JPH0956176A - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JPH0956176A JPH0956176A JP7204257A JP20425795A JPH0956176A JP H0956176 A JPH0956176 A JP H0956176A JP 7204257 A JP7204257 A JP 7204257A JP 20425795 A JP20425795 A JP 20425795A JP H0956176 A JPH0956176 A JP H0956176A
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- delay
- current
- switching signal
- voltage
- inverter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 脈動トルクや過大電流を防止し、安定な運転
を行なうインバータを提供する。 【構成】 シャント抵抗５および電流検出回路６から得
られる電流値の３次高調波成分を周波数分析手段８によ
り求め、その成分が最小となるようなオンディレイ補償
電圧を加える位相差を探索し、オンディレイ補償手段９
によりスイッチング信号を補正する。
を行なうインバータを提供する。 【構成】 シャント抵抗５および電流検出回路６から得
られる電流値の３次高調波成分を周波数分析手段８によ
り求め、その成分が最小となるようなオンディレイ補償
電圧を加える位相差を探索し、オンディレイ補償手段９
によりスイッチング信号を補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は主として交流電動機を可
変速制御するために用いる、パルス幅変調方式のインバ
ータ制御装置に関する。
変速制御するために用いる、パルス幅変調方式のインバ
ータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のインバータ制御装置において、
一相分のインバータ回路は２個の直列接続されたトラン
ジスタと各トランジスタのコレクターエミッタ間に接続
されたフライホイールダイオードからなり、両トランジ
スタにまたがって印加された直流電圧を各トランジスタ
の交互のオン─オフによってスイッチングし疑似交流波
形を出力するものである。
一相分のインバータ回路は２個の直列接続されたトラン
ジスタと各トランジスタのコレクターエミッタ間に接続
されたフライホイールダイオードからなり、両トランジ
スタにまたがって印加された直流電圧を各トランジスタ
の交互のオン─オフによってスイッチングし疑似交流波
形を出力するものである。
【０００３】ここで、各トランジスタのオン─オフ瞬時
における短絡を防止するために、両トランジスタが同時
にオフとなるオンディレイ期間を保証するオンディレイ
付加回路がパルス幅変調回路とインバータ回路との間に
設けられる。ところで、このようなオンディレイ付加回
路を設けた場合、オンディレイ期間は、両トランジスタ
がオフしていてもいずれか一方のフライホイールダイオ
ードを通じて電流が流れる。この電流の方向はその直前
におけるインバータ回路の負荷電流の方向によって決ま
る。そして、そのときのインバータ回路の出力電位も負
荷電流の方向によって決まり、正の負荷電流では負の電
位に、負の負荷電流では正の電位にというように、オン
ディレイ間の電圧は負荷電流の方向と逆になる。この結
果、インバータの出力電圧は図７に実線Ｖｕで示すよう
に負荷電流Ｉｕが正電流のとき理想的な出力電圧波形
（破線Ｖｕ※で示す）よりも低下し、負荷電流Ｉｕが負
の電流のときＶｕよりも上昇するといった歪んだ波形と
なる。そして、この出力電圧波形の歪に応じて、電流Ｉ
ｕも理想的な電流波形Ｉｕ※から歪んだ波形となる。
における短絡を防止するために、両トランジスタが同時
にオフとなるオンディレイ期間を保証するオンディレイ
付加回路がパルス幅変調回路とインバータ回路との間に
設けられる。ところで、このようなオンディレイ付加回
路を設けた場合、オンディレイ期間は、両トランジスタ
がオフしていてもいずれか一方のフライホイールダイオ
ードを通じて電流が流れる。この電流の方向はその直前
におけるインバータ回路の負荷電流の方向によって決ま
る。そして、そのときのインバータ回路の出力電位も負
荷電流の方向によって決まり、正の負荷電流では負の電
位に、負の負荷電流では正の電位にというように、オン
ディレイ間の電圧は負荷電流の方向と逆になる。この結
果、インバータの出力電圧は図７に実線Ｖｕで示すよう
に負荷電流Ｉｕが正電流のとき理想的な出力電圧波形
（破線Ｖｕ※で示す）よりも低下し、負荷電流Ｉｕが負
の電流のときＶｕよりも上昇するといった歪んだ波形と
なる。そして、この出力電圧波形の歪に応じて、電流Ｉ
ｕも理想的な電流波形Ｉｕ※から歪んだ波形となる。
【０００４】このような波形の歪は電動機の乱調の原因
となるため、従来よりオンディレイに対する補償方法が
