパシタンスの直列配置と、 ・周波数被変調入力信号の第１の縁から開始する第１状態において前記キャパシ タンスを充電させ、周波数被変調入力信号の第１の縁に続く第２の縁から開始す る第２状態において前記キャパシタンスを放電させるスイッチング装置と、 ・前記キャパシタンスの両端間に配置されたベース−エミッタ接合を有するとと もに、第１又は第２電源端子に結合されたコレクタを有する第１トランジスタと 、 ・前記キャパシタンスを流れる電流に従って変化する出力信号を発生する出力手 段と、 で構成し、 前記キャパシタンスの充電時間及び放電時間を周波数被変調入力信号の２つの順 次の縁間の最小時間より小さくしたことを特徴とする。 本発明は、キャパシタンスの両端間に単一トランジスタのベース−エミッタ接 合を直接配置し、キャパシタンス電圧が限界値を越えると同時にこのトランジス タがターンオンするようにすることにより、キャパシタンスの両端間の電圧を最 低の雑音で測定することができるという認識に基づくものである。 この手段を適用すると、キャパシタンスの充電電流がトランジスタがターンオ ンする瞬時に遮断され、この電流がトランジスタのコレクタ−エミッタ通路を経 て転流されるので、キャパシタンスの充電時間を一定の充電特性により精密に規 定することができる。これは精密に規定されたパルス幅のパルスを低い雑音レベ ルで提供する。このようなパルスはパルスカウントＦＭ復調器に有利に使用する ことができ、前記既知のＦＭ復調器を具える受信機と比較して改善された信号対 雑音比を有する受信機を実現することができる。 このような受信機の好適実施例においては、 ・前記キャパシタンスの第１及び第２端子がそれぞれ第１負荷及び第２負荷を経 て第１電源端子に結合され、 ・第２トランジスタのベース−エミッタ接合が前記キャパシタンスの両端間に、 前記第１トランジスタのベース−エミッタ接合と反対方向に配置され、 ・前記第１及び第２トランジスタのコレクタが第１電源端子に共通に結合され、 ・前記スイッチング装置が第１状態及び第２状態においてそれぞれ前記キャパシ タンスの第１端子及び第２端子を第２電源端子に接続し、 ・前記出力手段が第１及び第２トランジスタ及び第１及び第２負荷の少なくとも 一つを経て流れる電流に従って変化する出力信号を発生するよう構成する。 これは対称形のパルス整形器をもたらし、その出力パルス幅はキャパシタンス の残留電荷に影響されない。２つのトランジスタがキャパシタンスの両端間に配 置されているため、２つのトランジスタの少なくとも一方を経て流れる電流を用 いて出力手段を制御することができる。更に、対称構成は入力信号信号の各周期 において立下り縁及び立下り縁の双方に応答してパルスを発生するため、改善さ れた効率が得られる。 このような受信機の簡単で実用的な実施例においては、前記スイッチング装置 が第３及び第４エミッタ結合トランジスタを有する第１差動対を具え、 ・該差動対の共通エミッタラインが第２電源端子に結合され、第３及び第４トラ ンジスタのコレクタが前記キャパシタンスの第１及び第２端子にそれぞれ結合さ れ、 ・該差動対の入力端子が周波数被変調対称入力信号に結合された構成にする。 他の実施例においては、第１及び第２負荷がそれぞれ第５及び第６トランジス タのコレクタ−エミッタ通路を具え、該第５及び第６トランジスタのコレクタが 第１抵抗を経て第２電源端子に結合された構成にする。 第３、第４、第５及び第６トランジスタはブリッジ回路を構成し、これにより キャパシタンスを流れる電流を切り換えることができる。この構成によれば、ス イッチング装置の各状態において２つの負荷の代わりに単一の抵抗がキャパシタ ンスに接続されるのみであるから、キャパシタンス電圧の雑音が減少し、出力パ ルス幅に及ぼされる雑音の影響が低減される。