提案されている。その一つで最も有効な方法として特開
平３−１６４０７１号公報に記載されたものがある。こ
のオンディレイ補償方法は、インバータ回路の負荷電流
の位相を検出し、その検出結果に応じてパルス幅変調に
基づくスイッチング信号のパルス幅を修正する方法であ
る。
となるため、従来よりオンディレイに対する補償方法が
提案されている。その一つで最も有効な方法として特開
平３−１６４０７１号公報に記載されたものがある。こ
のオンディレイ補償方法は、インバータ回路の負荷電流
の位相を検出し、その検出結果に応じてパルス幅変調に
基づくスイッチング信号のパルス幅を修正する方法であ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術では負荷の力率が高い場合に次のような課題があ
る。即ち、負荷の力率が高いと出力電圧と電流の位相差
が少なくなり、電流のゼロクロス付近でオンディレイの
ために増減変化する電圧の位相が丁度ゼロクロス近辺と
なり、その結果、電圧がその付近で正負に交互に振動す
ることとなる。このため、電圧と電流の位相差を一意に
確定することが出来ず、その結果、力率の高い領域での
最適なオンディレイ補償が行い難いという課題があっ
た。
来技術では負荷の力率が高い場合に次のような課題があ
る。即ち、負荷の力率が高いと出力電圧と電流の位相差
が少なくなり、電流のゼロクロス付近でオンディレイの
ために増減変化する電圧の位相が丁度ゼロクロス近辺と
なり、その結果、電圧がその付近で正負に交互に振動す
ることとなる。このため、電圧と電流の位相差を一意に
確定することが出来ず、その結果、力率の高い領域での
最適なオンディレイ補償が行い難いという課題があっ
た。
【０００６】本発明は上記課題に鑑み、力率の高い領域
においても最適なオンディレイ補償を行うことのできる
有用なインバータ制御装置を提供することを目的として
いる。
においても最適なオンディレイ補償を行うことのできる
有用なインバータ制御装置を提供することを目的として
いる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明に係るインバータ制御装置はパルス
幅変調に基づいて三相交流のスイッチング信号を出力す
るスイッチング信号発生手段と、オンディレイによる電
圧波形の歪を補償する補正スイッチング信号を出力する
オンディレイ補償手段と、補正スイッチング信号にオン
ディレイを付加した素子スイッチング信号を発生するオ
ンディレイ付加手段と、素子スイッチング信号により直
流を疑似三相交流に変換するインバータ回路と、前記イ
ンバータ回路の入力側に又は出力側に設けられる電流検
出手段と、検出電流について周波数分析を行う周波数分
析手段と、周波数分析結果に基づき、電流検出回路の検
出電流中における所定の高調波成分が少なくなるよう前
記オンディレイ補償手段の補正スイッチング信号のタイ
ミングを制御する制御手段と、を備えることを特徴とし
ている。
め、請求項１の発明に係るインバータ制御装置はパルス
幅変調に基づいて三相交流のスイッチング信号を出力す
るスイッチング信号発生手段と、オンディレイによる電
圧波形の歪を補償する補正スイッチング信号を出力する
オンディレイ補償手段と、補正スイッチング信号にオン
ディレイを付加した素子スイッチング信号を発生するオ
ンディレイ付加手段と、素子スイッチング信号により直
流を疑似三相交流に変換するインバータ回路と、前記イ
ンバータ回路の入力側に又は出力側に設けられる電流検
出手段と、検出電流について周波数分析を行う周波数分
析手段と、周波数分析結果に基づき、電流検出回路の検
出電流中における所定の高調波成分が少なくなるよう前
記オンディレイ補償手段の補正スイッチング信号のタイ
ミングを制御する制御手段と、を備えることを特徴とし
ている。
【０００８】請求項２に記載のインバータ制御装置は前
記所定の高調波が第３次高調波であることを特徴として
いる。請求項３に記載のインバータ制御装置は前記電流
検出回路がインバータ回路の入力側線路に挿入されたシ
ャント抵抗とシャント抵抗の両端の電圧を検出する電圧
検出回路とからなることを特徴としている。
記所定の高調波が第３次高調波であることを特徴として
いる。請求項３に記載のインバータ制御装置は前記電流
検出回路がインバータ回路の入力側線路に挿入されたシ
ャント抵抗とシャント抵抗の両端の電圧を検出する電圧
検出回路とからなることを特徴としている。
【０００９】
【作用】上記構成において、周波数分析手段では、電流
検出手段によって検出された電流値の時系列データにつ
いて周波数分析を行う。オンディレイ補償手段では、周
波数分析の結果に基づいて位相差を決定し、スイッチン
グ信号を補正して補正スイッチング信号を出力する。
検出手段によって検出された電流値の時系列データにつ
いて周波数分析を行う。オンディレイ補償手段では、周
波数分析の結果に基づいて位相差を決定し、スイッチン
グ信号を補正して補正スイッチング信号を出力する。
【００１０】
【実施例】以下に、本発明の一実施例について、図を参
照しながら説明する。まず、本実施例におけるインバー
タ制御装置の構成を図１を参照しながら説明する。イン
バータ回路１はマイクロプロセッサ２からの素子スイッ
チング信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−により
直流電源３から供給される電力を疑似三相交流に変換し
て電動機４に出力する。直流電源３とインバータ回路１
との間には、一般的に過大電流保護のためにシャント抵
抗５が接続されており、電流検出回路６は、シャント抵
抗５の両端に生じる電圧を計測し、直流部を流れる電流
（以下、直流部電流という。）値を電圧値に変換してマ
イクロプロセッサ２に供給する。マイクロプロセッサ２
には、スイッチング信号発生手段７、周波数分析手段
８、オンディレイ補償手段９及びオンディレイ付加手段
１０が設けられている。スイッチング信号発生手段７
は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭという。）に基づいて
周波数Ｆｏｕｔ，実効電圧Ｖｏｕｔの三相交流を実現す
るスイッチング信号Ｕｏｒｇ，Ｖｏｒｇ，Ｗｏｒｇを発
生する。周波数分析手段８は、電流検出回路６より得ら
れる電圧値を周波数Ｆｏｕｔの６倍以上の周波数でサン
プリングして直流部電流の時系列データを獲得し、フー
リエ変換により時系列データから周波数Ｆｏｕｔの３次
調波成分Ｆ３ｓｐｅｃを算出する。フーリエ変換につい
ては既知であるものとして説明は省略する。オンディレ
イ補償手段９は、Ｆ３ｓｐｅｃが最小となるように補償
電圧の位相を変更し、スイッチング信号Ｕｏｒｇ，Ｖｏ
ｒｇ，Ｗｏｒｇにオンディレイ時間ｔｄに応じた補償電
圧分を増減した補償スイッチング信号Ｕｍｏｄ，Ｖｍｏ
ｄ，Ｗｍｏｄを出力する。上記の原理およびＦ３ｓｐｅ
ｃ最小化のアルゴリズムについての詳細は後で説明す
る。オンディレイ付加手段１０は、Ｕｍｏｄ，Ｖｍｏ
ｄ，Ｗｍｏｄに時間ｔｄのオンディレイを付加した素子
スイッチング信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−
をインバータ回路１へ出力する。
照しながら説明する。まず、本実施例におけるインバー
タ制御装置の構成を図１を参照しながら説明する。イン
バータ回路１はマイクロプロセッサ２からの素子スイッ
チング信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−により
直流電源３から供給される電力を疑似三相交流に変換し
て電動機４に出力する。直流電源３とインバータ回路１
との間には、一般的に過大電流保護のためにシャント抵
抗５が接続されており、電流検出回路６は、シャント抵
抗５の両端に生じる電圧を計測し、直流部を流れる電流
（以下、直流部電流という。）値を電圧値に変換してマ
イクロプロセッサ２に供給する。マイクロプロセッサ２
には、スイッチング信号発生手段７、周波数分析手段
８、オンディレイ補償手段９及びオンディレイ付加手段
１０が設けられている。スイッチング信号発生手段７
は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭという。）に基づいて
周波数Ｆｏｕｔ，実効電圧Ｖｏｕｔの三相交流を実現す
るスイッチング信号Ｕｏｒｇ，Ｖｏｒｇ，Ｗｏｒｇを発
生する。周波数分析手段８は、電流検出回路６より得ら
れる電圧値を周波数Ｆｏｕｔの６倍以上の周波数でサン
プリングして直流部電流の時系列データを獲得し、フー
リエ変換により時系列データから周波数Ｆｏｕｔの３次
調波成分Ｆ３ｓｐｅｃを算出する。フーリエ変換につい
ては既知であるものとして説明は省略する。オンディレ
イ補償手段９は、Ｆ３ｓｐｅｃが最小となるように補償
電圧の位相を変更し、スイッチング信号Ｕｏｒｇ，Ｖｏ
ｒｇ，Ｗｏｒｇにオンディレイ時間ｔｄに応じた補償電
圧分を増減した補償スイッチング信号Ｕｍｏｄ，Ｖｍｏ
ｄ，Ｗｍｏｄを出力する。上記の原理およびＦ３ｓｐｅ
ｃ最小化のアルゴリズムについての詳細は後で説明す
る。オンディレイ付加手段１０は、Ｕｍｏｄ，Ｖｍｏ
ｄ，Ｗｍｏｄに時間ｔｄのオンディレイを付加した素子
スイッチング信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−
をインバータ回路１へ出力する。
【００１１】次に、インバータ制御装置の構成の詳細を
図２、３に基づき説明する。図２はＵ相一相についての
インバータ制御装置の構成を模式的に示している。イン
バータ回路１は２個のトランジスタＴ１、Ｔ２とフライ
ホイールダイオードＦＤ１、２とからなり、両トランジ
スタＴ１、Ｔ２の中間接続点ＣＴからＵ相の出力が出て
いる。両トランジスタＴ１、Ｔ２のベースはオンディレ
イ付加手段１０のＵ＋，Ｕ−の出力が印加されている。
図２、３に基づき説明する。図２はＵ相一相についての
インバータ制御装置の構成を模式的に示している。イン
バータ回路１は２個のトランジスタＴ１、Ｔ２とフライ
ホイールダイオードＦＤ１、２とからなり、両トランジ
スタＴ１、Ｔ２の中間接続点ＣＴからＵ相の出力が出て
いる。両トランジスタＴ１、Ｔ２のベースはオンディレ