これは受信機に改善された信号対 雑音比をもたらす。第１抵抗の両端間の電圧をパルス整形器の出力電圧として使 用することができ、これにより出力手段を簡単に実現することができる。 受信機の他の実施例においては、充電時間及び放電時間を電源電圧と無関係に するために、前記スイッチング装置と第２電源端子との接続路内に電流源を配置 する。基準電流源の挿入は充電及び放電電流を電源電圧と無関係にするため、電 源電圧の雑音が充電及び放電時間に影響を及ぼすことはなくなる。 受信機の他の簡単な実施例においては、 ・前記キャパシタンスの第１及び第２端子がそれぞれ第１及び第２負荷を経て第 １電源端子に結合され、 ・第２トランジスタのベース−エミッタ接合が前記キャパシタンスの両端間に、 前記第１トランジスタのベース−エミッタ接合と反対方向に配置され、 ・前記第１及び第２トランジスタのコレクタが第２電源端子に共通に結合され、 ・前記スイッチング装置が第１状態及び第２状態においてそれぞれ前記キャパシ タンスの第１端子及び第２端子を第２電源端子に接続し、 ・前記出力手段が第１及び第２トランジスタの少なくとも一つを経て流れる電流 に従って変化する出力信号を発生するよう構成する。 このような受信機の実用的な実施例においては、前記スイッチング装置が第５ 及び第６トランジスタを具え、該第５及び第６トランジスタのコレクタが第２電 源端子に結合され、且つそれらのエミッタが前記キャパシタンスの第１及び第２ 端子にそれぞれ結合された構成にする。 妨害を一層放射しないようにした実施例においては、前記パルス整形器が電圧 遷移補償回路を具え、該補償回路がその出力電圧を第５及び第６トランジスタの ベース上のスイッチング電圧に加算し、これにより ・第１状態から第２状態への遷移の直前の第５トランジスタのベースとこの遷移 の直後の第６トランジスタのベースとの間に第１の電圧差が印加され、 ・第２状態から第１状態への遷移の直後の第５トランジスタのベースとこの遷移 の直前の第６トランジスタのベースとの間に第２の電圧差が印加され、 第１及び第２の電圧差が第１及び第２のスイッチング動作中に現れるキャパシタ ンス電圧にほぼ対応するよう構成する。この手段によればキャパシタンス間の同 相モード電圧遷移が除去される。これらの電圧遷移はスイッチング中に発生し、 寄生キャパシタンスを経て他の回路に悪影響を及ぼし得る。 パルス整形器を具える本発明ＦＭ復調器の有利な実施例においては、当該復調 器は半導体材料内に集積回路として実現され、且つ ・第１電源端子に結合された負荷及びキャパシタンスの直列配置と、 ・周波数被変調入力信号の第１の縁から開始する第１状態において前記キャパシ タンスを充電させ、周波数被変調入力信号の第１の縁に続く第２の縁から開始す る第２状態において前記キャパシタンスを放電させるスイッチング装置と、 ・前記キャパシタンスの両端間に配置されたベース−エミッタ接合を有するとと もに、第１又は第２電源端子に結合されたコレクタを有する第１トランジスタと 、 ・前記キャパシタンスを流れる電流に従って変化する出力信号を低域通過フィル タが結合される出力端子に供給する出力手段と、 を具え、 前記キャパシタンスの充電時間及び放電時間が周波数被変調入力信号の２つの順 次の縁間の最小時間より小さく定められていることを特徴とする。 次に、図面を参照して本発明を更に詳細に説明する。図面において、対応する 素子には同一の符号を付してあり、 図１は本発明受信機を示し、 図２は本発明受信機用のパルス整形器を示し、 図３はこのパルス整形器に発生する信号を示し、 図４は対称形パルス整形器を示し、 図５は対称低雑形パルス整形器を示し、 図６は対称形パルス整形器の変形例を示す。 