イ付加手段１０のＵ＋，Ｕ−の出力が印加されている。
【００１２】スイッチング信号発生手段７は、図３
（イ）にＶｕで示す電圧指令を所定周波数の搬送波Ｖｃ
でスイッチングする回路で、スイッチングした信号波形
を図３（ロ）にＵｏｒｇとして示す。周波数分析手段８
は、電圧指令Ｖｕの一周期に相当する時間間隔でインバ
ータ回路の１次側に流れる電流を周波数分析し、高調波
のうち例えば第３高調波成分の信号レベルＦ３ｓｐｅｃ
を出力する。図５にある時点における検出電流の周波数
分析スペクトルを示す。
（イ）にＶｕで示す電圧指令を所定周波数の搬送波Ｖｃ
でスイッチングする回路で、スイッチングした信号波形
を図３（ロ）にＵｏｒｇとして示す。周波数分析手段８
は、電圧指令Ｖｕの一周期に相当する時間間隔でインバ
ータ回路の１次側に流れる電流を周波数分析し、高調波
のうち例えば第３高調波成分の信号レベルＦ３ｓｐｅｃ
を出力する。図５にある時点における検出電流の周波数
分析スペクトルを示す。
【００１３】インバータ回路１の１次側は直流回路であ
るが、インバータ回路１の動作中は負荷電流Ｉｕの変化
分が直流部電流に重畳している。従って、負荷電流Ｉｕ
が奇麗な正弦波でなく歪んでいるときは、その歪に相応
して１次側にも高調波成分が現れる。尚、周波数分析手
段６、スイッチング信号発生手段７は公知であるので詳
細な構成は省略する。
るが、インバータ回路１の動作中は負荷電流Ｉｕの変化
分が直流部電流に重畳している。従って、負荷電流Ｉｕ
が奇麗な正弦波でなく歪んでいるときは、その歪に相応
して１次側にも高調波成分が現れる。尚、周波数分析手
段６、スイッチング信号発生手段７は公知であるので詳
細な構成は省略する。
【００１４】オンディレイ補償手段９はスイッチング信
号発生手段７から出力されるスイッチング信号のパルス
幅を周波数分析手段６から得る第３高調波成分が減少す
るように調整する制御手段でその詳細は図４のフローチ
ャートに示されている（後述する）。図３の（ハ）は周
波数分析手段６から得る第３高調波成分が減少するよう
にスイッチング信号のパルス幅をＴｍずつ調整している
補正スイッチング信号の波形を示している。
号発生手段７から出力されるスイッチング信号のパルス
幅を周波数分析手段６から得る第３高調波成分が減少す
るように調整する制御手段でその詳細は図４のフローチ
ャートに示されている（後述する）。図３の（ハ）は周
波数分析手段６から得る第３高調波成分が減少するよう
にスイッチング信号のパルス幅をＴｍずつ調整している
補正スイッチング信号の波形を示している。
【００１５】ここで、パルス幅調整量Ｔｍは負荷電流Ｉ
ｕの極性によって正負の値をとる。即ち、負荷電流Ｉｕ
が正のときＴｍはプラス（＋）で、Ｕｍｏｄのパルス幅
をＴｍだけ増加し、負荷電流Ｉｕが負のときＴｍはマイ
ナス（−）で、Ｕｍｏｄのパルス幅をＴｍだけ減少す
る。負荷電流Ｉｕの正負は直接検出はしていないが、本
実施例では電圧指令Ｖｕのゼロクロス点のタイミングと
電圧指令Ｖｕと負荷電流Ｉｕとの位相差Ｄｅｆから求め
ている。そして、この位相差Ｄｅｆは負荷電流Ｉｕに高
調波成分が含まれないよう制御することで間接的に求ま
るというのが本発明の手法である（詳細は図６のところ
で説明する。）。
ｕの極性によって正負の値をとる。即ち、負荷電流Ｉｕ
が正のときＴｍはプラス（＋）で、Ｕｍｏｄのパルス幅
をＴｍだけ増加し、負荷電流Ｉｕが負のときＴｍはマイ
ナス（−）で、Ｕｍｏｄのパルス幅をＴｍだけ減少す
る。負荷電流Ｉｕの正負は直接検出はしていないが、本
実施例では電圧指令Ｖｕのゼロクロス点のタイミングと
電圧指令Ｖｕと負荷電流Ｉｕとの位相差Ｄｅｆから求め
ている。そして、この位相差Ｄｅｆは負荷電流Ｉｕに高
調波成分が含まれないよう制御することで間接的に求ま
るというのが本発明の手法である（詳細は図６のところ
で説明する。）。
【００１６】オンディレイ付加手段１０は前記オンディ
レイ補償手段９から得る補正スイッチング信号を用いて
オンディレイ時間ｔｄを付加したＵ＋，Ｕ−のオンディ
レイ付加信号を作成する。図３の（ニ）（ホ）にＵ＋，
Ｕ−の信号波形を示す。このようにして作成されたオン
ディレイ付加信号Ｕ＋，Ｕ−をインバータ回路１の各ト
ランジスタＴ１、Ｔ２のベースに印加すると、各トラン
ジスタＴ1 、Ｔ 2 がＵ＋、Ｕ−によって導通制御され、
インバータ回路１から疑似正弦波電圧（不図示）を得
る。そして、この疑似正弦波電圧が誘電性の負荷に印加
されることにより、負荷電流Ｉｕが流れる。
レイ補償手段９から得る補正スイッチング信号を用いて
オンディレイ時間ｔｄを付加したＵ＋，Ｕ−のオンディ
レイ付加信号を作成する。図３の（ニ）（ホ）にＵ＋，
Ｕ−の信号波形を示す。このようにして作成されたオン
ディレイ付加信号Ｕ＋，Ｕ−をインバータ回路１の各ト
ランジスタＴ１、Ｔ２のベースに印加すると、各トラン
ジスタＴ1 、Ｔ 2 がＵ＋、Ｕ−によって導通制御され、
インバータ回路１から疑似正弦波電圧（不図示）を得
る。そして、この疑似正弦波電圧が誘電性の負荷に印加
されることにより、負荷電流Ｉｕが流れる。
【００１７】ここで、疑似正弦波電圧が等価的に図３