図１は本発明受信機を示す。この受信機は入力セクション１、ＦＭ復調器２、 及び後続の信号処理のためのＬＦセクション３をこの順序に具える。ＦＭ復調器 は周波数被変調入力信号を受信する。ＦＭ復調器２はパルスカウント形であり、 この目的のために、パルス整形器４及び低域通過フィルタ５をこの順序に具える 。パルス整形器４はＦＭ復調器の入力信号の立上り縁及び／又は立下り縁におい て精密に規定された形状のパルスを発生する。２つの順次のパルス間の間隔は周 波数被変調入力信号の瞬時周波数により決まる。これらのパルスを低域通過フィ ルタ５により積分することにより変調信号が得られる。パルスの均一性、即ちパ ルスが形成される精度によりＦＭ復調器の直線性が決まる。これは、パルス持続 時間（パルス幅）をできるだけ一定にする必要があることを意味する。 図２は本発明受信機に使用するパルス整形器を示す。このパルス整形器は電源 端子１１に結合された負荷４０とキャパシタンス４１の直列配置を具える。この パルス整形器は更にスイッチ５５及び５６からなるスイッチング装置４２を具え る。スイッチ５５はキャパシタンス４１と電源端子１２との間に配置し、スイッ チ５６はキャパシタンス４１の両端間に配置する。トランジスタ４３のベース− エミッタ接合もキャパシタンス４１の両端間に接続する。本例では、負荷４０は 出力手段４４も構成し、その両端間にパルスを電圧として得ることができる。 次に、図２に示すパルス整形器の動作を図３の波形図を参照して説明する。こ の図は、周波数被変調入力信号を表す電圧３０、キャパシタンス４１の両端間の 電圧３１及び抵抗４０の両端間の電圧３２を時間の関数として示す。時間間隔Ｉ においてはスイッチング装置４２は第１状態にあり、時間間隔ＩＩにおいてはス イッチング装置４２は第２状態にある。第１状態Ｉにおいては、スイッチ５５が 閉じ、スイッチ５６が開く。このときキャパシタンス４１が充電され、この充電 はトランジスタ４３のベース−エミッタ接合が導通するまで続く。すると、抵抗 ４０を経て流れるキャパシタンス４１の充電電流が遮断され、この電流はトラン ジスタ４３に引き継がれる。キャパシタンスの両端間の電圧は導通ベース−エミ ッタ接合の電圧の値に制限され、この電圧値を以後Ｖ_beと記す。第２状態ＩＩに おいては、スイッチ５５が開き、スイッチ５６が閉じるため、キャパシタンス４ １が放電する。第２状態ＩＩの後に第１状態Ｉが続くため、充電及び放電サイク ルが繰り返す。入力信号３０の各立上り縁において抵抗４０の両端間にパルスが 発生し、このパルスは電圧源（供給電圧）から抵抗を経て充電されるキャパシタ ンスの充電特性により決まる精密に規定された持続時間を有する。このパルスの 持続時間はトランジスタ４３がターンオンする瞬時により決まり、更に供給電圧 の値、抵抗４０の大きさ及びキャパシタンスの大きさに依存する。これらの値及 び大きさは変数でないため、トランジスタ４３がターンオンする瞬時は変化せず 、精密に規定される。こうして持続時間が一つの素子（トランジスタ４３）のみ により測定され且つ制限されるパルスを発生する。少数の構成素子及び単一の測 定トランジスタ４３のために、このパルスは最小の雑音で発生される。トランジ スタ４３が電圧を制限するまでキャパシタンスを充電する時間間隔は、入力信号 の２つの順次の縁間の時間間隔より短くする必要がある。その理由は、さもなけ れば、パルス持続時間がもはや入力信号と無関係にならないで、第２状態から第 １状態への切り換え瞬時により制限されてしまうからである。放電時間も入力信 号の２つの順次の縁間の時間間隔より短くして放電時間がキャパシタンスの残留 電圧により影響されないようにする必要がある。