（イ）のＶｕに示すように歪のない奇麗な正弦波形であ
ったとすると、負荷電流Ｉｕも図３（イ）に示すような
奇麗な正弦波となり、負荷回路として接続された電動機
は乱調なく整然と駆動されることとなる。但し、疑似正
弦波電圧が電源投入当初Ｖｕのように奇麗な正弦波であ
ることはなく、図６（イ）にＶｕで示すようにオンディ
レイの作用によって波形歪を生じており、従ってまた負
荷電流Ｉｕもまた同図にＩｕで示すように波形歪を生じ
ている。しかし、この波形歪はオンディレイ補償手段９
の作用によって数サイクルのうちに漸時減少若しくは解
消する。
（イ）のＶｕに示すように歪のない奇麗な正弦波形であ
ったとすると、負荷電流Ｉｕも図３（イ）に示すような
奇麗な正弦波となり、負荷回路として接続された電動機
は乱調なく整然と駆動されることとなる。但し、疑似正
弦波電圧が電源投入当初Ｖｕのように奇麗な正弦波であ
ることはなく、図６（イ）にＶｕで示すようにオンディ
レイの作用によって波形歪を生じており、従ってまた負
荷電流Ｉｕもまた同図にＩｕで示すように波形歪を生じ
ている。しかし、この波形歪はオンディレイ補償手段９
の作用によって数サイクルのうちに漸時減少若しくは解
消する。
【００１８】図４はオンディレイ補償手段９の制御動作
を示すフローチャートであり、電源が投入されてインバ
ータ回路１が三相交流の出力を開始すると、ステップ１
０１において位相差レジスタＤｅｆを０にセットする。
ここで、位相差レジスタＤｅｆはオンディレイ補償手段
９に内蔵のレジスタで、このレジスタＤｅｆの値はオン
ディレイ補償手段９が仮定している疑似正弦波電圧Ｖｕ
と負荷電流の位相差を意味し、実際にインバータ回路１
から発生している疑似正弦波電圧と負荷電流の位相差４
とは異なっている。図６は電源投入後の３周期分の疑似
正弦波電圧Ｖｕと負荷電流Ｉｕを示している。第１周期
においては実際の位相差Φ＝Φ１であるが、オンディレ
イ補償手段９は位相差レジスタＤｅｆを０に設定するの
である。このため、疑似正弦波電圧Ｖｕが正に転じた瞬
間からオンディレイ補償手段９は、オンディレイ付加手
段１０によるオンディレイ作用によって負荷電流が正の
場合における疑似電圧の減少分を補償するためパルス幅
調整量Ｔｍを正の値とする。しかし、実際には負荷電流
Ｉｕは図６に示すようにｔ1 〜ｔ2 の期間は負であるた
め、オンディレイ付加手段１０は疑似電圧を高めるよう
作用する。この結果、ｔ1 〜ｔ2 の期間はオンディレイ
補償手段９で補償したパルス幅調整量Ｔｍと実際の負荷
電流Ｉｕが負であることによる疑似電圧上昇作用とが相
候って図６（イ）に示すように正弦波電圧の電圧値より
も高く現れる。そして、時刻ｔ2 に達すると、負荷電流
Ｉｕが実際に正に転じ、オンディレイ付加手段１０の作
用によって疑似電圧が低減されるので、ｔ2 〜ｔ3 の期
間はオンディレイ補償手段９によるパルス幅調整量Ｔｍ
の補償とオンディレイ付加手段１０の疑似電圧を低減す
る作用とが相殺し合って正しい正弦波電圧となる。一
方、負荷電流Ｉｕは疑似正弦波電圧Ｖｕの電圧変化の影
響を受けて実際の位相差Φ１だけ遅れてｔ2 から所定期
間、電流値を高める。
を示すフローチャートであり、電源が投入されてインバ
ータ回路１が三相交流の出力を開始すると、ステップ１
０１において位相差レジスタＤｅｆを０にセットする。
ここで、位相差レジスタＤｅｆはオンディレイ補償手段
９に内蔵のレジスタで、このレジスタＤｅｆの値はオン
ディレイ補償手段９が仮定している疑似正弦波電圧Ｖｕ
と負荷電流の位相差を意味し、実際にインバータ回路１
から発生している疑似正弦波電圧と負荷電流の位相差４
とは異なっている。図６は電源投入後の３周期分の疑似
正弦波電圧Ｖｕと負荷電流Ｉｕを示している。第１周期
においては実際の位相差Φ＝Φ１であるが、オンディレ
イ補償手段９は位相差レジスタＤｅｆを０に設定するの
である。このため、疑似正弦波電圧Ｖｕが正に転じた瞬
間からオンディレイ補償手段９は、オンディレイ付加手
段１０によるオンディレイ作用によって負荷電流が正の
場合における疑似電圧の減少分を補償するためパルス幅
調整量Ｔｍを正の値とする。しかし、実際には負荷電流
Ｉｕは図６に示すようにｔ1 〜ｔ2 の期間は負であるた
め、オンディレイ付加手段１０は疑似電圧を高めるよう
作用する。この結果、ｔ1 〜ｔ2 の期間はオンディレイ
補償手段９で補償したパルス幅調整量Ｔｍと実際の負荷
電流Ｉｕが負であることによる疑似電圧上昇作用とが相
候って図６（イ）に示すように正弦波電圧の電圧値より
も高く現れる。そして、時刻ｔ2 に達すると、負荷電流
Ｉｕが実際に正に転じ、オンディレイ付加手段１０の作
用によって疑似電圧が低減されるので、ｔ2 〜ｔ3 の期
間はオンディレイ補償手段９によるパルス幅調整量Ｔｍ
の補償とオンディレイ付加手段１０の疑似電圧を低減す
る作用とが相殺し合って正しい正弦波電圧となる。一
方、負荷電流Ｉｕは疑似正弦波電圧Ｖｕの電圧変化の影
響を受けて実際の位相差Φ１だけ遅れてｔ2 から所定期
間、電流値を高める。
【００１９】次に疑似正弦波電圧Ｖｕが負に転じてから