この残留電圧は、実際にはスイ ッチ５６がオーム抵抗を有し、その結果としてキャパシタンスが十分に放電され ないために発生する。残留電圧を効果的に最小にするためには、特にスイッチ５ ６の抵抗値により決まる放電時間を十分に小さくする必要がある。 このようにすると、入力信号の各周期ごとに一つのパルスが発生する。２つの 順次のパルス間の時間は入力信号３０の瞬時周波数に逆比例する。パルス整形器 ４の後段の低域通過フィルタ５においてこれらのパルスを積分して瞬時周波数に 比例する電圧を発生させる。 図２内のスイッチ５５は永久に閉じたままにすることができる。その結果とし て、負荷４０とキャパシタンス４１の直列配置は電源端子１１及び１２間に直接 配置される。この場合には出力手段を、例えばトランジスタ４３のコレクタを流 れる電流に比例する電圧が供給される第１入力端子及び電圧３０が供給される第 ２入力端子を有する論理ＡＮＤゲートにより構成することができる。 図２における供給電圧の極性及びトランジスタ４３のベース−エミッタ接合の 向きを反転することによりパルス整形器の他の例を実現することもできる。この 場合には、トランジスタ４３のコレクタを電源端子１２に結合する必要がある。 この場合にも出力手段４４は叙述の如きＡＮＤゲートを具えることができる。対 称形のこのようなパルス整形器を図６に示す。 図４はパルスカウントＦＭ復調器を具える本発明受信機に使用する対称形パル ス整形器を示す。このパルス整形器はキャパシタンス４１を具え、このキャパシ タンスの両端間に逆並列に配置されたトランジスタ４３及び４６のベース−エミ ッタ接合が接続されている。トランジスタ４３、４６のコレクタは第１出力抵抗 ５４を経て電源端子１１に共通に接続されている。キャパシタンス４１はエミッ タ結合トランジスタ４７及び４８のコレクタ間に配置され、結合エミッタは電流 源５２を経て共通エミッタラインに結合されている。第２出力抵抗５１がトラン ジスタ４７、４８のコレクタをそれぞれ負荷抵抗４５、４０を経て電源端子１１ に結合している。ＦＭ復調器用の対称周波数被変調入力端子信号がトランジスタ ４７及び４８のベースに供給される。 本例パルス整形器の動作は次の通りである。第１状態Ｉでは、入力信号の立上 り縁によりトランジスタ４７が導通し、トランジスタ４８が非導通になる。その 結果、電流源５２が抵抗４５に接続される。抵抗４５を流れる電流はこの抵抗の 両端間に電圧降下を発生する。キャパシタンス４１と抵抗４０が抵抗４５と並列 に配置されているため、この電圧降下は前状態において反対方向に充電されたキ ャパシタンス４１の両端間の電圧と反対方向になる。その結果、第１の状態の開 始時においては電流は主としてキャパシタンス４１を経て（従って抵抗４０を経 て）流れる。キャパシタンス４１の両端間の電圧が増大するにつれて、抵抗４５ を流れる電流も増大し、電流は次第に主として抵抗４５を経て流れる。トランジ スタ４３のベース−エミッタ接合がターンオンするまでキャパシタンス４１の充 電が続き、このときトランジスタ４３のコレクタ−エミッタ通路を経て電流が流 れ、キャパシタンス４１の両端間の電圧がトランジスタ４３のベース−エミッタ 接合により精密に規定された値に制限される。この状態は、回路が入力信号の立 下り縁に応答して第２状態ＩＩに設定されるまで続く。第２状態では、トランジ スタ４７がターンオフし、トランジスタ４８がターンオンする。このときキャパ シタンス４１が、第１状態のときと同様に、放電、即ち反対方向に充電され、こ の放電がトランジスタ４６のベース−エミッタ接合が導通するまで続く。その結 果、キャパシタンス４１の放電が終了し、電流はトランジスタ４６に引き継がれ る。第１状態及び第２状態において、キャパシタンス４１の充電／放電が、キャ パシタンスの両端間の電圧がベース−エミッタ接合のターンオン電圧になるまで 続く。従って、充電時間はキャパシタンスの値、電流源５２の電流値、抵抗４０ 及び４５の抵抗値、及びベース−エミッタ接合が導通する電圧値Ｖ_beにより決ま る。従って、パルス持続時間は精密に且つ最小の雑音で規定される。その理由は 、放電時間の終了がキャパシタンスの両端間に直接接続された一つのトランジス タのみにより決まるからである。キャパシタンス４１を流れる電流はパルス状で あり、そのパルス幅及び高さは精密に既知である。キャパシタンスを流れる電流 に対応する信号は抵抗５１の両端間に得られ、その反転信号が抵抗５４の両端間 に得られる。抵抗５４、抵抗５１又はその両抵抗はキャパシタンス４１を流れる 電流に従って変化する電圧を発生する出力手段４４とみなすことができる。キャ パシタンス４１の充電電流も放電電流も抵抗５１を経て流れるため、入力信号信 号の１周期中に一定の幅及び高さの２つのパルスが抵抗５１の両端間に発生する 。１周期につき２つのパルスは抵抗５４の両端間にも発生する。出力信号は負荷 ４０及び／又は４５から取り出すこともできるが、この場合には、充電電流が抵 抗４０を経て、放電電流が抵抗４５を経てながれるのみであるため、１周期につ き１つのパルスがこれらの負荷の両端間に発生するのみである。出力信号を取り 出す位置に応じて、抵抗５１及び／又は抵抗５４を必要に応じ省略することがで きる。 図５は対称低雑音形のパルス整形器を示す。図５でも図４と同一の素子がパル ス整形器に使用されている。抵抗４０及び４５はトランジスタ４９及び５０と置 換されている。これらのトランジスタは、回路の第１状態においてトランジスタ ４７及び４９が導通し、トランジスタ４８及び５０が導通しないように、且つ回 路の第２状態においてトランジスタ４８及び５０が導通し、トランジスタ４７及 び４９が導通しないように制御する。この構成は、図４における少なくとも２つ の負荷／抵抗４０、４５と相違して、各状態において単一の抵抗５１がキャパシ タンス４１に結合されるのみである利点を有する。この結果として、図５におい て抵抗により生ずる雑音は図４における雑音より低くなる。また、トランジスタ ４９及び５０の追加は、キャパシタンスを流れる電流を切り換え、電流を２つの 抵抗に分流させないので、この場合には充電及び放電時間がキャパシタンス４１ の容量値、電流源５２の電流値及びトランジスタ４３又は４６のベース−エミッ タ接合が導通する電圧値Ｖ_beのみにより決まる。 このパルス整形器はトランジスタ５５、５６、６０、６１、抵抗５７、５８、 ６２、６３及び電流源５９、６４、６５を具える回路により駆動される。エミッ タ結合トランジスタ５５及び５６により、それらの共通エミッタラインに結合さ れた電流源５９を有する差動対を構成する。トランジスタ５５及び５６のコレク タをそれぞれ抵抗５７、５８を経て電源端子１１に結合する。抵抗６２及び６３ を経て電流源６４及び６５にそれぞれ結合されたエミッタを有するトランジスタ ６０及び６１によりそれぞれトランジスタ５５及び５６のコレクタに結合された エミッタホロワを構成する。トランジスタ６０及び６１のエミッタをトランジス タ４９及び５０のベースにそれぞれ接続するとともに電流源６５及び６４をトラ ンジスタ４７及び４８のベースにそれぞれ接続してパルス整形器を駆動する。こ の構成はトランジスタ４７〜５０のスイッチング瞬時に関し高い均一性をもたら す。 