負荷電流Ｉｕが負に転じるまでの期間ｔ3 〜ｔ4 は、期
間ｔ1 〜ｔ2 と同様、オンディレイ補償手段９が位相差
レジスタＤｅｆ＝０からパルス幅調整量（−Ｔｍ）を補
償することと実際の負荷電流Ｉｕが正で疑似電圧を低減
するよう作用することとが相候って正弦波の瞬時電圧よ
りも低い電圧が現れる（実効値は増加する）。又、期間
ｔ4 〜ｔ5 は期間ｔ2〜ｔ3 と同様、奇麗な正弦波とな
る。
負荷電流Ｉｕが負に転じるまでの期間ｔ3 〜ｔ4 は、期
間ｔ1 〜ｔ2 と同様、オンディレイ補償手段９が位相差
レジスタＤｅｆ＝０からパルス幅調整量（−Ｔｍ）を補
償することと実際の負荷電流Ｉｕが正で疑似電圧を低減
するよう作用することとが相候って正弦波の瞬時電圧よ
りも低い電圧が現れる（実効値は増加する）。又、期間
ｔ4 〜ｔ5 は期間ｔ2〜ｔ3 と同様、奇麗な正弦波とな
る。
【００２０】疑似正弦波電圧Ｖｕの第１周期の間におい
てオンディレイ補償手段はステップ１０２→１０３の処
理を行う。即ち、ステップ１０２において時刻ｔ5 若し
くはその直前における周波数分析手段８のＦ３ｓｐｅｃ
を検出し、ＮＥＷレジスタにその値を格納する。続い
て、ステップ１０３において、位相差レジスタＤｅｆに
ｄＤｅｆを加算する。ｄＤｅｆの値は微小位相差として
適切な値が採用される。
てオンディレイ補償手段はステップ１０２→１０３の処
理を行う。即ち、ステップ１０２において時刻ｔ5 若し
くはその直前における周波数分析手段８のＦ３ｓｐｅｃ
を検出し、ＮＥＷレジスタにその値を格納する。続い
て、ステップ１０３において、位相差レジスタＤｅｆに
ｄＤｅｆを加算する。ｄＤｅｆの値は微小位相差として
適切な値が採用される。
【００２１】疑似正弦波電圧の第２周期においてはオン
ディレイ補償手段は疑似正弦波電圧Ｖｕと負荷電流Ｉｕ
にｄＤｅｆの位相差があると仮定してパルス幅Ｔｍの調
整を行う。従って時刻ｔ5 からｄＤｅｆ分遅れたｔ6 に
おいて負荷電流Ｉｕが正に転じると仮定するため、ｔ6
〜ｔ7 の期間に疑似正弦波電圧の値が高くなり、ｔ6か
らｄＤｅｆ分遅れたｔ8 において負荷電流が高くなる。
ディレイ補償手段は疑似正弦波電圧Ｖｕと負荷電流Ｉｕ
にｄＤｅｆの位相差があると仮定してパルス幅Ｔｍの調
整を行う。従って時刻ｔ5 からｄＤｅｆ分遅れたｔ6 に
おいて負荷電流Ｉｕが正に転じると仮定するため、ｔ6
〜ｔ7 の期間に疑似正弦波電圧の値が高くなり、ｔ6か
らｄＤｅｆ分遅れたｔ8 において負荷電流が高くなる。
【００２２】疑似正弦波電圧の負の半サイクルｔ9 〜ｔ
13においても同様に期間ｔ10〜ｔ11に疑似正弦波電圧の
瞬時値が低下し（実効値は増加）、ｔ10からｄＤｅｆ分
遅れたｔ12から所定期間負荷電流Ｉｕの瞬時値が低減
（実効値は増加）する。疑似正弦波電圧Ｖｕの第２周期
の終わりまでにステップ１０４→１０５→１０６の処理
を行う。ステップ１０４においては第１の周期の間にＮ
ＥＷレジスタに格納したＦ３ｓｐｅｃをＯＬＤレジスタ
に代入し、ステップ１０５で第２の周期の終期における
Ｆ３ｓｐｅｃの値をＮＥＷレジスタに格納する。そして
ステップ１０６でＮＥＷレジスタとＯＬＤレジスタの値
を比較する。図６に示す例ではＮＥＷ＜ＯＬＤであるの
で、処理は再びステップ１０３に進み、位相差レジスタ
ＤｅｆにｄＤｅｆを加算する。第１の周期の終期におい
て、位相差レジスタはｄＤｅｆを格納しているので、第
２の周期の終期には２×ｄＤｅｆを格納することとな
る。そして、このレジスタの格納値に基づき、第３の周
期におけるオンディレイ補償が行われる。ここで、位相
差レジスタＤｅｆの格納値２×ｄＤｅｆと実際の位相差
Φ（＝Φ３ ）が等しかったとすると、実際に負荷電流
Ｉｕが正に転じる瞬間にオンディレイ補償手段９がパル
ス幅調整量Ｔｍを正に変更し、実際の負荷電流Ｉｕが負
に転じる瞬間にオンディレイ補償手段９がパルス幅調整
量Ｔｍを負に変更することとなるので、疑似正弦波電圧
は確実にオンディレイ補償され、図６の第３の周期に示
すように奇麗な正弦波形となる。このように位相差レジ
スタＤｅｆの格納値と実際の位相差Φとが等しくなる
と、負荷電流Ｉｕも奇麗な正弦波形となり、Ｆ３ｓｐｅ
ｃは０若しくは許容値以下の値となる。この場合は処理
はステップ１０６→１０５→１０６と繰り返す。
13においても同様に期間ｔ10〜ｔ11に疑似正弦波電圧の
瞬時値が低下し（実効値は増加）、ｔ10からｄＤｅｆ分
遅れたｔ12から所定期間負荷電流Ｉｕの瞬時値が低減
（実効値は増加）する。疑似正弦波電圧Ｖｕの第２周期
の終わりまでにステップ１０４→１０５→１０６の処理
を行う。ステップ１０４においては第１の周期の間にＮ
ＥＷレジスタに格納したＦ３ｓｐｅｃをＯＬＤレジスタ
に代入し、ステップ１０５で第２の周期の終期における
Ｆ３ｓｐｅｃの値をＮＥＷレジスタに格納する。そして
ステップ１０６でＮＥＷレジスタとＯＬＤレジスタの値
を比較する。図６に示す例ではＮＥＷ＜ＯＬＤであるの
で、処理は再びステップ１０３に進み、位相差レジスタ
ＤｅｆにｄＤｅｆを加算する。第１の周期の終期におい
て、位相差レジスタはｄＤｅｆを格納しているので、第