キャパシタンス４１の端子がトランジスタ４９及び５０を経て電圧駆動される ため、第１状態から第２状態への切り換え中及びその逆の切り換え中に同相モー ド電圧遷移がキャパシタンス４１の両端間に発生する。例えば、第１状態ではト ランジスタ４９が導通し、トランジスタ４９のエミッタが固定電圧になる。そし て、第１状態の終了時に、トランジスタ５０のエミッタがトランジスタ４９のエ ミッタ電圧−Ｖ_beに等しい電圧になる。第１状態から第２状態への遷移中に、ト ランジスタ４９がターンオフし、トランジスタ５０がターンオンするため、トラ ンジスタ５０のエミッタ電圧がトランジスタ５０のベースのスイッチング電圧（ 第１状態中のトランジスタ４９のベース電圧に等しい）だけ上昇する。その結果 として、Ｖ_beに等しい電圧上昇がキャパシタンス４１の端子に発生する。特に集 積回路では、これらの電圧遷移が同一の半導体材料内の他の回路へ寄生キャパシ タンスを経て転送され、これらの回路に悪影響を与え得る。このために、これら の電圧遷移を除去する電圧遷移補償回路６を設ける。電圧遷移補償回路６は、第 １状態から第２状態への遷移の直前のトランジスタ４９のベースとこの遷移の直 後のトランジスタ５０のベースとの間及び第２状態から第１状態への遷移の直後 のトランジスタ４９のベースとこの遷移の直前のトランジスタ５０のベースとの 間に電圧差を印加する。有効な補償のために、この電圧差はＶ_beに等しい瞬時キ ャパシタンス電圧に等しくする必要がある。この目的のために、図５に示す例で はエミッタがそれぞれのエミッタ縮退抵抗６８及び６９を経て電流源７０に共通 に結合されたトランジスタ６６及び６７からなる追加の差動対を具える。トラン ジスタ６６及び６７のコレクタをトランジスタ５５及び５６のコレクタにそれぞ れ結合し、トランジスタ６６及び６７のベースをトランジスタ４７及び４８のコ レクタにそれぞれ結合する。トランジスタ６６及び６７を具える差動対の利得を ここでは抵抗６８及び６９を抵抗５７及び５８とほぼ同一の値にすることにより １にする。その結果として、第１状態から第２状態への切り換え瞬時に、キャパ シタンス電圧の半分に等しい電圧差がトランジスタ６０のベース電圧に加算され るとともにトランジスタ６１のベース電圧から減算され、キャパシタンス４１の 両端間の電圧遷移の補償が与えられる。第２状態から第１状態への切り換え時に 上述と同一のことが起こり、この場合にはキャパシタンス電圧の極性が反対にな る点が相違するだけである。 図６は対称形パルス整形器の変形例を示す。本例はキャパシタンス４１を具え 、その両端間に、逆並列に配置されたトランジスタ４３及び４６のベース−エミ ッタ接合を接続する。トランジスタ４３、４６のコレクタを第１出力抵抗５４を 経て電源端子１２に共通に結合する。キャパシタンス４１をトランジスタ４９及 び５０のエミッタ間に配置し、これらのトランジスタのコレクタを電源端子１２ に接続する。ＦＭ復調器用の対称周波数被変調入力信号をトランジスタ４９及び ５０のベースに供給する。図６では電源端子１１及び１２の極性が図４の場合と 逆である。 第１状態Ｉでは、トランジスタ４９が導通し、トランジスタ５０が導通しない 。その結果、キャパシタンスがトランジスタ４９及び負荷４５を経て充電され、 この充電はキャパシタンスの両端間電圧がトランジスタ４３がターンオンする高 さになるまで続く。このときキャパシタンス４１を流れる電流はトランジスタ４ ３に引き継がれる。第２状態では、トランジスタ５０が導通し、トランジスタ４ ９が導通しないため、キャパシタンス４１は逆方向に充電され、この充電はトラ ンジスタ４６が導通しこれがキャパシタンスを流れる電流を引き継ぐまで続く。 両状態おいて、電圧が抵抗５４の両端間に発生し、この電圧はキャパシタンスを 流れる電流の相補信号を構成する。