２の周期の終期には２×ｄＤｅｆを格納することとな
る。そして、このレジスタの格納値に基づき、第３の周
期におけるオンディレイ補償が行われる。ここで、位相
差レジスタＤｅｆの格納値２×ｄＤｅｆと実際の位相差
Φ（＝Φ３ ）が等しかったとすると、実際に負荷電流
Ｉｕが正に転じる瞬間にオンディレイ補償手段９がパル
ス幅調整量Ｔｍを正に変更し、実際の負荷電流Ｉｕが負
に転じる瞬間にオンディレイ補償手段９がパルス幅調整
量Ｔｍを負に変更することとなるので、疑似正弦波電圧
は確実にオンディレイ補償され、図６の第３の周期に示
すように奇麗な正弦波形となる。このように位相差レジ
スタＤｅｆの格納値と実際の位相差Φとが等しくなる
と、負荷電流Ｉｕも奇麗な正弦波形となり、Ｆ３ｓｐｅ
ｃは０若しくは許容値以下の値となる。この場合は処理
はステップ１０６→１０５→１０６と繰り返す。
【００２３】一方、電動機の運転中において、何らかの
原因で、Ｆ３ｓｐｅｃが許容値を超えた値になると、処
理はステップ１０６→１０７→１０８→１０９→１１０
と進み、更にこれらのステップを繰り返しループするこ
とにより、Ｆ３ｓｐｅｃが最小となるようオンディレイ
補償する。なお、本実施例では周波数分析の手法として
フーリエ変換を用いたが、バンドパスフィルターにより
算出しても同じ結果が得られる。
原因で、Ｆ３ｓｐｅｃが許容値を超えた値になると、処
理はステップ１０６→１０７→１０８→１０９→１１０
と進み、更にこれらのステップを繰り返しループするこ
とにより、Ｆ３ｓｐｅｃが最小となるようオンディレイ
補償する。なお、本実施例では周波数分析の手法として
フーリエ変換を用いたが、バンドパスフィルターにより
算出しても同じ結果が得られる。
【００２４】また、３次以上の奇数次高調波成分につい
ても、最高次数の周波数の２倍以上のサンプリングで直
流部電流の時系列データを得ることにより、同じ原理が
適用される。また、Ｆ３ｓｐｅｃ最小化アルゴリズムで
ステップ１０２の次にステップ１０７に進んでも同じ結
果が得られる。
ても、最高次数の周波数の２倍以上のサンプリングで直
流部電流の時系列データを得ることにより、同じ原理が
適用される。また、Ｆ３ｓｐｅｃ最小化アルゴリズムで
ステップ１０２の次にステップ１０７に進んでも同じ結
果が得られる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係るインバ
ータ制御装置によれば、インバータ回路の負荷電流又は
１次側電流に含まれる高調波成分を検出し、高調波成分
が少なくなるようにスイッチング信号のパルス幅を補正
するものであるから、補正後のスイッチング信号にオン
ディレイ付加し、インバータ回路に印加して出力電流電
圧を制御すれば、その出力電圧、電流は高調波成分を含
まない或いは大幅に軽減された奇麗な正弦波となり、乱
調を起こすことなく電動機を可変速制御できるといった
効果がある。
ータ制御装置によれば、インバータ回路の負荷電流又は
１次側電流に含まれる高調波成分を検出し、高調波成分
が少なくなるようにスイッチング信号のパルス幅を補正
するものであるから、補正後のスイッチング信号にオン
ディレイ付加し、インバータ回路に印加して出力電流電
圧を制御すれば、その出力電圧、電流は高調波成分を含
まない或いは大幅に軽減された奇麗な正弦波となり、乱
調を起こすことなく電動機を可変速制御できるといった
効果がある。
【００２６】又、本発明では出力電流・電圧を奇麗な正
弦波に補償できるので、負荷力率が高くても出力電圧が
ゼロクロス付近で正負交互に振動することはなく、適格
にオンディレイ補償することができるといった効果があ
る。
弦波に補償できるので、負荷力率が高くても出力電圧が
ゼロクロス付近で正負交互に振動することはなく、適格
にオンディレイ補償することができるといった効果があ
る。
【図１】本実施例におけるインバータ制御装置の構成
図。
図。
【図２】Ｕ相一相についてのインバータ制御装置の構成
図。
図。
【図３】Ｕ相一相についての素子スイッチング信号を生
成する過程を説明する波形図。
成する過程を説明する波形図。
【図４】３次高調成分の最小化アルゴリズムのフローチ
ャート。
ャート。
【図５】電流波形をフーリエ変換したグラフ。
【図６】本発明のオンディレイ補償動作を説明する波形
図。
図。
【図７】従来の問題点を説明する波形図。
１ インバータ回路 ２ マイクロプロセッサ ３ 直流電源 ４ 電動機 ５ シャント抵抗 ６ 電流検出回路 ７ スイッチング信号発生手段 ８ 周波数分析手段 ９ オンディレイ補償手段 １０ オンディレイ付加手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松井 敬三 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 吉岡 包晴 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 吉田 泉 大阪府東大阪市高井田本通４丁目２番５号 松下冷機株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 パルス幅変調に基づいて三相交流のスイ
ッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段と、 オンディレイによる電圧波形の歪を補償する補正スイッ
チング信号を出力するオンディレイ補償手段と、 補正スイッチング信号にオンディレイを付加した素子ス
イッチング信号を発生するオンディレイ付加手段と、 素子スイッチング信号により直流を疑似三相交流に変換
するインバータ回路と、 前記インバータ回路の入力側又は出力側に設けられる電
流検出手段と、 検出電流について周波数分析を行う周波数分析手段と、
周波数分析結果に基づき、電流検出回路の検出電流中に
おける所定の高調波成分が少なくなるよう前記オンディ
レイ補償手段の補正スイッチング信号のタイミングを制
御する制御手段と、 を備えることを特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項２】 前記所定の高調波が第３次高調波である
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。 - 【請求項３】 前記電流検出回路がインバータ回路の入
力側線路に挿入されたシャント抵抗とシャント抵抗の両
端の電圧を検出する電圧検出回路とからなることを特徴
とする請求項１、請求項２記載のインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7204257A JPH0956176A (ja) | 1995-08-10 | 1995-08-10 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7204257A JPH0956176A (ja) | 1995-08-10 | 1995-08-10 | インバータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0956176A true JPH0956176A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16487471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7204257A Pending JPH0956176A (ja) | 1995-08-10 | 1995-08-10 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0956176A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007221876A (ja) * | 2006-02-15 | 2007-08-30 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2014027728A (ja) * | 2012-07-25 | 2014-02-06 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| CN109613952A (zh) * | 2018-12-26 | 2019-04-12 | 长春昌鼎电子科技有限责任公司 | 一种负载自适应恒流产生电路 |
| WO2024100911A1 (ja) * | 2022-11-07 | 2024-05-16 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | 制御装置、制御方法および空気調和機 |
-
1995
- 1995-08-10 JP JP7204257A patent/JPH0956176A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007221876A (ja) * | 2006-02-15 | 2007-08-30 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2014027728A (ja) * | 2012-07-25 | 2014-02-06 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| CN109613952A (zh) * | 2018-12-26 | 2019-04-12 | 长春昌鼎电子科技有限责任公司 | 一种负载自适应恒流产生电路 |
| CN109613952B (zh) * | 2018-12-26 | 2020-10-20 | 长春昌鼎电子科技有限责任公司 | 一种负载自适应恒流产生电路 |
| WO2024100911A1 (ja) * | 2022-11-07 | 2024-05-16 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | 制御装置、制御方法および空気調和機 |
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