キャパシタンス４１が充電されるとき、電流 は抵抗５４を経て流れず、キャパシタンスが充電され終わり、キャパシタンスの 両端間電圧が限定されると、電流が抵抗５４を経て流れる。抵抗５４は出力手段 ４４を構成する。このパルス整形器はトランジスタ４９及び５０のベースで駆動 されるため、本例回路でも電圧遷移が発生するが、この遷移は図５に示す補償回 路６により補償することができる。 当業者であれば、本発明に基本的に対応する種々の変形例を推考しうること明 らかである。例えば、図５のブリッジ回路は種々の方法で駆動することができる 。図６の負荷４０及び４５は電流源で構成することもできる。更に、図示の回路 はＭＯＳ技術により実現することもでき、この場合にはベース、エミッタ及びコ レクタをＭＯＳトランジスタのゲート、ソース及びドレインと置換する必要があ る。図示の回路は反対導電型のトランジスタにより構成することもできる。更に 、必要に応じ、本発明の範囲から逸脱することなく、トランジスタ４３及び／又 は４６のベース−エミッタ通路と直列に一以上のダイオードを配置することもで きる。更に、周波数被変調入力信号信号を振幅制限することができるが、この点 は本発明の不可欠の要件ではない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力セクション(1)、周波数被変調入力信号が供給されるＦＭ復調器(2)及び ＬＦセクション(3)をこの順序に具え、ＦＭ復調器(2)がパルス整形器(4)及び低 域通過フィルタ(5)を具えている受信機において、 前記パルス整形器(4)が、 ・第１電源端子(11)に結合された負荷(40)及びキャパシタンス(41)の直列配置 と、 ・周波数被変調入力信号の第１の縁から開始する第１状態において前記キャパ シタンス(41)を充電させ、周波数被変調入力信号の第１の縁に続く第２の縁から 開始する第２状態において前記キャパシタンス(41)を放電させるスイッチング装 置(42)と、 ・前記キャパシタンス(41)の両端間に配置されたベース−エミッタ接合を有す るとともに、第１電源端子(11)又は第２電源端子(12)に結合されたコレクタを有 する第１トランジスタ(43)と、 ・前記キャパシタンス(41)を流れる電流に従って変化する出力信号を発生する 出力手段(44)とを具え、 前記キャパシタンス(41)の充電時間及び放電時間が周波数被変調入力信号の２ つの順次の縁間の最小時間より小さく定められていることを特徴とする受信機。 ２．・前記キャパシタンス(41)の第１及び第２端子がそれぞれ第１負荷(40)及び 第２負荷(45)を経て第１電源端子(11)に結合され、 ・第２トランジスタ(46)のベース−エミッタ接合が前記キャパシタンス(41)の 両端間に、前記第１トランジスタ(43)のベース−エミッタ接合と反対方向に配置 され、 ・前記第１及び第２トランジスタ(43,46)のコレクタが第１電源端子(11)に共 通に結合され、 ・前記スイッチング装置(42)が第１状態及び第２状態においてそれぞれ前記キ ャパシタンス(41)の第１端子及び第２端子を第２電源端子(12)に接続し、 ・前記出力手段(44)が第１及び第２トランジスタ(43,46)及び第１及び第２負 荷(40,45)の少なくとも一つを経て流れる電流に従って変化する出力信号を発生 するよう構成されていることを特徴とする請求の範囲１記載の受信機。 ３．前記スイッチング装置(42)が第３及び第４エミッタ結合トランジスタ(47,48 )を有する第１差動対を具え、 ・該差動対の共通エミッタラインが第２電源端子(12)に結合され、第３及び第 ４トランジスタ(47,48)のコレクタがそれぞれ前記キャパシタンス(41)の第１及 び第２端子に結合され、 ・該差動対の入力端子が周波数被変調対称入力信号に結合されていることを特 徴とする請求の範囲２記載の受信機。 ４．前記第１及び第２負荷(40,45)はそれぞれ第５及び第６トランジスタ(49,50) のコレクタ−エミッタ通路を具え、該第５及び第６トランジスタ(49,50)のコレ クタが第１抵抗(51)を経て第１電源端子(11)に結合されていることを特徴とする 請求の範囲３記載の受信機。 ５．前記スイッチング装置(42)と第２電源端子(12)との接続路内に電流源(52)が 配置されていることを特徴とする請求の範囲２、３又は４に記載の受信機。 ６．・前記キャパシタンス(41)の第１及び第２端子がそれぞれ第１及び第２負荷 (40,45)を経て第１電源端子(11)に結合され、 ・第２トランジスタ(46)のベース−エミッタ接合が前記キャパシタンス(41)の 両端間に、前記第１トランジスタ(43)のベース−エミッタ接合と反対方向に配置 され、 ・前記第１及び第２トランジスタ(43,46)のコレクタが第２電源端子(12)に共 通に結合され、 ・前記スイッチング装置(42)が第１状態及び第２状態においてそれぞれ前記キ ャパシタンス(41)の第１端子及び第２端子を第２電源端子(12)に接続し、 ・前記出力手段(44)が第１及び第２トランジスタ(43,46)の少なくとも一つを 経て流れる電流に従って変化する出力信号を発生するよう構成されていることを 特徴とする請求の範囲１記載の受信機。 ７．前記スイッチング装置(42)が第５及び第６トランジスタ(49,50)を具え、該 第５及び第６トランジスタ(49,50)のコレクタが第２電源端子(12)に結合され 、且つそれらのエミッタが前記キャパシタンス(41)の第１及び第２端子にそれぞ れ結合されていることを特徴とする請求の範囲６記載の受信機。 ８．前記パルス整形器(4)が電圧遷移補償回路(6)を具え、該補償回路(6)がその 出力電圧を第５及び第６トランジスタ(49,50)のベース上のスイッチング電圧に 加算し、これにより ・第１状態から第２状態への遷移の直前の第５トランジスタ(49)のベースとこ の遷移の直後の第６トランジスタ(50)のベースとの間に第１の電圧差が印加され 、 ・第２状態から第１状態への遷移の直後の第５トランジスタ(49)のベースとこ の遷移の直前の第６トランジスタ(50)のベースとの間に第２の電圧差が印加され 、 第１及び第２の電圧差が第１及び第２のスイッチング動作中に現れるキャパシ タンス電圧にほぼ対応するよう構成されていることを特徴とする請求の範囲４又 は７記載の受信機。 ９．パルス整形器(4)を具えるＦＭ復調器において、当該復調器は半導体材料内 に集積回路として実現され、且つ ・第１電源端子(11)に結合された負荷(40)及びキャパシタンス(41)の直列配置 と、 ・周波数被変調入力信号の第１の縁から開始する第１状態において前記キャパ シタンス(41)を充電させ、周波数被変調入力信号の第１の縁に続く第２の縁から 開始する第２状態において前記キャパシタンス(41)を放電させるスイッチング装 置(42)と、 ・前記キャパシタンス(41)の両端間に配置されたベース−エミッタ接合を有す るとともに、第１(11)又は第２電源端子(12)に結合されたコレクタを有する第１ トランジスタ(43)と、 ・前記キャパシタンス(41)を流れる電流に従って変化する出力信号を低域通過 フィルタ(5)が結合される出力端子に供給する出力手段(44)と、 を具え、 前記キャパシタンス(41)の充電時間及び放電時間が周波数被変調入力信号の２ つの順次の縁間の最小時間より小さく定められていることを特徴とするＦＭ復調 器。